JP3018197B2 - 磁気共鳴像形成システム - Google Patents

磁気共鳴像形成システム

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JP3018197B2
JP3018197B2 JP2213552A JP21355290A JP3018197B2 JP 3018197 B2 JP3018197 B2 JP 3018197B2 JP 2213552 A JP2213552 A JP 2213552A JP 21355290 A JP21355290 A JP 21355290A JP 3018197 B2 JP3018197 B2 JP 3018197B2
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ホーランド ジー．ニール
エム．ブレイクレイ ダグラス
アール．スタウバー ジョン
シー．フルーガン デイヴィッド
エス．デニスン ケネス
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    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
    • G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
    • G01R33/32—Excitation or detection systems, e.g. using radio frequency signals
    • G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
    • G01R33/3607—RF waveform generators, e.g. frequency generators, amplitude-, frequency- or phase modulators or shifters, pulse programmers, digital to analog converters for the RF signal, means for filtering or attenuating of the RF signal

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Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、磁気共鳴システムに関する。本発明は、特
に体全体の磁気共鳴像形成システムに用途があるので、
これを参照して説明する。しかしながら本発明は、小孔
像形成システム、磁気共鳴スペクトルスコープシステム
等にも用途があると解すべきである。
従来の技術および発明が解決しようとする課題 これまで、医療用磁気共鳴像形成システムはアナログ
送信機および受信機を使用してきた。送信機は、一般に
像形成領域内の検査対象双極子のラモー（Larmor）周波
数で、高周波信号を発生していた。この高周波信号は、
所定の周波数、位相および振幅特性を有するパルスに成
形され、電力増幅器により高周波送信コイルへ送られ
る。このパルスの周波数、位相および振幅変調は、アナ
ログ成分により行なわれていた。
周波数変調は、周波数を選択できるアナログ信号を発
生する周波数シンセサイザにより行なわれていた。デジ
タル部を有する周波数シンセサイザーもあつたが、合成
周波数信号はアナログであつた。パルス振幅変調は、一
般にダブルバランスミキサ、およびアナログゲートすな
わちスイツチにより行なわれていた。
同様に位相変調は、位相スプリツタの使用により中間
高周波を位相シフトし、これを適当な周波数と組み合わ
せ再度ダブルバランスミキサーを使用することにより必
要なラモー周波数を得ることにより行なつていた。これ
ら装置の使用により、ダブルバランスミキサーが本来的
に非線形すなわち２乗特性のデバイスとなること、位相
分離器が広いエラーマージンを有すること、アナログゲ
ートが送信高周波パルスに望んでいない特性を招くリー
クを生じやすいという種々の問題が生じる。作動曲線の
最も非線型の部分でダブルバランスミキサーを作動させ
るには、入力を適当にするための外部部品を加える必要
があつた。バイアス点はユニツトごとに異なるので、調
節自在な部品を内蔵する必要があつた。位相分割デバイ
スを較正しかつアナログゲートでのリークを低減するた
めに同じ方法が必要である。これら部品の調節は、ハー
ドウエアのコストおよび複雑さおよび初期の較正の手間
を増すだけでなく、正統的でない多数の調節箇所ができ
る。
被検体から発せられるアナログ磁気共鳴信号はアナロ
グ式受信機により受信され、復調される。アナログ位相
感知検波器は、アナログ信号のサインおよびコサイン関
連チヤンネルを発生する。これらのサインおよびコサイ
ンアナログ信号は、高速フーリエ変換および他のデジタ
ル処理演算を行ない、像表示をするよう別々にデジタル
化され、デジタル処理される。
アナログ受信機は、非線形であり、非線形部品の上記
問題を生じる。アナログ部品またはデバイスを通つて出
力される信号は、生じる像中で人為的な部分を生じさせ
る。受信機では、デバイスごとのバラツキがよりクリチ
カルとなる。サインおよびコサインすなわち、実数およ
び虚数チヤンネル内のチヤンネルごとのバランス、振幅
および位相の一致性を維持できなくなることにより像が
不自然となる。アナログ受信機は、更にDCレベルのエラ
ーを受けやすい。適当な補正ができるように実際の電流
のDCレベルを決定するには各走査前に一般に20〜30秒か
かつた。
本発明の目的は、上記の問題を克服した磁気共鳴シス
テムを提供することにある。
課題を解決するための手段 本発明の第１の様相によれば、像領域内に主磁界およ
び磁界勾配を発生するための磁界手段と、送信すべき高
周波信号の特性を決定する送信機と、前記送信機からの
アナログ高周波パルスを受けて、像領域内に対応する高
周波エネルギーを送信するアンテナと、像領域から発せ
られるアナログ共鳴信号を受けて、これを像データへと
変換するための受信機と、前記像データを表示像へとデ
ジタル式に処理するためのデジタル像処理手段とから成
る、磁気共鳴像形成システムにおいて、前記送信機は、
送信すべき高周波信号の前記特性をデジタル式に決定す
るためのデジタル入力指令をデジタル式に処理するデジ
タル送信機を含み、前記受信機は像領域から発せられる
前記アナログ共鳴信号をデジタルデータに変換するため
のデジタル受信機であることを特徴とする磁気共鳴像形
成システムが提供される。
本発明の第２の様相によれば、高周波エネルギーを検
査領域内に送信するための送信手段と、検査領域から受
信した磁気共鳴信号を像データに変換するための受信機
と、前記像データをデジタル処理するためのデジタル処
理手段とから成る磁気共鳴システムにおいて、前記受信
機はデジタル受信機であつて、検査領域から受信した前
記磁気共鳴信号をデジタル式に直角ベースバンド復調
し、デジタル状の前記像データを形成するデジタル復調
手段を含むことを特徴とする磁気共鳴システムが提供さ
れる。
本発明の第３の様相によれば、磁気共鳴を励起してか
つ操作するように検査領域内に高周波エネルギーを送信
するための送信機と、検査領域から発せられる磁気共鳴
信号を受けるための受信機とから成る磁気共鳴システム
において、前記受信機はデジタル受信機であり、所定の
サンプリングレートで前記受信磁気共鳴信号をデジタル
化するためのサンプリング手段と、サンプリングレート
に整合したフイルタ遮断周波数を有するデジタルフイル
タを含むことを特徴とする磁気共鳴システムが提供され
る。
本発明の第４の様相によれば、磁気共鳴を励起してか
つ操作するように検査領域に高周波信号を送信するため
の送信機と、検査領域から発せられる磁気共鳴信号を受
けるための受信機と、受信した磁気共鳴信号を像表示に
処理するための像処理手段とから成る磁気共鳴像形成シ
ステムにおいて、前記送信機はデジタル送信機であり、
前記高周波信号の振幅、位相および周波数を数値変調す
るためのデジタル変調手段を含むことを特徴とする磁気
共鳴像形成システムが提供される。
本発明の第５の様相によれば、磁気共鳴を励起して操
作するよう検査領域内に高周波信号を送信するための送
信機と、検査領域から発せられるアナログ磁気共鳴信号
を像データに変換するための受信機と前記像データを像
表示に処理するためのデジタル像処理手段とから成る磁
気共鳴システムにおいて、前記送信機はデジタル送信機
であり、前記受信機はデジタル受信機であつて、前記ア
ナログ磁気共鳴信号をデジタル化して前記像データを発
生し、本システムはデジタル送信機と、デジタル受信機
と、デジタル像処理手段とを同期してクロツク制御する
ためのクロツク手段を更に含むことを特徴とするシステ
ムが提供される。
本発明の利点の一つは、画質を改善し、人工的な部分
をなくすことができる点にある。
本発明の別の利点は、部品のコストを低減できること
にある。
本発明の別の利点は、バツチ処理をすることなくリア
ルタイムで作動できることにある。
更に別の利点は、較正が簡単となり、サービスマンが
アクセスできる調節点をなくすことができることにあ
る。
以下添附図面を参照して、例示により、本発明に係る
磁気共鳴システムについて説明する。
第1A図および第1B図を参照すると、磁界手段Ａは検査
領域にある被検体内に磁界および磁界勾配を発生する。
デジタル送信機Ｂは、デジタル周波数および位相制御ワ
ードを受け、デジタルワードをデジタル式に処理し、対
応する高周波信号を検査領域に送信する。像領域から発
せられたアナログ高周波磁気共鳴信号は、デジタル式受
信機Ｃによりデジタル化され、復調され、サインおよび
コサイン成分にデジタル式に分割される。デジタル処理
回路Ｄは、受信機からのデジタル磁気共鳴データを表示
像へとデジタルフーリエ変換したり、他の処理を行う。
シーケンスコントローラＥは、デジタル送信機、受信機
および処理回路に制御ワードおよび他の制御信号を送
り、複数の磁気共鳴像形成シーケンスの所定の一つを実
行する。共通クロツクＦは、送信機Ｅ、受信機Ｃ、およ
び像処理回路Ｄを同期するようクロツク制御する。
磁界手段Ａは、複数の抵抗すなわち超伝導磁石10を含
む。これらの磁石は主磁界制御手段12により制御され、
検査領域に一般に0.5,1.0,または1.5テスラ磁界のほぼ
均一な静磁界を発生する。複数の磁界勾配コイル14は、
勾配磁界コイルコントローラ16の制御により作動され、
主磁界を横断する勾配を選択的に発生する。好ましく
は、３つの相互に直交する軸（便宜的にX,Y,およびＺ軸
と表示する）に沿つて選択自在な傾きの勾配を選択的に
発生する。
デジタル送信機Ｂは、デジタルシンセサイザチツプ20
を含み、このチツプは（ｉ）デジタル周波数制御すなわ
ち選択ワードすなわち信号と、（ii）デジタル位相選択
すなわち制御ワード信号と、（iii）キヤリア周波数を
識別するデジタルオフセツトすなわちキヤリア周波数ワ
ードすなわち信号と、（iv）例えば10MHzのクロツク信
号とを受信する入力レジスタを有する。好ましい実施態
様では、シンセサイザチツプ20は、数値制御変調発振器
NCMOとなつている。この数値制御変調発振器の出力位相
および周波数は、シーケンスコントローラＥから受信さ
れるオフセツト周波数ワード、位相制御ワード、周波数
制御ワードおよびクロツク周波数により決定される。
数値制御変調発振器の出力は、サイン波の位相を対応
する振幅に変換するようプログラマブルリードオンリメ
モリ（PROM）22に記憶されていた波形マツプのアドレス
指定をする。このPROMは、シーケンスコントローラＥに
よりそのうちの一つを選択する異なる像形成シーケンス
に適当な複数の波形を記憶できる。デジタル変調手段24
は、送信される高周波信号の振幅、位相および周波数の
うちの少なくとも一つを数値変調する。この変調手段
は、振幅変調手段26を含み、この変調手段26は波形マツ
プからの波形とシーケンスコントローラからのデジタル
振幅プロフイールワードすなわち信号とを乗算し、所定
パルスをデジタル式に表示するパルスプロフイールを形
成する。好ましい実施態様では、この振幅変調手段は波
形マツプからの各出力点と、振幅プロフイールワードの
デジタル値とを乗算する。この乗算器26は、各波形点が
対応する振幅プロフイール値と１回乗算するよう数値制
御変調発振器と同一速度でクロツク制御される。振幅変
調は数値的に行われるので、その結果生じるデジタルパ
ルスプロフイールは、高度に線形であり、ほとんどキヤ
リアの通過はない。
第１デジタル−アナログコンバータ28は、デジタルパ
ルスプロフイールを対応するアナログパルスプロフイー
ルに変換する。クロツク信号中断手段30は、デジタル変
調回路からのクロツク信号を通過させたり、阻止したり
して、高周波信号状のパルスを形成する。ミキサー32
は、アナログ送信パルスプロフイールと適当な混合周波
数とを混合し、所定原子核に対するラモー（Larmor）周
波数を発生する。好ましい実施態様では、所定原子核
は、0.5,1.0,および1.5Tの磁界でそれぞれ21.3,42.6,お
よび63.9MHzのラモー周波数を有する陽子である。アナ
ログバンドパスフイルタ34は、電力増幅器36により信号
を増幅する前に周波数ノイズを除去する。こうして増幅
された送信RF信号は、高周波アンテナ38へ印加され、ア
ンテナ38は検査領域内に対応する位相、周波数および振
幅の高周波エネルギーを放射し、磁気共鳴を誘導し、被
検体の共鳴原子核を操作する。
10MHzのクロツクサイクルごとに、データはステージ
間を転送すなわちパイプライン転送される。ラツチ40
は、波形ラツプからの各デジタル波形ワードを受信し、
ホールドし、デジタル−アナログコンバータ42によりデ
ジタルからアナログに変換する前に１クロツオサイクル
だけ遅延するようクロツク制御されている。ミキサ44
は、アナログ波形とキヤリア周波数を混合し、これによ
り送信パルスと同一の周波数と位相のアナログ基準信号
が発生する。
受信サイクルの間、NCMO40のベース作動周波数は125k
Hzだけ低くされる。検査両域内の被検体から発せられる
アナログ磁気共鳴信号はアンテナ38または表面コイル
（図示せず）により検出される。アナログNMR信号は増
幅器50により増幅され、アナログミキサ52により、125k
Hzを中心とする周波数にダウンコンバートされる。ロー
パスフイルタ54は、受信機のバンド幅の外にある周波数
成分を除く。
アナログ−デジタルコンバータ60は、下段での処理に
従つて選択されたサンプリングレートまたは周波数でフ
イルタ処理されたNMR信号をデジタル化する。サンプリ
ング理論によれば、復調できる最高のキヤリア周波数は
固定されたサンプリング周波数の半分に限定される。ア
ナログ−デジタルコンバータは、４倍のオーバサンプリ
ング、すなわちキヤリアレートの４倍を発生するようク
ロツク制御される。好ましい実施態様では、サンプリン
グレートは500kHzであり、これはキヤリア周波数を125k
Hzに復調するので、250kHzの最大バンド幅を生じさせ
る。
キヤリアの復調は、受信された信号と、キヤリアレー
トのうちの位相の合つた（コサイン）成分および位相の
ずれた（サイン）成分を乗算することにより行なわれ
る。より、具体的に述べれば、デジタルNMR信号は、定
インパルス応答（FIR）デジタルフイルタとして作動す
る一対のデータ信号処理チツプ62a,62bへ送られる。こ
のFIRフイルタは、一回の演算で直角ベースバンド復調
とローパスフイルタリングを実行する。より詳細には、
FIRフイルタの係数と復調周波数のサインおよびコサイ
ンが乗算される。キヤリアは、サンプリング周波数の４
分の１であるので、サインおよびコサインは４つの対称
点すなわち0,＋1,0,−１点で定義できる。これにより、
FIRフイルタは再挿入、否定および０挿入演算のみでサ
インおよびコサインを乗算できる。125kHzのキヤリアお
よび500kHzのベースサンプリングに対しては、復調信号
は、デジタル化信号から次のように形成される。
復調演算の後、復調の結果生じるデータは、間引かれ
て可変NMRサンプリングレートを発生できる。ベースサ
ンプリングレートが固定されている場合、NMRレート
は、このレートの整数倍に限定される。上記の例では、
NMRサンプリングは4,6,8,10,12,…，μ秒（すなわち、2
50,167,125,100,83,……kHz）に限定される。
これにより、デジタル信号処理チツプの一つから信号
と位相の合つたデータが得られ、他方のデジタル信号処
理チツプからは直交すなわち位相のずれた成分が得ら
れ、いずれもDC成分を中心とする。このようにアナログ
位相感応検波法と等価的な方法がデジタル式に実行され
る。しかしながら、デジタル演算は、全像形成バンド幅
にわたつてより正確であり、調節すなわちDCオフセツト
補正を必要としない。信号の中心は125kHzにあるので、
アナログシステムでDCの人為的成分として生じる低周波
のアナログノイズはバンド幅の外になる。よつて、DC補
正は不要となる。
一対のデジタルフイルタ64a,64bは、直交チヤンネル
で第２段のデジタルフイルタリングを行うものであり、
このデジタルフイルタ対は、可変サンプリングレートを
生じ、かつプログラマブルなアナログエリアシング防止
フイルタのデジタル等価物として機能するデジタル信号
処理デバイスを使用する。好ましい実施態様をより詳細
に説明すると、各フイルタは、所定のデータ処理レー
ト、例えば125kHzで作動するよう24ビツトの係数を有す
る第２のFIRフイルタを含む。各FIRフイルタは、ローパ
スフイルタのデジタル等価物によりサンプリングレート
によりセットされるバンド幅の外の周波数を除き、次に
形式を有する。
ここで、 Ｏ（ｉ）＝時間（ｉ−１）＊dtにおける出力信号値 Ｓ（ｉ）＝時間（ｉ−１）＊dtにおける出力信号値 ａ（ｊ）＝ｊ番目の係数 ｎ＝フイルタ係数の総計（タツプとも称される） dt＝サンプリング間の時間 フイルタ係数ａ（ｊ）の数は、必要なフイルタの特
性、すなわち、通廻バンド周波数、遮断バンド周波数、
ベースバンドリツプル、遮断バンド減衰量によつて決ま
る。一般に、通過バンドが狭くなればなるほど、係数の
数は増加する。出力端では乗算／積算を行うだけでよい
（すなわち、入力サンプリングレートでなくて、NMRサ
ンプリングレート）ので、計算上の負荷を大きくする必
要はない。
フイルタの出力端で間引きを行うことにより可変サン
プリングレートが選択される。バンド幅は、本来的にサ
ンプリングレートに一致している。サンプリングレート
またはバンド幅を変える場合、異なるフイルタ係数をロ
ードする。デジタル信号プロセツサ66は、チヤンネルご
とに同じフイルタリングが行なわれるようにFIRフイル
タ64a,64bに同じ係数ａ（ｊ）および信号負荷を与え
る。
デジタル処理手段Ｄは、デジタル高速フーリエ変換手
段70を含み、この高速フーリエ変換手段は、データすな
わち像の各サンプリングされたラインのフライ変換を行
う。このフーリエ変換された像は、当業者に知られてい
るように更に処理され、像メモリ72に蓄積されて、像を
形成する。この像メモリ内の像は、ビデオモニタ74にデ
イスプレイしたり、テープまたはデイスクに記憶した
り、別の処理等を受けることができる。
共通クロツクＦは、高安定性TTL発振器、例えば40MHz
の発振器80を含む。クロツク発振器82は、周波数を2,4
および80で割り、20MHz,10MHzおよび500kHzのクロツク
信号を発生する。
第２図を参照すると、ここでは複数の原子核を同時に
像形成できる。複数の原子核の各々の磁気共鳴を励起す
るために複数のデジタル送信機B1,B2,…,Bnが設けられ
ている。またこれに対応して複数の原子核の各々の共鳴
周波数に従つて信号を受信、復調するために複数のデジ
タル受信機C1,C2,…,Cnが設けられている。
例えば、陽子または水素分子は1.5Tの磁界内63.9MHz
の共鳴周波数を有し、燐は26MHzの共鳴周波数を有す
る。送信機B1は、陽子の共鳴を励起するための出力を発
生し、送信機B2は燐内で共鳴を励起するための出力を発
生する。これら２つの送信機は、それぞれ対応する原子
核内で共鳴を励起するための出力を発生するようシーケ
ンスコントローラＥおよびクロツクＦの制御により作動
される。これらの共鳴出力信号は、合計され、共振器38
へ送られる前に電力増幅器36により増幅される。受信機
側では、受信された共鳴信号中に２つのラモー周波数の
成分が含まれる。これら信号は２つの分離され、受信機
C1およびC2へ送られ、それぞれ燐および水素に対応する
周波数で復調される。２つの受信機の出力は、像処理回
路Ｄにより別々に処理され、ベースバンド復調された信
号の別々のデジタル像を発生する。この結果生じる像
は、一面ずつ、または重ねられてビデオモニター74にデ
イスプレイできる。
各原子核の共鳴信号を重ねるかわりに各原子核を励起
し、検出することを一回の走査で飛び越し状態で行うこ
ともできる。デジタル送信機を極めて高くオフアイソレ
ーシヨンすることにより、これら送信機の選択をするス
イツチング手段を用いることなく２つの送信機の出力、
すなわち、一方の送信器の非送信出力と、他方の送信機
の共鳴励起出力を組み合わせることができる。第２のデ
ジタル周波数の発生は高精度かつ正確であるので、位相
エラーを全く、または実質的にほとんど生じることなく
送信機を交互に作動できる。かかる位相エラーは、スペ
クトルスコープを使つた実験では、信号平均処理中に累
積する。デジタル送信機によりこのエラーが生じなくな
ることにより、信号対ノイズ比の不必要な喪失が防止さ
れる。受信機の各々は、励起された原子核のそれぞれに
対応する周波数で受信信号を復調するよう再度同調され
る。
第３図を参照すると、共通の原子核からの信号の異な
る部分を受信するよう異なるアンテナに複数の受信機を
接続できる。コイルは、互いに隣接して、例えば患者の
背景に沿つて連続して配置される。図示した実施態様で
は、２つのコイルを同軸状に配置して、直角位相対を形
成するようにしてもよいし、２つの平らなコイルで直角
位相対を形成してもよい。２つの受信機C1およびC2は、
それぞれ、２つのコイルの一方に接続される。デジタル
FIRフイルタの係数は、一方のフイルタが他方のフイル
タに対して90度位相がずれるように選択される。このよ
うにしてコイルに対してコンデンサ、インダクタまたは
抵抗器等の受動部品を使用しないで、90度の位相シフト
をデジタル技術で正確に行う。デジタル信号の組み合わ
せおよび位相シフタは、本来的に正確であるので、直角
位相の組み合わせに優れ、よつて信号対ノイズ比を改善
する。更に、コイルから受動部品がなくなるので、コイ
ルの形状が簡略化され、高インビータンスの回路を容易
に使用できる。コイル上の部品の削減により、信号ロス
が少なくなり、浮遊容量が少なくなり、他の好ましくな
い実際の現象も少なくなつた。
【図面の簡単な説明】
第1A図および第1B図は、磁気共鳴システムの２分割図で
あり、 第２図は、多数の原子核の像形成を同時に行うよう第1A
図および第1B図のシステムを改善した図、 第３図はデジタル直角検波を行うよう第1A図および第1B
図のシステムを改善した図である。 Ａ……磁界手段 Ｂ……送信機 Ｃ……受信機 Ｄ……デジタル像処理手段 38……アンテナ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ダグラス エム．ブレイクレイ アメリカ合衆国 オハイオ州 44117, ユークリッド，チャットウァース 25575 (72)発明者 ジョン アール．スタウバー アメイカ合衆国 オハイオ州 44126, クリーヴランド，ダブリュ．229 スト リート 4821 (72)発明者 デイヴィッド シー．フルーガン アメリカ合衆国 オハイオ州 44143, クリーヴランド，アイントリ パーク ドライヴ 915 (72)発明者 ケネス エス．デニスン アメリカ合衆国 オハイオ州 44120, シェイカー ハイツ，ドレックスモア ロード 14617 (56)参考文献 特開 昭64−40037（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) A61B 5/055

Claims (17)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】クロック信号を発生するクロック手段
    （Ｆ）と、磁気共鳴を励起して操作するよう検査領域に
    送信される高周波信号の振幅、位相、周波数のうち少な
    くとも一つの数値変調を行うデジタル変調手段（24）を
    含むデジタル送信機（Ｂ）と、前記検査領域から発せら
    れる磁気共鳴信号を受けて、これら受信信号をデジタル
    データに変換するデジタル受信機（Ｃ）と、前記デジタ
    ルデータを表示像に処理する画像処理手段（Ｄ）とを有
    する磁気共鳴画像形成システムにおいて、 前記デジタル変換手段（24）はクロック信号によりクロ
    ック化され、前記デジタル送信機（Ｂ）は、送信される
    高周波信号中に選択的なパルスを発生させるよう前記デ
    ジタル変調手段（24）へのクロック信号を選択的に通過
    と阻止とを行う手段（30）を更に有することを特徴とす
    る磁気共鳴画像形成システム。
  2. 【請求項２】デジタル受信機（Ｃ）は、デジタルデータ
    をデジタル式に直角ベースバンド復調するデジタル復調
    手段（62a、62b）を含む請求項１に記載のシステム。
  3. 【請求項３】デジタル受信機（Ｃ）は、デジタルデータ
    を直角復調しかつローパスフィルタリングするための共
    用デジタル復調およびフィルタ手段（62a、62b、54）を
    含む請求項１に記載のシステム。
  4. 【請求項４】デジタル受信機（Ｃ）は、デジタルデータ
    とキャリアの位相の合った成分および位相のずれた成分
    を乗算し、デジタルデータを復調しかつフィルタリング
    するための定インパルス応答デジタルフィルタ手段（62
    a、62b）を含む請求項１に記載のシステム。
  5. 【請求項５】デジタルデータはキャリアの４倍にてサン
    プリングされ、位相の合った成分および位相のずれた成
    分は、−１、０、および＋１の値を取るサインおよびコ
    サイン成分であり、デジタルデータの復調は、再挿入、
    否定およびゼロ挿入により実行する請求項４に記載のシ
    ステム。
  6. 【請求項６】デジタル受信機（Ｃ）は所定サンプリング
    レートで受信アナログ共鳴信号をデジタル化するための
    サンプリング手段（60）と、サンプリングレートに整合
    するフィルタ遮断周波数を有するデジタルフィルタ（64
    a、64b）を含む請求項４または５に記載のシステム。
  7. 【請求項７】デジタル受信機（Ｃ）はアナログ共鳴信号
    をデジタル共鳴信号に変換するためのアナログ−デジタ
    ル変換手段と、デジタル共鳴信号をサインおよびコサイ
    ンフィルタ係数とそれぞれデジタル式に乗算し、位相の
    合ったおよび直角デジタル磁気共鳴信号成分を発生する
    デジタル信号処理手段（62a、62b）を含む請求項１に記
    載のシステム。
  8. 【請求項８】アナログ−デジタルコンバータ手段（60）
    は４倍のサンプリングを行い、デジタル信号処理手段
    （62a、62b）はデジタル磁気共鳴信号を否定、ゼロ化、
    再挿入し、これと＋１、０、および−１を有効に乗算す
    る請求項７に記載のシステム。
  9. 【請求項９】デジタル送信機（Ｂ）は波形特性を表示す
    る第１デジタル信号と所定の変調を表示するデジタル信
    号とを乗算するための乗算手段（26）を含む請求項１か
    ら８のいずれかに記載のシステム。
  10. 【請求項１０】デジタル送信機（Ｂ）はデジタル周波数
    および位相制御信号およびクロック信号を受ける数値制
    御変調発振器（20）を含む請求項１から８のいずれかに
    記載のシステム。
  11. 【請求項１１】デジタル入力データを適当な位相および
    周波数の波形に変換するよう数値制御変調発振器（20）
    の出力によりアドレス指定される波形メモリ手段（22）
    を更に含む請求項10に記載のシステム。
  12. 【請求項１２】波形とデジタル値をデジタル式に乗算
    し、その結果生じる波形をデジタル式に振幅変調するた
    めの乗算手段を更に含む請求項11に記載のシステム。
  13. 【請求項１３】振幅変調された波形とキャリア周波数を
    組み合わせるためのミキサ（32）と、混合信号を増幅
    し、これを高周波アンテナ（38）に送るための電力増幅
    器（36）とを更に含む請求項12に記載のシステム。
  14. 【請求項１４】クロック発生器（Ｆ）は、デジタル送信
    機（ＢまたはB1）と、デジタル受信機（ＣまたはC1）
    と、デジタル像処理手段（Ｄ）とを同時にクロック化す
    るためのクロック信号を発生する共通クロック発生器
    （Ｆ）であることを特徴とする請求項１に記載のシステ
    ム。
  15. 【請求項１５】共通クロック発生器（Ｆ）によりクロッ
    ク化される少なくとも一つの附加デジタル受信機（C2−
    Cn）を更に含む請求項14に記載のシステム。
  16. 【請求項１６】デジタル受信機（C1−Cn）は、異なるコ
    イル（381、382）に接続され、各受信機（C1−Cn）はデ
    ジタルデータとキャリアの位相の合った成分および位相
    の合っていない成分とをデジタル式に乗算し、デジタル
    データを復調しかつフィルタリングするための定インパ
    ルス応答デジタルフィルタ手段（62a、62b）を含み、各
    受信機（C1−Cn）の定インパルス応答デジタルフィルタ
    手段（62a、62b）は、90度位相のずれた異なる係数を有
    する請求項15に記載のシステム。
  17. 【請求項１７】共通クロック発振器（Ｆ）によりクロッ
    ク制御される少なくとも一つの附加送信機（B2−Bn）を
    更に含み、デジタル送信機（B1−Bn）の各々は共鳴させ
    るよう異なる原子核を励起し、デジタル受信機（C1−
    Cn）の各々は原子核の一つから信号を受信しかつ復調す
    る請求項15に記載のシステム。
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