JP2703261B2 - 磁気共鳴撮像装置 - Google Patents
磁気共鳴撮像装置Info
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- JP2703261B2 JP2703261B2 JP63119463A JP11946388A JP2703261B2 JP 2703261 B2 JP2703261 B2 JP 2703261B2 JP 63119463 A JP63119463 A JP 63119463A JP 11946388 A JP11946388 A JP 11946388A JP 2703261 B2 JP2703261 B2 JP 2703261B2
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
- G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
- G01R33/32—Excitation or detection systems, e.g. using radio frequency signals
- G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
- G01R33/3607—RF waveform generators, e.g. frequency generators, amplitude-, frequency- or phase modulators or shifters, pulse programmers, digital to analog converters for the RF signal, means for filtering or attenuating of the RF signal
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
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- G01R33/3621—NMR receivers or demodulators, e.g. preamplifiers, means for frequency modulation of the MR signal using a digital down converter, means for analog to digital conversion [ADC] or for filtering or processing of the MR signal such as bandpass filtering, resampling, decimation or interpolation
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は安定な均一磁界を発生すると共に傾斜磁界を
発生する磁石系と、磁気共鳴信号を発生し及び検出する
送信器／受信器と、検出した磁気共鳴信号を処理すると
共に前記送信器／受信器及び前記磁石系を制御する処理
／制御装置とを具え、前記送信器は、基準信号および送
信信号を発生し、この送信信号の周波数はこれにより発
生した共鳴信号を復調する受信器に供給すべき前記基準
信号の周波数から変位され、前記基準信号の周波数は復
調されサンプリングされた共鳴信号の周波数帯域が周波
数0Hzの片側に位置するように選択され、前記受信機に
は復調された共鳴信号をサンプリングするサンプリング
回路をも設け、他に、共鳴信号の位相相関の一致を行う
同期化手段を設けて成る磁気共鳴撮像装置に関するもの
である。
発生する磁石系と、磁気共鳴信号を発生し及び検出する
送信器／受信器と、検出した磁気共鳴信号を処理すると
共に前記送信器／受信器及び前記磁石系を制御する処理
／制御装置とを具え、前記送信器は、基準信号および送
信信号を発生し、この送信信号の周波数はこれにより発
生した共鳴信号を復調する受信器に供給すべき前記基準
信号の周波数から変位され、前記基準信号の周波数は復
調されサンプリングされた共鳴信号の周波数帯域が周波
数0Hzの片側に位置するように選択され、前記受信機に
は復調された共鳴信号をサンプリングするサンプリング
回路をも設け、他に、共鳴信号の位相相関の一致を行う
同期化手段を設けて成る磁気共鳴撮像装置に関するもの
である。
この種磁気共鳴撮像装置はヨーロッパ特許出願第0,16
5,057号明細書から既知である。このヨーロッパ特許出
願明細書には無線周波送信器及び受信器を信頼性良く、
かつ、正確に作動させるのが重要であることが記載され
ている。又、上記明細書には変調信号を発生して搬送波
を変調するディジタルスイッチング技術を用いることに
よって無線周波送信器の精度を如可に改善し得るかも記
載されている。しかし、無線周波受信器にはドリフト及
びオフセットの問題もある。その理由はかかる受信器が
MRIに通常用いられる直交検出装置を具えているからで
ある。これらドリフト及びオフセットの問題によって最
終的に再構成すべき像にストロークパターン、グレイレ
ベルシフト等の不所望な影響を生じるようになる。
5,057号明細書から既知である。このヨーロッパ特許出
願明細書には無線周波送信器及び受信器を信頼性良く、
かつ、正確に作動させるのが重要であることが記載され
ている。又、上記明細書には変調信号を発生して搬送波
を変調するディジタルスイッチング技術を用いることに
よって無線周波送信器の精度を如可に改善し得るかも記
載されている。しかし、無線周波受信器にはドリフト及
びオフセットの問題もある。その理由はかかる受信器が
MRIに通常用いられる直交検出装置を具えているからで
ある。これらドリフト及びオフセットの問題によって最
終的に再構成すべき像にストロークパターン、グレイレ
ベルシフト等の不所望な影響を生じるようになる。
本発明の目的は同調コストを低くし、容易に作動し、
低コストで製造し得、充分に高い再現性を有し、再構成
すべき像に不所望な影響を与えない送信器／受信器を用
いる磁気共鳴撮像装置を提供せんとするにある。
低コストで製造し得、充分に高い再現性を有し、再構成
すべき像に不所望な影響を与えない送信器／受信器を用
いる磁気共鳴撮像装置を提供せんとするにある。
本発明は安定な均一磁界を発生すると共に傾斜磁界を
発生する磁石系と、共鳴信号を発生し及び検出する送信
器／受信器と、検出した共鳴信号を処理すると共に前記
送信器／受信器及び前記磁石系を制御する処理／制御装
置とを具え、前記送信器は、基準信号および送信信号を
発生し、この送信信号の周波数はこれにより発生した共
鳴信号を復調する受信器に供給すべき前記基準信号の周
波数から変位され、前記基準信号の周波数は復調されサ
ンプリングされた共鳴信号の周波数帯域が周波数0Hzの
片側に位置するように選択され、前記受信機には復調さ
れた共鳴信号をサンプリングするサンプリング回路をも
設け、他に、共鳴信号の位相相関の一致を行う同期化手
段を設けて成る磁気共鳴撮像装置において、前記送信器
／受信器は送信信号および基準信号を発生するディジタ
ル周波数シンセサイザを具えることを特徴とする。
発生する磁石系と、共鳴信号を発生し及び検出する送信
器／受信器と、検出した共鳴信号を処理すると共に前記
送信器／受信器及び前記磁石系を制御する処理／制御装
置とを具え、前記送信器は、基準信号および送信信号を
発生し、この送信信号の周波数はこれにより発生した共
鳴信号を復調する受信器に供給すべき前記基準信号の周
波数から変位され、前記基準信号の周波数は復調されサ
ンプリングされた共鳴信号の周波数帯域が周波数0Hzの
片側に位置するように選択され、前記受信機には復調さ
れた共鳴信号をサンプリングするサンプリング回路をも
設け、他に、共鳴信号の位相相関の一致を行う同期化手
段を設けて成る磁気共鳴撮像装置において、前記送信器
／受信器は送信信号および基準信号を発生するディジタ
ル周波数シンセサイザを具えることを特徴とする。
共鳴信号の周波数帯域をサンプリング後周波数0Hzの
近くに位置させることによって、0Hz及びほぼ0Hzの極め
て低い周波数が処理すべき周波数帯域に発生しないよう
にする。かようにすることによってサブサンプリングお
よび関連する周波数折返し歪み効果、即ち、エイリアシ
ング効果が発生せず、従ってオフセット及びドリフトの
問題はなくなる。これがため、クロストロークにより従
来の再構成された像にグレイシフトを生ぜしめる0Hz信
号の感応をも除去することができる。
近くに位置させることによって、0Hz及びほぼ0Hzの極め
て低い周波数が処理すべき周波数帯域に発生しないよう
にする。かようにすることによってサブサンプリングお
よび関連する周波数折返し歪み効果、即ち、エイリアシ
ング効果が発生せず、従ってオフセット及びドリフトの
問題はなくなる。これがため、クロストロークにより従
来の再構成された像にグレイシフトを生ぜしめる0Hz信
号の感応をも除去することができる。
本発明磁気共鳴撮像装置は順次の測定シーケンス（順
序）で共鳴信号の位相情報を保持する手段を具える。物
体の領域に核磁気分布を再構成するために、種々の測定
シーケンスに発生する共鳴信号は常時測定シーケンスの
所定瞬時（例えば、スピンエコー技術の場合にはエコー
の瞬時）に同一位相（例えば傾斜磁界により故意に発生
させた位相差を無視する）を有するものとする。例え
ば、ディジタル周波数シンセサイザから得られ、かつ、
位相ロックループ発振器からの信号と混合して送信信号
を発生する信号の位相から取出されたトリガパルスによ
って測定サイクルをスタートさせる場合には、位相情報
を保持することができる。又、例えば、制御装置によっ
てディジタル周波数シンセサイザを調整する制御装置に
より用いられる制御信号（周波数及び位相制御信号）か
ら位相情報を取出すこともでき、この位相情報を受信器
に用いて必要な位相補正を行うようにする。
序）で共鳴信号の位相情報を保持する手段を具える。物
体の領域に核磁気分布を再構成するために、種々の測定
シーケンスに発生する共鳴信号は常時測定シーケンスの
所定瞬時（例えば、スピンエコー技術の場合にはエコー
の瞬時）に同一位相（例えば傾斜磁界により故意に発生
させた位相差を無視する）を有するものとする。例え
ば、ディジタル周波数シンセサイザから得られ、かつ、
位相ロックループ発振器からの信号と混合して送信信号
を発生する信号の位相から取出されたトリガパルスによ
って測定サイクルをスタートさせる場合には、位相情報
を保持することができる。又、例えば、制御装置によっ
てディジタル周波数シンセサイザを調整する制御装置に
より用いられる制御信号（周波数及び位相制御信号）か
ら位相情報を取出すこともでき、この位相情報を受信器
に用いて必要な位相補正を行うようにする。
本発明磁気共鳴撮像装置の一例では送信器／受信器を
ハイブリッド送信器／受信器とし、送信器は、直列接続
のディジタル周波数シンセサイザ、ディジタル−アナロ
グ変換器、送信周波数混合段及び無線周波パワー増幅器
を具え、前記受信器は、直列接続の前置増幅器、受信周
波数混合段及びアナログ−ディジタル変換器を具え、前
記送信周波数混合段は位相ロックループ発振器に接続
し、前記受信周波数混合段は前記位相ロックループ発振
器の出力側に接続するか又は前記送信周波数混合段の出
力側に接続し得るようにする。本発明磁気共鳴撮像装置
ではディジタル送信器及び受信器に対するアナログ部分
の使用を最小にして同調のコストを低くし（即ち、ディ
ジタル部分に対しては零）、送信器及び受信器を簡単に
テストし得、従って、これらテストを自動化してテスト
のコストを低減させることもできる。更に、製造コスト
を低くして発生した無線周波信号を著しく正確に、か
つ、再現可能に処理することができる。
ハイブリッド送信器／受信器とし、送信器は、直列接続
のディジタル周波数シンセサイザ、ディジタル−アナロ
グ変換器、送信周波数混合段及び無線周波パワー増幅器
を具え、前記受信器は、直列接続の前置増幅器、受信周
波数混合段及びアナログ−ディジタル変換器を具え、前
記送信周波数混合段は位相ロックループ発振器に接続
し、前記受信周波数混合段は前記位相ロックループ発振
器の出力側に接続するか又は前記送信周波数混合段の出
力側に接続し得るようにする。本発明磁気共鳴撮像装置
ではディジタル送信器及び受信器に対するアナログ部分
の使用を最小にして同調のコストを低くし（即ち、ディ
ジタル部分に対しては零）、送信器及び受信器を簡単に
テストし得、従って、これらテストを自動化してテスト
のコストを低減させることもできる。更に、製造コスト
を低くして発生した無線周波信号を著しく正確に、か
つ、再現可能に処理することができる。
本発明磁気共鳴撮像装置の好適な例では、前記送信周
波数混合段を、出力端子が加算回路に接続された第１及
び第２乗算器を具える単側帯波変調器とし、これら第１
及び第２集算器の第１入力端子は夫々第１の位相及び第
２の位相を有する基準信号を受信し、これら基準信号間
の位相差は90°とし、第１乗算器及び第２乗算器の第２
入力端子は前記デジタル周波数シンセサイザから夫々第
１の信号及び第２の信号を受信し、両乗算器の第２入力
端子の信号間の位相差を90°として前記ディジタル周波
数シンセサイザにより供給される信号の一方を反転し得
るようにする。
波数混合段を、出力端子が加算回路に接続された第１及
び第２乗算器を具える単側帯波変調器とし、これら第１
及び第２集算器の第１入力端子は夫々第１の位相及び第
２の位相を有する基準信号を受信し、これら基準信号間
の位相差は90°とし、第１乗算器及び第２乗算器の第２
入力端子は前記デジタル周波数シンセサイザから夫々第
１の信号及び第２の信号を受信し、両乗算器の第２入力
端子の信号間の位相差を90°として前記ディジタル周波
数シンセサイザにより供給される信号の一方を反転し得
るようにする。
図面につき本発明を説明する。
第１図に示す磁気共鳴撮像装置は安定した均一磁界を
発生すると共に傾斜磁界を発生する磁石系10を具える。
これら磁界は物体例えば患者を収容し得る検査空間11内
に発生する。磁石系10は電流発生器12及び13によって制
御し、電流発生器12によって安定な磁界を発生し、電流
発生器13によって１つ以上の傾斜磁界を発生し、その傾
斜方向を互いに直交する方向とする。又、磁気共鳴撮像
装置１はディジタル送信器／受信器14を具え、これによ
り送信器／受信器コイル15を作動させるようにする。コ
イル15の作動後、検査すべき物体11に共鳴信号を発生さ
せ、この共鳴信号を受信器コイルとして作動するコイル
15によって検出すると共に送信器／受信器14の受信器に
供給する。検出された共鳴信号はディジタル形状の中央
装置16に供給する。受信器14による磁気共鳴信号の発
生、検出及びディジタル化について以下詳細に説明す
る。中央装置16は中央処理装置16A及び制御装置16Bを具
え、制御装置によって電流発生器12及び13並びに送信器
／受信器14を制御すると共にその作動をも同期化し得る
ようにする。磁石系10は抵抗性コイル又は超伝導コイル
とすることができ、この場合には電流発生器12により制
御する。しかし、磁石系10に安定な均一磁界を発生する
永久磁石を設けることもできる。永久磁石を設ける場合
には電流発生器12を必要としないことは勿論である。
発生すると共に傾斜磁界を発生する磁石系10を具える。
これら磁界は物体例えば患者を収容し得る検査空間11内
に発生する。磁石系10は電流発生器12及び13によって制
御し、電流発生器12によって安定な磁界を発生し、電流
発生器13によって１つ以上の傾斜磁界を発生し、その傾
斜方向を互いに直交する方向とする。又、磁気共鳴撮像
装置１はディジタル送信器／受信器14を具え、これによ
り送信器／受信器コイル15を作動させるようにする。コ
イル15の作動後、検査すべき物体11に共鳴信号を発生さ
せ、この共鳴信号を受信器コイルとして作動するコイル
15によって検出すると共に送信器／受信器14の受信器に
供給する。検出された共鳴信号はディジタル形状の中央
装置16に供給する。受信器14による磁気共鳴信号の発
生、検出及びディジタル化について以下詳細に説明す
る。中央装置16は中央処理装置16A及び制御装置16Bを具
え、制御装置によって電流発生器12及び13並びに送信器
／受信器14を制御すると共にその作動をも同期化し得る
ようにする。磁石系10は抵抗性コイル又は超伝導コイル
とすることができ、この場合には電流発生器12により制
御する。しかし、磁石系10に安定な均一磁界を発生する
永久磁石を設けることもできる。永久磁石を設ける場合
には電流発生器12を必要としないことは勿論である。
第２図は本発明によるディジタル送信器／受信器14の
１例を示す。このディジタル送信器／受信器14はディジ
タル送信器区分DTD、アナログ送信器区分ATD、アナログ
受信器区分ARD及びディジタル受信器区分DRDを具える。
アナログ送信器区分ATDを無線周波磁界発生用無線周波
コイル15に接続する。又、アナログ受信器区分ARDも無
線周波コイル15に接続して磁気共鳴信号を受信し得るよ
うにする。無線周波磁石コイル15はアナログ受信器区分
ARD及びアナログ送信器区分ATDに接続された単一コイル
とすることできる。これを２個の個別のコイルとするこ
ともできる。
１例を示す。このディジタル送信器／受信器14はディジ
タル送信器区分DTD、アナログ送信器区分ATD、アナログ
受信器区分ARD及びディジタル受信器区分DRDを具える。
アナログ送信器区分ATDを無線周波磁界発生用無線周波
コイル15に接続する。又、アナログ受信器区分ARDも無
線周波コイル15に接続して磁気共鳴信号を受信し得るよ
うにする。無線周波磁石コイル15はアナログ受信器区分
ARD及びアナログ送信器区分ATDに接続された単一コイル
とすることできる。これを２個の個別のコイルとするこ
ともできる。
ディジタル送信器区分DTDは３つの入力端子、即ち、
周波数調整用の第１入力端子FS、無線周波信号の位相調
整用のための入力端子PS、及び無線周波信号の振幅変調
用の入力端子AMを具える。アナログ送信器区分ATDは位
相ロックループ発振器PLLを具え、その出力端子をアナ
ログ受信器区分ARDの入力端子に接続して無線周波送信
器及び受信器段を互いに調整し得るようにする。又、ア
ナログ送信器区分ATDには、ディジタル送信器区分DTD及
び位相ロックループ発振器PLLから夫々信号を受ける混
合段を具える。混合段の出力信号をアナログ受信器区分
ARDにも供給し得るようにする。この点について以下詳
細に説明する。ディジタル受信器区分DRDにはディジタ
ル信号出力端子DOを設ける。
周波数調整用の第１入力端子FS、無線周波信号の位相調
整用のための入力端子PS、及び無線周波信号の振幅変調
用の入力端子AMを具える。アナログ送信器区分ATDは位
相ロックループ発振器PLLを具え、その出力端子をアナ
ログ受信器区分ARDの入力端子に接続して無線周波送信
器及び受信器段を互いに調整し得るようにする。又、ア
ナログ送信器区分ATDには、ディジタル送信器区分DTD及
び位相ロックループ発振器PLLから夫々信号を受ける混
合段を具える。混合段の出力信号をアナログ受信器区分
ARDにも供給し得るようにする。この点について以下詳
細に説明する。ディジタル受信器区分DRDにはディジタ
ル信号出力端子DOを設ける。
第３図は第２図のディジタル送信器区分DTD及びアナ
ログ送信器区分ATDを一層詳細に示す。送信器のディジ
タル区分DTDは第１、第２、及び第３レジスタ３−１、
３−２及び３−６を夫々具え、その機能を以下詳細に説
明する。又、ディジタル送信器区分DTDは第１及び第２
加算器３−３及び３−４を夫々具える。第１及び第２レ
ジスタ３−１及び３−２にはその出力端子に加算器３−
３及び３−４の入力端子を夫々接続する。加算器３−３
の出力端子を加算器３−４に接続し、加算器３−４の出
力端子を加算器３−３の他の加算入力端子に接続すると
共にメモリ３−５の入力端子に接続する。正弦波関数は
このメモリ３−５に記憶する。メモリ３−５の出力端子
を乗算器３−７に接続し、この乗算器３−７の他の入力
端子を第３レジスタ３−６の出力端子に接続する。乗算
器３−７の出力端子をディジタル−アナログ変換器３−
８の入力端子に接続し、このディジタル−アナログ変換
器の出力端子を送信周波数混合段３−９に接続する。送
信周波数混合段３−９の他の入力端子を位相ロックルー
プ発振器３−10の出力端子に接続し、位相ロックループ
発振器３−10の他の出力端子“ARD1"をアナログ受信器
区分に接続し得るようにする。送信周波数混合段３−９
の出力端子“ARD2"を電力増幅器３−11の入力端子に接
続し、この電力増幅器の出力端子を無線周波コイル15に
接続し得るようにする。
ログ送信器区分ATDを一層詳細に示す。送信器のディジ
タル区分DTDは第１、第２、及び第３レジスタ３−１、
３−２及び３−６を夫々具え、その機能を以下詳細に説
明する。又、ディジタル送信器区分DTDは第１及び第２
加算器３−３及び３−４を夫々具える。第１及び第２レ
ジスタ３−１及び３−２にはその出力端子に加算器３−
３及び３−４の入力端子を夫々接続する。加算器３−３
の出力端子を加算器３−４に接続し、加算器３−４の出
力端子を加算器３−３の他の加算入力端子に接続すると
共にメモリ３−５の入力端子に接続する。正弦波関数は
このメモリ３−５に記憶する。メモリ３−５の出力端子
を乗算器３−７に接続し、この乗算器３−７の他の入力
端子を第３レジスタ３−６の出力端子に接続する。乗算
器３−７の出力端子をディジタル−アナログ変換器３−
８の入力端子に接続し、このディジタル−アナログ変換
器の出力端子を送信周波数混合段３−９に接続する。送
信周波数混合段３−９の他の入力端子を位相ロックルー
プ発振器３−10の出力端子に接続し、位相ロックループ
発振器３−10の他の出力端子“ARD1"をアナログ受信器
区分に接続し得るようにする。送信周波数混合段３−９
の出力端子“ARD2"を電力増幅器３−11の入力端子に接
続し、この電力増幅器の出力端子を無線周波コイル15に
接続し得るようにする。
第３図に示すディジタル送信器区分の作動は以下に示
す通りである。加算器３−３ではレジスタ３−１に記憶
されたディジタル数を加算器３−４の出力端子に存在す
るディジタル数に加算する。これら２つのディジタル数
の加算値を加算器３−４の第１入力端子に供給し、この
加算器３−４によりその他方の入力端子に到来するレジ
スタ３−２に記憶されたディジタル数と加算する。この
加算器３−４の和出力をメモリ３−５に記憶された正弦
テーブル（LUT＝ルックアップテーブル）のアドレスと
して用いる。レジスタ３−２にディジタル数０が記憶さ
れ、レジスタ３−１にディジタル数１が記憶され、加算
器３−４の出力側に現れるディジタル数が各加算後１だ
け増大してメモリ３−５に記憶されたテーブルが順次移
送されるものとする。レジスタ３−１に１よりも大きな
数が記憶される場合には加算器３−４の出力側の順次の
数が順次の加算中の数によってその都度増加するため、
メモリ３−５に記憶された正弦テーブルが一層迅速に移
送し得るようになる。その結果、高い周波数の正弦波信
号をメモリ３−５の出力側に発生し得るようになる。こ
れがため、レジスタ３−１に記憶された数によってメモ
リ３−５の出力側の周波数を決めることができる。レジ
スタ３−２に記憶された過剰の数を上述したように加算
サイクルで一旦加算すると、メモリ３−５の正弦テーブ
ルの規則正しい移送が一旦乱され、これはメモリ３−５
の出力側に発生する正弦波信号に位相ジャンプが実際上
発生することを意味する。上述した構成を用いることに
より、メモリ３−５の出力側に周波数及び位相にジャン
プを生じ得る正弦波信号を発生させることができる。こ
れらジャンプはレジスタ３−１及び３−２の内容を夫々
周波数調整入力端子FS及び位相調整入力端子PSを経て変
化させることにより達成することができる。加算サイク
ル中レジスタ３−１に記憶された数を各加算後変化させ
る（増大又は減少）場合にはメモリ３−５の出力側にFM
信号を発生させることができる。
す通りである。加算器３−３ではレジスタ３−１に記憶
されたディジタル数を加算器３−４の出力端子に存在す
るディジタル数に加算する。これら２つのディジタル数
の加算値を加算器３−４の第１入力端子に供給し、この
加算器３−４によりその他方の入力端子に到来するレジ
スタ３−２に記憶されたディジタル数と加算する。この
加算器３−４の和出力をメモリ３−５に記憶された正弦
テーブル（LUT＝ルックアップテーブル）のアドレスと
して用いる。レジスタ３−２にディジタル数０が記憶さ
れ、レジスタ３−１にディジタル数１が記憶され、加算
器３−４の出力側に現れるディジタル数が各加算後１だ
け増大してメモリ３−５に記憶されたテーブルが順次移
送されるものとする。レジスタ３−１に１よりも大きな
数が記憶される場合には加算器３−４の出力側の順次の
数が順次の加算中の数によってその都度増加するため、
メモリ３−５に記憶された正弦テーブルが一層迅速に移
送し得るようになる。その結果、高い周波数の正弦波信
号をメモリ３−５の出力側に発生し得るようになる。こ
れがため、レジスタ３−１に記憶された数によってメモ
リ３−５の出力側の周波数を決めることができる。レジ
スタ３−２に記憶された過剰の数を上述したように加算
サイクルで一旦加算すると、メモリ３−５の正弦テーブ
ルの規則正しい移送が一旦乱され、これはメモリ３−５
の出力側に発生する正弦波信号に位相ジャンプが実際上
発生することを意味する。上述した構成を用いることに
より、メモリ３−５の出力側に周波数及び位相にジャン
プを生じ得る正弦波信号を発生させることができる。こ
れらジャンプはレジスタ３−１及び３−２の内容を夫々
周波数調整入力端子FS及び位相調整入力端子PSを経て変
化させることにより達成することができる。加算サイク
ル中レジスタ３−１に記憶された数を各加算後変化させ
る（増大又は減少）場合にはメモリ３−５の出力側にFM
信号を発生させることができる。
メモリ３−５の出力端子は乗算器３−７の第１入力端
子に接続され、この乗算器の第２入力端子はレジスタ３
−６に接続されている。レジスタ３−６には、乗算器３
−７の出力端子を経てディジタル−アナログ変換器３−
８に供給される正弦波状の信号の振幅の目安となる数が
記憶されている。乗算器３−７の出力端子及びディジタ
ル−アナログ変換器３−８の出力端子はそれぞれディジ
タル形態及びアナログ形態で信号を出力するものであ
り、この信号は周波数、位相及び振幅に関して変調して
おくことができることに注意すべきものである。この信
号は送信周波数混合段３−９において位相ロックループ
発振器３−10の無線周波信号を変調する。送信周波数混
合段３−９の出力は選択性の無線周波電力増幅器３−11
に供給される。ディジタル周波数シンセサイザは1000KH
zまでの周波数を有する信号を発生し、この信号は送信
周波数混合段３−９により位相ロックループ発振器３−
10の信号と混合し、出力信号の周波数が磁気共鳴撮像に
適した周波数（例えば静磁界の1.5Tの強度を用いた陽子
検査の場合63.86MHz）となるようにする。電力増幅器３
−11は使用する混合段３−９の種類に応じて前置増幅器
を選択したり、選択しなかったりする必要がある。周波
数混合段３−９はアナログモードを有する単側波帯変調
器の場合には、増幅器３−11を選択する必要はない。
子に接続され、この乗算器の第２入力端子はレジスタ３
−６に接続されている。レジスタ３−６には、乗算器３
−７の出力端子を経てディジタル−アナログ変換器３−
８に供給される正弦波状の信号の振幅の目安となる数が
記憶されている。乗算器３−７の出力端子及びディジタ
ル−アナログ変換器３−８の出力端子はそれぞれディジ
タル形態及びアナログ形態で信号を出力するものであ
り、この信号は周波数、位相及び振幅に関して変調して
おくことができることに注意すべきものである。この信
号は送信周波数混合段３−９において位相ロックループ
発振器３−10の無線周波信号を変調する。送信周波数混
合段３−９の出力は選択性の無線周波電力増幅器３−11
に供給される。ディジタル周波数シンセサイザは1000KH
zまでの周波数を有する信号を発生し、この信号は送信
周波数混合段３−９により位相ロックループ発振器３−
10の信号と混合し、出力信号の周波数が磁気共鳴撮像に
適した周波数（例えば静磁界の1.5Tの強度を用いた陽子
検査の場合63.86MHz）となるようにする。電力増幅器３
−11は使用する混合段３−９の種類に応じて前置増幅器
を選択したり、選択しなかったりする必要がある。周波
数混合段３−９はアナログモードを有する単側波帯変調
器の場合には、増幅器３−11を選択する必要はない。
第４図は第２図に示すディジタル受信器を更に詳細に
示す。アナログ受信器区分ARDは選択性の前置増幅器４
−１と、受信周波数混合段４−２と、中間周波増幅器４
−３と、周波数帯域通過フィルタ４−４と、アナログ−
ディジタル変換器４−５とを有している。前置増幅器４
−１の入力端子は無線周波数検出コイル15に接続されて
いる。無線周波検出コイル15により検出され、前置増幅
器４−１により増幅されたスピン共鳴信号は混合段４−
２の第１入力端子に供給され、この混合段の第２入力端
子には位相ロックループ発振器３−10からの無線周波信
号か或いは混合段３−９の無線周波出力信号が供給され
る。この混合段４−２の出力端子に生じる中間周波信号
は増幅器４−３により増幅され、帯域通過フィルタ４−
４により濾波され、アナログ−ディジタル変換器４−５
に供給される。アナログ−ディジタル変換器４−５から
生じるディジタル信号はフーリエ変換回路４−６に供給
される。このフーリエ変換回路４−６は時間ドメインの
信号を周波数ドメインの信号に変換する。またこのフー
リエ変換回４−６は得られる分類された信号サンプルか
ら所望の周波数帯域を発生することもできる。これらの
周波数信号は位相補正回路４−７に供給され、この位相
補正回路には接続ラインDSを経て制御装置16Bに与えら
れる信号も供給される。この点は後に詳細に説明する。
位相補正後、これらの周波数信号が加算回路４−８に供
給され、この回路により関連の周波数信号から平均値を
決定する。
示す。アナログ受信器区分ARDは選択性の前置増幅器４
−１と、受信周波数混合段４−２と、中間周波増幅器４
−３と、周波数帯域通過フィルタ４−４と、アナログ−
ディジタル変換器４−５とを有している。前置増幅器４
−１の入力端子は無線周波数検出コイル15に接続されて
いる。無線周波検出コイル15により検出され、前置増幅
器４−１により増幅されたスピン共鳴信号は混合段４−
２の第１入力端子に供給され、この混合段の第２入力端
子には位相ロックループ発振器３−10からの無線周波信
号か或いは混合段３−９の無線周波出力信号が供給され
る。この混合段４−２の出力端子に生じる中間周波信号
は増幅器４−３により増幅され、帯域通過フィルタ４−
４により濾波され、アナログ−ディジタル変換器４−５
に供給される。アナログ−ディジタル変換器４−５から
生じるディジタル信号はフーリエ変換回路４−６に供給
される。このフーリエ変換回路４−６は時間ドメインの
信号を周波数ドメインの信号に変換する。またこのフー
リエ変換回４−６は得られる分類された信号サンプルか
ら所望の周波数帯域を発生することもできる。これらの
周波数信号は位相補正回路４−７に供給され、この位相
補正回路には接続ラインDSを経て制御装置16Bに与えら
れる信号も供給される。この点は後に詳細に説明する。
位相補正後、これらの周波数信号が加算回路４−８に供
給され、この回路により関連の周波数信号から平均値を
決定する。
混合段４−２はアナログ混合段を具えることができ、
このアナログ混合段を用いる場合には、帯域通過フィル
タは、アナログ混合段が低い周波数帯の信号を発生する
か又は高い周波数帯の信号を発生するかに応じて、低域
通過フィルタ又は高域通過フィルタと置換することがで
きる。
このアナログ混合段を用いる場合には、帯域通過フィル
タは、アナログ混合段が低い周波数帯の信号を発生する
か又は高い周波数帯の信号を発生するかに応じて、低域
通過フィルタ又は高域通過フィルタと置換することがで
きる。
受信機回路DRDは分類回路をも有し、この分類回路は
順次に得られたスペクトルを選択すべき順序に配列す
る。その理由は、測定順序を、スペクトルを処理する順
序に一致させる必要がない為である。例えば、二次元像
を決定する場合、処理のためのスペクトルの順序は無線
周波エネルギーの送信と共鳴信号の受信との間で経過す
る準備期間中の予備傾斜磁界の強度の時間積分によって
決まる。この順序は最大積分値から最小積分値に向けて
（或いはその逆に）段階的に進む。測定順序は必ずしも
この処理順序で行う必要はない。
順次に得られたスペクトルを選択すべき順序に配列す
る。その理由は、測定順序を、スペクトルを処理する順
序に一致させる必要がない為である。例えば、二次元像
を決定する場合、処理のためのスペクトルの順序は無線
周波エネルギーの送信と共鳴信号の受信との間で経過す
る準備期間中の予備傾斜磁界の強度の時間積分によって
決まる。この順序は最大積分値から最小積分値に向けて
（或いはその逆に）段階的に進む。測定順序は必ずしも
この処理順序で行う必要はない。
分類されたスペクトルは高速逆フーリエ変換回路４−
10を経て再び時間信号に変換され、その後時間信号に及
ぼす雑音の影響を除去するために信号対雑音比が低いこ
れら時間信号の部分に１よりも小さな重みを乗じること
によりこれら時間信号に重み付けを行う。
10を経て再び時間信号に変換され、その後時間信号に及
ぼす雑音の影響を除去するために信号対雑音比が低いこ
れら時間信号の部分に１よりも小さな重みを乗じること
によりこれら時間信号に重み付けを行う。
伸長回路４−11ではそれぞれ異なる数の振幅値より成
る時間信号に対応する個数の値零を加える。この処理の
結果として、次のフーリエ変換回路４−13でのフーリエ
変換により著しく大きな解像度が得られるようになる
（画像点の個数は多くなるも再生像における情報の空間
解像度は増大しない）。
る時間信号に対応する個数の値零を加える。この処理の
結果として、次のフーリエ変換回路４−13でのフーリエ
変換により著しく大きな解像度が得られるようになる
（画像点の個数は多くなるも再生像における情報の空間
解像度は増大しない）。
フーリエ変換回路４−13の出力端子４−14からは測定
された核磁気分布の像が生じる。この像はスピン密度分
布とすることができるも（空間的に画成された）スペク
トルとすることもできる。
された核磁気分布の像が生じる。この像はスピン密度分
布とすることができるも（空間的に画成された）スペク
トルとすることもできる。
検出されたスピン共鳴信号を処理する他の方法は、周
波数混合段４−２の入力端子“３−10"をアナログ送信
器区分ARDの単側波帯変調器３−９（第３図参照）の出
力端子“ARD2"に接続することにより達成される。
波数混合段４−２の入力端子“３−10"をアナログ送信
器区分ARDの単側波帯変調器３−９（第３図参照）の出
力端子“ARD2"に接続することにより達成される。
第３及び４図に示す送信器／受信器の動作は以下の通
りである。送信器区分DTDは300KHzの周波数を発生し、
位相ロックループ発振器は63.56MHzの周波数を発生す
る。その目的はｚを零にした場合の（ｚ方向に傾斜し
た）傾斜磁界Gzによりスライスを選択することにある
（共鳴周波数は1.5Tの磁石系で63.86MHzである）。共鳴
信号は帯域幅を100KHzとする傾斜磁界Gyの存在下で検出
するものとする。コイル15が受ける信号の周波数は63.8
1MHz及び63.91MHz間にある。アナログ受信器区分ARDで
は、混合段４−２においてこの信号が位相ロックループ
発振器３−10の信号と混合される。この混合段４−２の
出力信号は250kHz及び350kHz（中心周波数300kHz）間に
位置する周波数帯域を有する。この信号は中間周波増幅
器４−３及び帯域通過フィルタ４−４を通過した後、ア
ナログ−ディジタル変換器４−５により243KHzの周波数
でサブサンプリングされる。このサブサンプリングによ
り生ぜしめられる折り返し効果の為に、７（57−50）及
び107（57＋50）kHz（即ち、中心周波数57kHz）間の周
波数帯域を有する信号がアナログ−ディジタル変換器４
−５の出力端子に生じる。上述した結果、共鳴信号の情
報が周波数0Hzの近くに位置し、共鳴信号が受信される
と送信器は受信周波数帯域の外部に位置する周波数に同
調され、クロストークが生じなくなる。
りである。送信器区分DTDは300KHzの周波数を発生し、
位相ロックループ発振器は63.56MHzの周波数を発生す
る。その目的はｚを零にした場合の（ｚ方向に傾斜し
た）傾斜磁界Gzによりスライスを選択することにある
（共鳴周波数は1.5Tの磁石系で63.86MHzである）。共鳴
信号は帯域幅を100KHzとする傾斜磁界Gyの存在下で検出
するものとする。コイル15が受ける信号の周波数は63.8
1MHz及び63.91MHz間にある。アナログ受信器区分ARDで
は、混合段４−２においてこの信号が位相ロックループ
発振器３−10の信号と混合される。この混合段４−２の
出力信号は250kHz及び350kHz（中心周波数300kHz）間に
位置する周波数帯域を有する。この信号は中間周波増幅
器４−３及び帯域通過フィルタ４−４を通過した後、ア
ナログ−ディジタル変換器４−５により243KHzの周波数
でサブサンプリングされる。このサブサンプリングによ
り生ぜしめられる折り返し効果の為に、７（57−50）及
び107（57＋50）kHz（即ち、中心周波数57kHz）間の周
波数帯域を有する信号がアナログ−ディジタル変換器４
−５の出力端子に生じる。上述した結果、共鳴信号の情
報が周波数0Hzの近くに位置し、共鳴信号が受信される
と送信器は受信周波数帯域の外部に位置する周波数に同
調され、クロストークが生じなくなる。
本発明による実施例では、周波数混合段３−９の出力
信号がアナログ受信器区分ARDにおける周波数混合段４
−２に供給される。他の何の手段も講じなければ、共鳴
信号の受信時に出力信号は周波数0Hzの近くに位置する
周波数帯域を有する。本発明によれば、送信から受信に
切換えた際にディジタルシンセサイザDTDにより生ぜし
められる信号の周波数において周波数飛越しが行われ
る。この周波数飛越しの量は検出すべき共鳴信号の帯域
幅の半分を一定値Δ、例えば５或いは10KHzだけ増大さ
せた値となる。従って、帯域幅が9KHzで値Δ＝5KHzの場
合、ディジタル送信器区分DFDにおける周波数は50KHzだ
け飛越しを行う。混合段４−２の出力は５〜95KHzの周
波数範囲を有する。核測定順序の測定に対しては帯域通
過フィルタ４−４を同じにすることができる。従来と相
違してこのフィルタを測定毎に適合させる必要がない。
アナログ−ディジタル変換器４−５は200KHzの周波数で
通常のサンプリング処理を行うことができる。多重スラ
イス技術の場合には、ディジタル送信器区分DFDにおけ
る周波数飛越しは Δ＋1/2（信号帯域幅）＋オフセット周波数 となる。ここに例えばΔ＝5KHz,1/2（信号帯域幅）＝45
KHz、オフセット周波数＝γ・ｚ・Gzであり、ｚは選択
したスライスの位置である。上述したところから明らか
なように、混合段４−２の出力信号を常に同じ周波数帯
域内に維持することができ、このことは極めて有利なこ
とである。
信号がアナログ受信器区分ARDにおける周波数混合段４
−２に供給される。他の何の手段も講じなければ、共鳴
信号の受信時に出力信号は周波数0Hzの近くに位置する
周波数帯域を有する。本発明によれば、送信から受信に
切換えた際にディジタルシンセサイザDTDにより生ぜし
められる信号の周波数において周波数飛越しが行われ
る。この周波数飛越しの量は検出すべき共鳴信号の帯域
幅の半分を一定値Δ、例えば５或いは10KHzだけ増大さ
せた値となる。従って、帯域幅が9KHzで値Δ＝5KHzの場
合、ディジタル送信器区分DFDにおける周波数は50KHzだ
け飛越しを行う。混合段４−２の出力は５〜95KHzの周
波数範囲を有する。核測定順序の測定に対しては帯域通
過フィルタ４−４を同じにすることができる。従来と相
違してこのフィルタを測定毎に適合させる必要がない。
アナログ−ディジタル変換器４−５は200KHzの周波数で
通常のサンプリング処理を行うことができる。多重スラ
イス技術の場合には、ディジタル送信器区分DFDにおけ
る周波数飛越しは Δ＋1/2（信号帯域幅）＋オフセット周波数 となる。ここに例えばΔ＝5KHz,1/2（信号帯域幅）＝45
KHz、オフセット周波数＝γ・ｚ・Gzであり、ｚは選択
したスライスの位置である。上述したところから明らか
なように、混合段４−２の出力信号を常に同じ周波数帯
域内に維持することができ、このことは極めて有利なこ
とである。
第４図に示す位相補正回路４−７は必ずしも必要では
ない。各測定サイクルはディジタル送信器区分DTDによ
って生ぜしめるべき信号と同じ位相で開始され（換言す
れば、測定サイクルはDTDの位相によりトリガされ）、
（例えばスピンエコー技術の場合におけるエコー瞬時に
おける）共鳴信号間の位相差は常に整数倍２πとなる。
ない。各測定サイクルはディジタル送信器区分DTDによ
って生ぜしめるべき信号と同じ位相で開始され（換言す
れば、測定サイクルはDTDの位相によりトリガされ）、
（例えばスピンエコー技術の場合におけるエコー瞬時に
おける）共鳴信号間の位相差は常に整数倍２πとなる。
上述したことを用いない場合には、制御装置16Bがデ
ィジタル送信器区分DTDに供給される順次の制御信号FS
及びPSから順次の共鳴信号における位相差DSの量を決定
し、この位相差DSを制御信号として位相補正回路に供給
しうるようにする。
ィジタル送信器区分DTDに供給される順次の制御信号FS
及びPSから順次の共鳴信号における位相差DSの量を決定
し、この位相差DSを制御信号として位相補正回路に供給
しうるようにする。
周波数混合段３−９を単側波帯変調器を以て構成する
場合には、ディジタル送信器を第５図に示す構造にして
用いるのが有利である。周波数混合段３−９は第１乗算
器５−１及び第２乗算器５−２と、移相回路５−３と、
加算回路５−４とを具えている。移相回路５−３には周
波数frを有する基準信号が供給される。この移相回路の
第１出力端子からは信号〔cosin（２π・fr・ｔ）〕を
生じ、この信号の移相は第２出力端子から生ずる信号
〔sin（２π・fr・ｔ）〕から90°偏移している。第１
乗算器５−１及び第２乗算器５−２の出力は加算回路５
−４に供給される。乗算器５−１及び５−２の第２入力
端子にはディジタルシンセサイザにより生ぜしめられる
周波数を有する信号が供給され、これら第１及び第２乗
算器に供給される信号の移相差は90°か−90°のいずれ
かとなる。乗算器５−１は基準周波数を有する信号の余
弦関数とディジタルシンセサイザにより生ぜしめられる
周波数fdsを有する信号の余弦関数とを受ける。乗算器
５−２は基準周波数信号発生器５−3,5−３′（ここに
５−３′は基準周波数信号frの発振器である）の正弦関
数と、周波数fdsを有するディジタルシンセサイザの信
号の正弦関数とを受ける。乗算器５−１により形成され
る積cos（fr）・cos（fds）はcos（fr−fds）＋cos（fr
＋fds）に等しい。乗算器５−２により生ぜしめられる
積はcos（fr−fds）−cos（fr＋fds）に等しい。これら
２つの信号の和は関数cos（fr−fds）を有する信号であ
る。或いはまた加算回路の代わりに減算回路を用いるこ
とにより周波数fr及びfds間の差に等しい周波数を有す
る信号を得ることができる。しかし、この場合加算から
減算への切換えが必要となり、この切換えには追加のハ
ードウェアを必要とする。
場合には、ディジタル送信器を第５図に示す構造にして
用いるのが有利である。周波数混合段３−９は第１乗算
器５−１及び第２乗算器５−２と、移相回路５−３と、
加算回路５−４とを具えている。移相回路５−３には周
波数frを有する基準信号が供給される。この移相回路の
第１出力端子からは信号〔cosin（２π・fr・ｔ）〕を
生じ、この信号の移相は第２出力端子から生ずる信号
〔sin（２π・fr・ｔ）〕から90°偏移している。第１
乗算器５−１及び第２乗算器５−２の出力は加算回路５
−４に供給される。乗算器５−１及び５−２の第２入力
端子にはディジタルシンセサイザにより生ぜしめられる
周波数を有する信号が供給され、これら第１及び第２乗
算器に供給される信号の移相差は90°か−90°のいずれ
かとなる。乗算器５−１は基準周波数を有する信号の余
弦関数とディジタルシンセサイザにより生ぜしめられる
周波数fdsを有する信号の余弦関数とを受ける。乗算器
５−２は基準周波数信号発生器５−3,5−３′（ここに
５−３′は基準周波数信号frの発振器である）の正弦関
数と、周波数fdsを有するディジタルシンセサイザの信
号の正弦関数とを受ける。乗算器５−１により形成され
る積cos（fr）・cos（fds）はcos（fr−fds）＋cos（fr
＋fds）に等しい。乗算器５−２により生ぜしめられる
積はcos（fr−fds）−cos（fr＋fds）に等しい。これら
２つの信号の和は関数cos（fr−fds）を有する信号であ
る。或いはまた加算回路の代わりに減算回路を用いるこ
とにより周波数fr及びfds間の差に等しい周波数を有す
る信号を得ることができる。しかし、この場合加算から
減算への切換えが必要となり、この切換えには追加のハ
ードウェアを必要とする。
乗算器５−１及び５−２にそれぞれ供給される。周波
数fdrを有する信号の余弦関数及び正弦関数は以下のよ
うにして生ぜしめる。第５図に与えたルックアップテー
ブル３−５に加えて、正弦テーブルが記憶されている他
のルックアップテーブル３−５′を用い、ルックアップ
テーブル３−５には余弦テーブルを記憶させる。レジス
タ３−４（第３図参照）により供給される同じアドレス
を用いることにより余弦関数及び正弦関数をテーブル３
−５及び３−５′でそれぞれ同時に見出すことができ
る。これらの関数は乗算器３−７及び乗算器３−７′に
それぞれ供給される。レジスタ３−６（第３図参照）か
らは、乗算器３−７及び３−７′に供給される関数値に
乗算すべき値がこれら乗算器に供給される。その乗算結
果がディジタル−アナログ変換器３−８及び３−８′に
供給され、これら変換器の出力端子が乗算器５−１及び
５−２の入力端子にそれぞれ接続されている。
数fdrを有する信号の余弦関数及び正弦関数は以下のよ
うにして生ぜしめる。第５図に与えたルックアップテー
ブル３−５に加えて、正弦テーブルが記憶されている他
のルックアップテーブル３−５′を用い、ルックアップ
テーブル３−５には余弦テーブルを記憶させる。レジス
タ３−４（第３図参照）により供給される同じアドレス
を用いることにより余弦関数及び正弦関数をテーブル３
−５及び３−５′でそれぞれ同時に見出すことができ
る。これらの関数は乗算器３−７及び乗算器３−７′に
それぞれ供給される。レジスタ３−６（第３図参照）か
らは、乗算器３−７及び３−７′に供給される関数値に
乗算すべき値がこれら乗算器に供給される。その乗算結
果がディジタル−アナログ変換器３−８及び３−８′に
供給され、これら変換器の出力端子が乗算器５−１及び
５−２の入力端子にそれぞれ接続されている。
第５図に示すハードウェアの量は減少せしめることが
できること明らかである。例えば、２つのルックアップ
テーブル、２つの乗算器及び２つのディジタル−アナロ
グ変換器の代わりに、１つのデマルチプレクサ回路を用
い、その第１入力端子にレジスタ３−４からアドレスを
供給し、第２入力端子に前のアドレスから取出した他の
アドレスを供給するようにすることができる。上記の他
のアドレスは、テーブル中で見出すべき信号値が常に互
いに90°ずれているようにする必要があるようにするこ
とにより簡単に取出すことができる。これらの２つのア
ドレスを用いることにより、余弦値及び正弦値がその都
度テーブルから順次に読出され、これらの値をデマルチ
プレクサ回路に接続された他のマルチプレクサ回路を経
て乗算器５−１及び５−２に順次に供給することができ
る。
できること明らかである。例えば、２つのルックアップ
テーブル、２つの乗算器及び２つのディジタル−アナロ
グ変換器の代わりに、１つのデマルチプレクサ回路を用
い、その第１入力端子にレジスタ３−４からアドレスを
供給し、第２入力端子に前のアドレスから取出した他の
アドレスを供給するようにすることができる。上記の他
のアドレスは、テーブル中で見出すべき信号値が常に互
いに90°ずれているようにする必要があるようにするこ
とにより簡単に取出すことができる。これらの２つのア
ドレスを用いることにより、余弦値及び正弦値がその都
度テーブルから順次に読出され、これらの値をデマルチ
プレクサ回路に接続された他のマルチプレクサ回路を経
て乗算器５−１及び５−２に順次に供給することができ
る。
第５図に示す実施例によれば、正及び“負”の周波数
を発生せしめるうるという利点、すなわち単側波帯によ
り生ぜしめた周波数帯域を、変調器に供給される周波数
frの上方及び下方に位置させことができるという利点が
得られる。
を発生せしめるうるという利点、すなわち単側波帯によ
り生ぜしめた周波数帯域を、変調器に供給される周波数
frの上方及び下方に位置させことができるという利点が
得られる。
第１図は本発明磁気共鳴撮像装置の構成を示すブロック
図、 第２図は本発明によるディジタル送信器／受信器の構成
を示すブロック図、 第３及び４図は第２図のディジタル送信器／受信器を詳
細に示すブロック回路図、 第５図はディジタル送信器の一部分の好適な例を示すブ
ロック図である。 １…磁気共鳴撮像装置、10…磁石系 11…検査空間 12,13…電流発生器 14…ディジタル送信器／受信器 15…送信器／受信器コイル 16…中央装置、16A…中央処理装置 16B…制御装置 FS…第１入力端子（周波数調整用） PS…他の入力端子（位相調整用） AM…入力端子（信号変調用） DO…出力端子 DTD…ディジタル送信器区分 ATD…アナログ送信器区分 PPL…位相ロックループ発振器 DRD…ディジタル受信器区分 ARD…アナログ受信器区分 ３−1,3−2,3−６…レジスタ ３−3,3−４…加算器 ３−５…メモリ（ルックアップテーブル） ３−７…乗算器 ３−８…ディジタル−アナログ変換器 ３−９…送信周波数混合段 ３−10…位相ロックループ発振器 ３−11…電力増幅器、４−１…前置増幅器 ４−２…受信周波数混合段 ４−３…中間周波増幅器 ４−４…帯域通過フィルタ ４−５…アナログ−ディジタル変換器 ４−６…フーリエ変換回路 ４−７…位相補正回路、４−８…加算回路 ４−９…分類回路 ４−10…高速逆フーリエ変換回路 ４−11…伸長回路、４−13…フーリエ変換回路 ５−１…第１乗算器、５−２…第２乗算器 ５−３…移送回路 ５−３′…基準周波数信号発生器 ５−４…加算回路
図、 第２図は本発明によるディジタル送信器／受信器の構成
を示すブロック図、 第３及び４図は第２図のディジタル送信器／受信器を詳
細に示すブロック回路図、 第５図はディジタル送信器の一部分の好適な例を示すブ
ロック図である。 １…磁気共鳴撮像装置、10…磁石系 11…検査空間 12,13…電流発生器 14…ディジタル送信器／受信器 15…送信器／受信器コイル 16…中央装置、16A…中央処理装置 16B…制御装置 FS…第１入力端子（周波数調整用） PS…他の入力端子（位相調整用） AM…入力端子（信号変調用） DO…出力端子 DTD…ディジタル送信器区分 ATD…アナログ送信器区分 PPL…位相ロックループ発振器 DRD…ディジタル受信器区分 ARD…アナログ受信器区分 ３−1,3−2,3−６…レジスタ ３−3,3−４…加算器 ３−５…メモリ（ルックアップテーブル） ３−７…乗算器 ３−８…ディジタル−アナログ変換器 ３−９…送信周波数混合段 ３−10…位相ロックループ発振器 ３−11…電力増幅器、４−１…前置増幅器 ４−２…受信周波数混合段 ４−３…中間周波増幅器 ４−４…帯域通過フィルタ ４−５…アナログ−ディジタル変換器 ４−６…フーリエ変換回路 ４−７…位相補正回路、４−８…加算回路 ４−９…分類回路 ４−10…高速逆フーリエ変換回路 ４−11…伸長回路、４−13…フーリエ変換回路 ５−１…第１乗算器、５−２…第２乗算器 ５−３…移送回路 ５−３′…基準周波数信号発生器 ５−４…加算回路
Claims (10)
- 【請求項１】安定な均一磁界を発生すると共に傾斜磁界
を発生する磁石系と、共鳴信号を発生し及び検出する送
信器／受信器と、検出した共鳴信号を処理すると共に前
記送信器兼受信器及び前記磁石系を制御する処理／制御
装置とを具え、前記送信器は、基準信号および送信信号
を発生し、この送信信号の周波数はこれにより発生した
共鳴信号を復調する受信器に供給すべき前記基準信号の
周波数から変位され、前記基準信号の周波数は復調され
サンプリングされた共鳴信号の周波数帯域が周波数0Hz
の片側に位置するように選択され、前記受信機には復調
された共鳴信号をサンプリングするサンプリング回路を
も設け、他に、共鳴信号の位相相関の一致を行う同期化
手段を設けて成る磁気共鳴撮像装置において、前記送信
器／受信器は送信信号および基準信号を発生するディジ
タル周波数シンセサイザを具えることを特徴とする磁気
共鳴撮像装置。 - 【請求項２】前記ディジタル周波数シンセサイザは正弦
波形をテーブルに記憶するメモリを具え、そのアドレス
入力端子を加算回路の出力端子に接続し、この加算回路
の加算入力端子を加算回路の出力端子に接続するか、ま
たは第１レジスタに接続し、前記他の加算回路はその第
１入力端子を第２レジスタに接続すると共にその第２入
力端子を前記加算回路の出力端子に接続するようにした
ことを特徴とする核スピン断層撮影に用いる請求項１に
記載の磁気共鳴撮像装置。 - 【請求項３】送信器は、直列接続されたディジタル−ア
ナログ変換器、送信周波数混合段及び無線周波パワー増
幅器を具え、前記受信器は、直列接続の前置増幅器、受
信周波数混合段及びアナログ−ディジタル変換器を具
え、前記送信周波数混合段は位相ロックループ発振器の
出力側に接続し、前記受信周波数混合段は前記位相ロッ
クループ発振器の出力側に接続するか又は前記送信周波
数混合段の出力側に接続するようにしたことを特徴とす
る核スピン断層撮影に用いる請求項１または２に記載の
磁気共鳴撮像装置。 - 【請求項４】前記メモリの出力端子を乗算器を経てデジ
タル−アナログ変換器の入力端子に接続し、この乗算器
の他方の入力端子を第３レジスタに接続するようにし たことを特徴とする核スピン断層撮影に用いる請求項２
または３に記載の磁気共鳴撮像装置。 - 【請求項５】前記第１、第２及び第３レジスタの入力端
子を、前記ディジタル−アナログ変換器に供給すべき信
号の周波数、位相及び振幅を調整する制御装置の出力端
子に夫々接続するようにしたことを特徴とする核スピン
断層撮影に用いる請求項２又は４に記載の磁気共鳴撮像
装置。 - 【請求項６】前記アナログ−ディジタル変換器のサンプ
リング周波数を前記周波数混合段の出力信号の周波数よ
りも低くするようにしたことを特徴とする核スピン断層
撮影に用いる請求項２、４又は５に記載の磁気共鳴撮像
装置。 - 【請求項７】前記受信器のアナログ−ディジタル変換器
をフーリエ変換回路を経て位相補正回路の一方の入力端
子に接続し、この補正回路の他方の入力端子を前記ディ
ジタル−アナログ変換器に供給すべき信号の周波数、位
相及び振幅を調整する制御装置に接続して位相補正信号
を受信するようにしたことを特徴とする核スピン断層撮
影に用いる請求項６に記載の磁気共鳴撮像装置。 - 【請求項８】前記位相補正回路の出力端子を、関連する
周波数信号から平均値を決める算術回路に接続するよう
にしたことを特徴とする核スピン断層撮影に用いる請求
項７に記載の磁気共鳴撮像装置。 - 【請求項９】前記送信周波数混合段を、出力端子が加算
回路に接続された第１及び第２乗算器を具える単側帯波
変調器とし、これら第１及び第２乗算器の第１入力端子
は夫々第１の位相及び第２の位相を有する基準信号を受
信し、これら基準信号間の位相差は90°とし、第１乗算
器及び第２乗算器の第２の入力端子は前記デジタル周波
数シンセサイザから夫々第１の信号及び第２の信号を受
信し、両乗算器の第２入力端子の信号間の位相差を90°
として前記ディジタル周波数シンセサイザにより供給さ
れる信号の一方を反転し得るようにしたことを特徴とす
る核スピン断層撮影に用いる請求項３、４、５又は６に
記載の磁気共鳴撮像装置。 - 【請求項１０】前記受信器が送信周波数で発生した共鳴
信号を受信するために作動し得る状態において、前記送
信信号の周波数が前記送信周波数から変移するようにし
たことを特徴とする核スピン断層撮影に用いる請求項１
又は２に記載の磁気共鳴撮像装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8701195A NL8701195A (nl) | 1987-05-19 | 1987-05-19 | M.r.i.-inrichting met digitale zender/ontvanger. |
| NL8701195 | 1987-05-19 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6440037A JPS6440037A (en) | 1989-02-10 |
| JP2703261B2 true JP2703261B2 (ja) | 1998-01-26 |
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ID=19850038
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63119463A Expired - Lifetime JP2703261B2 (ja) | 1987-05-19 | 1988-05-18 | 磁気共鳴撮像装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4879514A (ja) |
| EP (1) | EP0292064B1 (ja) |
| JP (1) | JP2703261B2 (ja) |
| DE (1) | DE3864076D1 (ja) |
| IL (1) | IL86396A (ja) |
| NL (1) | NL8701195A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2008264101A (ja) * | 2007-04-18 | 2008-11-06 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | Ｍｒｉ装置およびｒｆパルス生成回路 |
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- 1988-05-17 EP EP88200981A patent/EP0292064B1/de not_active Expired - Lifetime
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