JP5530095B2 - ディジタル処理装置、信号解析システムおよび信号解析方法 - Google Patents
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Description
本発明は、ディジタル処理装置、信号解析システムおよび信号解析方法の技術に関する。
核磁気共鳴（Nuclear Magnetic Resonance、以下、ＮＭＲと記載）装置は、強い静磁場を作る磁石の中の検出空間に置かれた試料分子に一連の高周波の交流磁場パターンを照射し、試料分子内の核スピンに摂動を与え、この核スピンの応答を測定する装置である。照射する交流磁場パターンの周波数は、試料分子の共鳴周波数に合わせて高い周波数分解能で調整する必要があり、最新のＮＭＲ装置では高い周波数分解能を有するダイレクトディジタル周波数合成器（Direct Digital Synthesizer、以下、ＤＤＳと記載）を用いて、照射パルスを発振している。
応答の測定には、主に電磁気誘導を利用する方法が使われているが、他に磁力を利用する方法、光−磁気相互作用を利用する方法などが知られている。電磁気誘導を利用する測定方法では、核スピンが作る磁束が通過する位置に配置したプローブコイルを用いる。摂動に核スピンが応答すると、プローブコイルを通過する磁束が時間変動し、プローブコイルに誘導起電力が生ずる。ＮＭＲ装置の一部である核磁気共鳴信号受信装置（以下、ＮＭＲ受信装置と記載）では、プローブコイルに生じた誘導起電力を増幅し信号処理を施した後、目標とする信号であるＮＭＲ信号としてユーザコンピュータに出力する。
ＮＭＲ受信装置は、一般的にアナログ受信装置とディジタル受信装置から構成される。アナログ受信装置は、数百ＭＨｚの周波数を持つ受信信号を受信し、この受信信号の周波数を数十ＭＨｚの信号に変換した後、ディジタル受信装置に出力する。これは、数百ＭＨｚの周波数を持つアナログ信号をディジタル変換することが困難なためである。アナログ受信装置における周波数変換には、局部信号と乗算したアナログ信号をフィルタに通過させるヘテロダイン方式が用いられる。ヘテロダイン方式のアナログ受信装置に関しては実施形態にて後記する。
ＮＭＲ装置を用いれば、様々な交流磁場パターンに対する核スピンの応答を解析することにより、分子の構造および分子のダイナミックスや、分子間相互作用などを解析することができる。ＮＭＲ装置を用いた分析手法は、試料分子を破壊する必要がない点と、試料分子を結晶化する必要がない点で、他の分析手法にない特長を持つ。
一方で、ＮＭＲは他の分析手法に比べ信号対雑音比（Signal-to-Noise Ratio、以下、ＳＮＲと記載）が低いことが知られており、ＮＭＲのＳＮＲを向上させるため種々の努力が費やされてきた。ＮＭＲ受信装置においても、受信回路で発生する雑音を低減するために、アナログ回路の代わりに、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器：Analog/Digital Converter、以下、ＡＤＣと記載）とディジタル論理回路を用いる技術が開発されて来た。このような技術は、例えば、特許文献１に開示されている。しかし、前記ヘテロダイン方式に用いられる局部信号によって発生する位相雑音に関しては、その低減技術が必ずしも十分進歩しているとは言えない。
特許文献１は、アナログ受信装置で周波数変換を行わず、数百ＭＨｚの高い周波数を持つ受信信号をそのままＡＤＣでディジタルデータに変換する技術を開示している。つまり、アナログ受信装置では、入力された信号の増幅のみを行っている。ＡＤＣに入力されるアナログ信号の周波数がＡＤＣの変換速度より高い場合、Ｎｙｑｕｉｓｔ定理によって折り返しが発生する。意図的に、この折り返しを起こし入力信号の高い周波数をＡＤＣで低い周波数に変換する方式をＵｎｄｅｒｓａｍｐｌｉｎｇと呼ぶ。特許文献１の技術によれば、Ｕｎｄｅｒｓａｍｐｌｉｎｇを利用することで、局部信号を用いないＮＭＲ受信装置を提供している。
特許文献２には、局部信号による雑音を低減するもう一つの技術が開示されている。特許文献２に記載の技術によれば、局部信号を発振するために使われるＤＤＳの出力周波数をクロック周波数と特定の関係に制限することで、ＤＤＳから出力されるアナログ信号の量子化雑音を低減し局部信号のスペクトル純度を高めることができる。
米国特許第５５９４３４１明細書
特開２００１−２７２４４６号公報
特許文献１および特許文献２に記載の技術は局部信号による雑音を低減したＮＭＲ受信装置を提供できるが、下記のような問題を残している。
Ｕｎｄｅｒｓａｍｐｌｉｎｇを利用する特許文献１の技術では、ＡＤＣに入力される信号の周波数が高いため、ＡＤＣの動作クロックに新たな課題が発生する。ＡＤＣの動作クロックの周期は完全に一定ではなく、必ずある大きさの時間変動を持つ。この時間変動はジッタと呼ばれ、ＡＤＣの変換周期に誤差を引き起こす原因となる。ディジタル論理回路は、ＡＤＣで変換されて出力されるディジタルデータの時間間隔が一定であると前提して作られているため、ジッタはディジタル化された信号に雑音として入り込むという問題がある。
Ｕｎｄｅｒｓａｍｐｌｉｎｇを利用する特許文献１の技術では、ＡＤＣに入力される信号の周波数が高いため、ＡＤＣの動作クロックに新たな課題が発生する。ＡＤＣの動作クロックの周期は完全に一定ではなく、必ずある大きさの時間変動を持つ。この時間変動はジッタと呼ばれ、ＡＤＣの変換周期に誤差を引き起こす原因となる。ディジタル論理回路は、ＡＤＣで変換されて出力されるディジタルデータの時間間隔が一定であると前提して作られているため、ジッタはディジタル化された信号に雑音として入り込むという問題がある。
さらに、特許文献１に記載の技術では、以下のような問題もある。ＵｎｄｅｒｓａｍｐｌｉｎｇによりＡＤＣに入力されるアナログ信号の周波数が高くなると、ジッタの大きさは同じであっても、ディジタル変換された信号にはより大きい雑音が現れる。従って、特許文献１の技術は、局部信号による雑音を低減した反面、ＡＤＣのジッタによる雑音が増えるという問題がある。また、特許文献１の技術では、ヘテロダインによる周波数変換を行わないため、アナログ受信装置での増幅処理をすべて数百ＭＨｚの高い周波数で行う必要がある。通常検出目標であるＮＭＲ信号の電圧は、ＡＤＣの最大入力電圧の１／１００以下であるため、アナログ受信装置に増幅器を挿入してＮＭＲ信号の電圧をＡＤＣの入力電圧に合わせる。数百ＭＨｚで動作する増幅器は、数十ＭＨｚ用増幅器に比べ、高価であり、かつ増幅率の調整が困難である。Ｕｎｄｅｒｓａｍｐｌｉｎｇを用いる特許文献１の技術は、高い周波数で動作する高価な増幅器を必要とする点で、局部信号を用いる方式に比べて不利である。
特許文献２に記載の技術によれば、ＤＤＳの量子化雑音は低減しているが、ＤＤＳの動作クロックのジッタによって発生する雑音は低減していない。ＡＤＣと同じく、ディジタル素子であるＤＤＳは、動作クロックに同期してアナログ信号を出力する。動作クロックの時間変動、すなわちジッタにより、ＤＤＳから出力されるアナログ信号の周期にも変動が発生する。ＤＤＳを用いて発振される局部信号には、ＤＤＳから出力された信号の周期変動が、出力周波数の変動として現れる。この出力周波数の変動は、位相雑音と呼ばれ、ＮＭＲ信号の雑音を増やす原因となる。このように、特許文献２に記載の技術は、ＤＤＳの位相雑音に関する問題がある。前記したように、位相雑音が生じると、ＮＭＲ信号の雑音が増加し、ＮＭＲのＳＮＲが低くなるという問題がある（位相雑音と、ＮＭＲ信号の雑音の関係の詳細は実施形態中において説明する）。
局部信号の発振にＤＤＳを用いないことが、特許文献１と特許文献２に記載の技術における問題を解決する、すなわちジッタに由来する位相雑音を軽減する１つの方法である。ＤＤＳを用いないで発振した局部信号であれば、ＤＤＳの位相雑音の課題はなくなる。また、局部信号を用いて信号の周波数をアナログ受信装置で変換するため、ＡＤＣのジッタによって雑音が増加する問題も解決される。しかしながら、局部信号の発振にＤＤＳを用いないと、ディジタル受信装置において高精度の周波数変換を行う必要がある。前記したように、試料分子に照射される交流磁場は、試料分子の共鳴周波数に合わせるため、高い周波数精度を持つＤＤＳを利用して調節・発振される。試料分子から検出されるＮＭＲ信号は、照射される交流磁場の周波数および位相の情報を含むため、受信装置は照射に使ったＤＤＳと同じ周波数分解能を持つ信号が必要である。
局部信号の発振にＤＤＳを使えば、局部信号が照射信号と同じ周波数分解能を持つため、受信装置で照射に使用したＤＤＳと同じ周波数分解能を持つ信号を別途作る必要はない。しかし、局部信号の発振にＤＤＳを使わなければ、ディジタル受信装置の中で、ＤＤＳと同じ周波数分解能のディジタルデータを生成し、そのディジタルデータとＡＤＣでディジタル化された受信信号との乗算処理を行う必要がある。一般的に、乗算は処理に長い時間がかかるため、ビット長の長いディジタルデータを高速で処理する場合は不利である。また、ＮＭＲ信号は大きい信号（多くは溶媒から発信される信号）と小さい信号（試料から発信される信号）が混在しているため、ＡＤＣの変換ビット長は最低でも１４ビットが必要とされる。さらに、ディジタルデータ処理を利用するため、ＡＤＣの変換速度は毎秒数千万データ点以上になっている。このようにＮＭＲ受信装置のディジタル受信装置は、ビット長の長いディジタルデータを高速で処理する必要があり、高い周波数分解能のディジタルデータとの乗算は、信号処理のネックとなる。つまり、局部信号の発振にＤＤＳを使わない構成は、ディジタル受信装置に高速で長いビット長のディジタルデータ間の乗算が必要となるという問題がある。
このような背景に鑑みて本発明がなされたのであり、本発明は、ＳＮＲの向上を目的とする。
前記課題を解決するため、本発明は、ＮＭＲにおける試料から発信される信号をヘテロダイン方式で周波数変換したアナログ信号から、前記ＮＭＲにおける試料に特有の信号である目標信号をディジタルデータとして抽出するディジタル処理装置であって、Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタルデータにおける正負の符号を１つおきに反転させる符号器と、前記符号器から出力されたディジタルデータから、周波数が低い成分を抽出し、前記抽出された周波数が低い成分のディジタルデータから所定のデータを間引く間引フィルタと、前記間引フィルタからの出力に、特定の周波数のディジタルデータを出力する数値制御発振器からの出力を乗算する乗算器と、を有することを特徴とする。
その他の解決手段については、実施形態中に記載する。
その他の解決手段については、実施形態中に記載する。
本発明によれば、ＳＮＲの向上が可能となる。
次に、本発明を実施するための最良の形態（「実施形態」という）について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以降ＮＭＲ信号とは、試料から検出される信号であり、本実施形態において最終的に抽出する目標信号である。
《分光計》
次に、本実施形態の受信装置を含む分光計１（信号解析システム）の構成を、図１のブロック図を用いて説明する。
図１は、本実施形態に係る分光計の構成例を示すブロック図である。
分光計１は、制御装置２００と、送信装置３００と、アナログ受信装置４００と、ディジタル受信装置１００を有してなる。
制御装置２００は、ユーザコンピュータ９と情報の授受を行ったり、照射ＤＤＳ３０２、局部発振器３０１、数値制御発振器（Numerically Controlled Oscillator、以下、ＮＣＯ１０７と記載）（図３）へ指示を送ったり、バッファ１１２（図３）からデータを受け取ったりする制御器２０１と、標準クロック２０２と、クロック合成器２０３とを有している。送信装置３００は、局部発振器３０１と、照射ＤＤＳ３０２と、照射ミキサ３０３と、照射フィルタ３０４と、照射増幅器３０５とを有している。アナログ受信装置４００は、第１増幅器４０１と、受信ミキサ４０２と、受信フィルタ４０３と、第２増幅器４０４とを有している。各部２０１〜２０３，３０１〜３０５，４０１〜４０４の機能や、入出力関係は、図２を参照して後記する。また、ディジタル受信装置１００の構成は、図３で後記する。
次に、本実施形態の受信装置を含む分光計１（信号解析システム）の構成を、図１のブロック図を用いて説明する。
図１は、本実施形態に係る分光計の構成例を示すブロック図である。
分光計１は、制御装置２００と、送信装置３００と、アナログ受信装置４００と、ディジタル受信装置１００を有してなる。
制御装置２００は、ユーザコンピュータ９と情報の授受を行ったり、照射ＤＤＳ３０２、局部発振器３０１、数値制御発振器（Numerically Controlled Oscillator、以下、ＮＣＯ１０７と記載）（図３）へ指示を送ったり、バッファ１１２（図３）からデータを受け取ったりする制御器２０１と、標準クロック２０２と、クロック合成器２０３とを有している。送信装置３００は、局部発振器３０１と、照射ＤＤＳ３０２と、照射ミキサ３０３と、照射フィルタ３０４と、照射増幅器３０５とを有している。アナログ受信装置４００は、第１増幅器４０１と、受信ミキサ４０２と、受信フィルタ４０３と、第２増幅器４０４とを有している。各部２０１〜２０３，３０１〜３０５，４０１〜４０４の機能や、入出力関係は、図２を参照して後記する。また、ディジタル受信装置１００の構成は、図３で後記する。
《分光計の処理手順》
次に、図１を参照しつつ、図２に沿って分光計１の制御装置２００、送信装置３００およびアナログ受信装置４００の処理を説明する。
図２は、本実施形態に係る分光計の処理手順を示すフローチャートである。
次に、図１を参照しつつ、図２に沿って分光計１の制御装置２００、送信装置３００およびアナログ受信装置４００の処理を説明する。
図２は、本実施形態に係る分光計の処理手順を示すフローチャートである。
（制御装置）
制御器２０１は、ユーザコンピュータ９の指令を受け、送信装置３００の照射ＤＤＳ３０２と、ディジタル受信装置１００のＮＣＯ１０７に周波数設定を行う。標準クロック２０２は、１０ＭＨｚ〜１００ＭＨｚの発振器であり、分光計１全体の時間標準となるため、温度安定性および時間安定性の高い発振器が用いられる。クロック合成器２０３が標準クロック２０２から取得したクロック情報を基に各部品の動作クロックを合成し、この動作クロックを各部品に供給する。特に、照射ＤＤＳ３０２と、局部発振器３０１と、ＮＣＯ１０７と、ＡＤＣ１０１は信号送受信に関わるため、標準クロック２０２との同期が重要であり、これらの各部３０１，３０２，１０１，１０７は、クロック合成器２０３から動作クロックを受け取る。
制御器２０１は、ユーザコンピュータ９の指令を受け、送信装置３００の照射ＤＤＳ３０２と、ディジタル受信装置１００のＮＣＯ１０７に周波数設定を行う。標準クロック２０２は、１０ＭＨｚ〜１００ＭＨｚの発振器であり、分光計１全体の時間標準となるため、温度安定性および時間安定性の高い発振器が用いられる。クロック合成器２０３が標準クロック２０２から取得したクロック情報を基に各部品の動作クロックを合成し、この動作クロックを各部品に供給する。特に、照射ＤＤＳ３０２と、局部発振器３０１と、ＮＣＯ１０７と、ＡＤＣ１０１は信号送受信に関わるため、標準クロック２０２との同期が重要であり、これらの各部３０１，３０２，１０１，１０７は、クロック合成器２０３から動作クロックを受け取る。
（送信装置）
送信装置３００は、試料に照射する照射信号を生成するとともに、アナログ受信装置４００に供給する局部信号を生成する。
局部発振器３０１は、制御器２０１から指示を受けると、クロック合成器２０３から出力される動作クロックを基に、周波数ＦＬの局部信号を生成し、照射ミキサ３０３へ出力する（Ｓ１０１）。
照射ＤＤＳ３０２は、制御器２０１から指示を受けると、制御器２０１で設定された周波数ＦＴのアナログ信号を生成し、照射ミキサ３０３へ出力する。このアナログ信号の生成は、前記したように試料分子の共鳴周波数に合わせるための調節処理に用いるという目的がある。その周波数分解能は通常数ｍＨｚ前後、出力周波数ＦＴは数十ＭＨｚである。なお、局部発振器３０１は量子化雑音を回避するためアナログ発振器が用いられることが多く、周波数分解能は０．１ｍＨｚ前後と照射ＤＤＳ３０２に比べて優れている。従って、局部発振器３０１の出力周波数ＦＬは数十〜数百ＭＨｚである。照射ＤＤＳ３０２と局部発振器３０１の出力は照射ミキサ３０３で乗算される。照射ミキサ３０３の出力は式（１）の如く２つの周波数ＦＬ＋ＦＴ，ＦＬ−ＦＴを含む。
送信装置３００は、試料に照射する照射信号を生成するとともに、アナログ受信装置４００に供給する局部信号を生成する。
局部発振器３０１は、制御器２０１から指示を受けると、クロック合成器２０３から出力される動作クロックを基に、周波数ＦＬの局部信号を生成し、照射ミキサ３０３へ出力する（Ｓ１０１）。
照射ＤＤＳ３０２は、制御器２０１から指示を受けると、制御器２０１で設定された周波数ＦＴのアナログ信号を生成し、照射ミキサ３０３へ出力する。このアナログ信号の生成は、前記したように試料分子の共鳴周波数に合わせるための調節処理に用いるという目的がある。その周波数分解能は通常数ｍＨｚ前後、出力周波数ＦＴは数十ＭＨｚである。なお、局部発振器３０１は量子化雑音を回避するためアナログ発振器が用いられることが多く、周波数分解能は０．１ｍＨｚ前後と照射ＤＤＳ３０２に比べて優れている。従って、局部発振器３０１の出力周波数ＦＬは数十〜数百ＭＨｚである。照射ＤＤＳ３０２と局部発振器３０１の出力は照射ミキサ３０３で乗算される。照射ミキサ３０３の出力は式（１）の如く２つの周波数ＦＬ＋ＦＴ，ＦＬ−ＦＴを含む。
ＣＯＳ（２πＦＬ）×ＣＯＳ（２πＦＴ）＝ＣＯＳ［２π（ＦＬ＋ＦＴ）］／２ ＋ ＣＯＳ［２π（ＦＬ−ＦＴ）］／２・・・（１）
照射フィルタ３０４は、２つの周波数成分を含む照射ミキサ３０３の出力から、ＦＬ＋ＦＴとＦＬ−ＦＴの中で１つの周波数成分だけを通過させる。以下では照射フィルタ３０４がＦＬ−ＦＴの成分を通過させる構成を説明するが、ＦＬ＋ＦＴの成分を通過させる構成も可能である。ＦＬ−ＦＴのみの周波数成分である照射フィルタ３０４の出力は照射増幅器３０５で増幅されて、図６で後記するプローブ４を経由し、試料分子に照射される（Ｓ１０２）。
（アナログ受信装置）
アナログ受信装置４００は、試料から受信した受信信号を増幅し、局部信号と乗算することで受信信号の周波数を低い周波数に変換する機能を有する。
アナログ受信装置４００は、試料から照射される受信信号を受信すると（Ｓ１０３）、以下の処理を行う。
受信信号の周波数は、照射信号の周波数ＦＬ−ＦＴに、試料分子による変調周波数ＦＭを加算した、ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭである。周波数ＦＭは試料分子内にける複数の核スピンの位置に対応して複数の周波数成分を持つ。周波数ＦＭにおける複数の周波数成分が含まれる周波数帯域をＮＭＲ信号帯域幅ＦＢと記載する。ＦＢは試料分子により異なるが、数ＭＨｚ以下の場合がほとんどである。第１増幅器４０１は、受信装置全体の雑音特性に支配的な影響を与えるため、通常、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier）と呼ばれる増幅器が用いられる。受信ミキサ４０２は、前記した周波数ＦＬの局部信号と、周波数ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭの第１増幅器４０１の出力信号（増幅された受信信号）とを乗算することによって、受信ミキサ４０２は式（２）に示す２つの周波数成分を持つアナログ信号を、受信フィルタ４０３へ出力する（Ｓ１０４）。ここで、周波数ＦＭは、実際には帯域幅ＦＢ内に複数の周波数を持つが、説明が煩雑になるのを避けるため、以下では別記がない限り１つの周波数として扱う。
アナログ受信装置４００は、試料から受信した受信信号を増幅し、局部信号と乗算することで受信信号の周波数を低い周波数に変換する機能を有する。
アナログ受信装置４００は、試料から照射される受信信号を受信すると（Ｓ１０３）、以下の処理を行う。
受信信号の周波数は、照射信号の周波数ＦＬ−ＦＴに、試料分子による変調周波数ＦＭを加算した、ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭである。周波数ＦＭは試料分子内にける複数の核スピンの位置に対応して複数の周波数成分を持つ。周波数ＦＭにおける複数の周波数成分が含まれる周波数帯域をＮＭＲ信号帯域幅ＦＢと記載する。ＦＢは試料分子により異なるが、数ＭＨｚ以下の場合がほとんどである。第１増幅器４０１は、受信装置全体の雑音特性に支配的な影響を与えるため、通常、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier）と呼ばれる増幅器が用いられる。受信ミキサ４０２は、前記した周波数ＦＬの局部信号と、周波数ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭの第１増幅器４０１の出力信号（増幅された受信信号）とを乗算することによって、受信ミキサ４０２は式（２）に示す２つの周波数成分を持つアナログ信号を、受信フィルタ４０３へ出力する（Ｓ１０４）。ここで、周波数ＦＭは、実際には帯域幅ＦＢ内に複数の周波数を持つが、説明が煩雑になるのを避けるため、以下では別記がない限り１つの周波数として扱う。
ＣＯＳ［２πＦＬ］×ＣＯＳ［２π（ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭ）］＝ＣＯＳ［２π（２ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭ）］／２ ＋ ＣＯＳ［２π（ＦＭ−ＦＴ）］／２・・・（２）
受信フィルタ４０３は、式（２）の右辺に示した２つの周波数成分から、低い周波数ＦＭ−ＦＴの成分のアナログ信号を選択的に出力する（Ｓ１０５）。そして、第２増幅器４０４が、ステップＳ１０５で出力されたアナログ信号を増幅し、ディジタル受信装置１００へ出力することによって、受信フィルタ４０３は、低い周波数ＦＭ−ＦＴの成分のアナログ信号を選択的にディジタル受信装置１００へ出力する（Ｓ１０５）。
そして、ディジタル受信装置１００は、図４を参照して後記するディジタル受信処理を行う（Ｓ１０６）。以上のように局部信号を用いて周波数の変換を行う受信方式をヘテロダイン方式と呼ぶ。
そして、ディジタル受信装置１００は、図４を参照して後記するディジタル受信処理を行う（Ｓ１０６）。以上のように局部信号を用いて周波数の変換を行う受信方式をヘテロダイン方式と呼ぶ。
図１に示す分光計１の構成を、図７に示す比較例の分光計１と比べると、図７における局部ＤＤＳ３０６、局部ミキサ３０７および局部フィルタ３０８が備えられていないことが分かる。局部ＤＤＳ３０６を備えないことにより、局部ＤＤＳ３０６のジッタに由来する局部信号の位相雑音を大幅に軽減することができる。
《ディジタル受信装置》
図３は、本実施形態に係るディジタル受信装置の構成を示すブロック図である。
ディジタル受信装置１００は、ＡＤＣ１０１と、分岐回路１０２と、第１符号器１０３（符号器１２０）と、第２符号器１０４（符号器１２０）と、第１間引フィルタ１０５（間引フィルタ１２１）と、第２間引フィルタ１０６（間引フィルタ１２１）と、ＮＣＯ１０７と、第１乗算器１０８（乗算器１２２）と、第２乗算器１０９（乗算器１２２）と、第１ディジタルフィルタ１１０（ディジタルフィルタ１２３）と、第２ディジタルフィルタ１１１（ディジタルフィルタ１２３）と、バッファ１１２とを有している。各部１０１〜１１２の機能や、入出力関係は、図４を参照して後記する。また、クロック合成器２０３や、制御器２０１との関係は、図１の説明で記載した通りである。
図３は、本実施形態に係るディジタル受信装置の構成を示すブロック図である。
ディジタル受信装置１００は、ＡＤＣ１０１と、分岐回路１０２と、第１符号器１０３（符号器１２０）と、第２符号器１０４（符号器１２０）と、第１間引フィルタ１０５（間引フィルタ１２１）と、第２間引フィルタ１０６（間引フィルタ１２１）と、ＮＣＯ１０７と、第１乗算器１０８（乗算器１２２）と、第２乗算器１０９（乗算器１２２）と、第１ディジタルフィルタ１１０（ディジタルフィルタ１２３）と、第２ディジタルフィルタ１１１（ディジタルフィルタ１２３）と、バッファ１１２とを有している。各部１０１〜１１２の機能や、入出力関係は、図４を参照して後記する。また、クロック合成器２０３や、制御器２０１との関係は、図１の説明で記載した通りである。
《ディジタル受信装置の処理手順》
次に、図３を参照しつつ、図４に沿ってディジタル受信装置１００（ディジタル処理装置）における処理を説明する。
図４は、本実施形態に係るディジタル受信装置の処理手順を示すフローチャートである。
次に、図３を参照しつつ、図４に沿ってディジタル受信装置１００（ディジタル処理装置）における処理を説明する。
図４は、本実施形態に係るディジタル受信装置の処理手順を示すフローチャートである。
ここで、ディジタル受信装置１００に入力される入力信号の周波数を中間周波数と呼びＦＩで表すこととする。図１に示す構成において、ＦＩ＝ＦＭ−ＦＴであり、ＡＤＣ１０１は、サンプリング周期Δｔごとに、ＦＩの周波数を持つ入力信号をディジタルデータＤ（ｎ）に変換し、変換したディジタルデータを分岐回路１０２に出力する（Ｓ２０１）。ここで、ｎはディジタルデータにおける一連番号である。
ここで、ＡＤＣ１０１はΔｔの周期毎に入力信号をサンプリングしてＢビットのディジタルデータを出力する。サンプリング周期Δｔの逆数１／Δｔをサンプリング周波数ＦＳと呼ぶ。また、ディジタルデータを表すビット数Ｂをビット長と呼び、ＡＤＣ１０１は入力信号を−２Ｂ−１〜２Ｂ−１−１の整数を用いて階段状のディジタルデータに変換する。なお、ＡＤＣ１０１は、クロック合成器２０３（図１）で合成される動作クロックに従って作動している。
ここで、ＡＤＣ１０１はΔｔの周期毎に入力信号をサンプリングしてＢビットのディジタルデータを出力する。サンプリング周期Δｔの逆数１／Δｔをサンプリング周波数ＦＳと呼ぶ。また、ディジタルデータを表すビット数Ｂをビット長と呼び、ＡＤＣ１０１は入力信号を−２Ｂ−１〜２Ｂ−１−１の整数を用いて階段状のディジタルデータに変換する。なお、ＡＤＣ１０１は、クロック合成器２０３（図１）で合成される動作クロックに従って作動している。
分岐回路１０２は、ディジタルデータＤ（ｎ）のｎが奇数であるか否かを判定し（Ｓ２０２）、奇数であれば（Ｓ２０２→Ｙｅｓ）、第１符号器１０３にＤ（ｎ）を出力し、第２符号器１０４に０を出力する（Ｓ２０３）。偶数であれば（Ｓ２０２→Ｎｏ）、分岐回路１０２は、第１符号器１０３に０を出力し、第２符号器１０４にＤ（ｎ）を出力する（Ｓ２０４）。
これにより、分岐回路１０２は、ＡＤＣ１０１から出力されるディジタルデータを交互に出力する。つまり、ＡＤＣ１０１から出力されるディジタルデータＤ（ｎ）を時間順に（Ｄ（１），Ｄ（２），Ｄ（３），Ｄ（４），・・・）と表すと、分岐回路１０２は、（Ｄ（１），Ｄ（３），・・・）の奇数番目データを第１符号器１０３に、（Ｄ（２），Ｄ（４），・・・）の偶数番目データを第２符号器１０４に出力する。
これにより、分岐回路１０２は、ＡＤＣ１０１から出力されるディジタルデータを交互に出力する。つまり、ＡＤＣ１０１から出力されるディジタルデータＤ（ｎ）を時間順に（Ｄ（１），Ｄ（２），Ｄ（３），Ｄ（４），・・・）と表すと、分岐回路１０２は、（Ｄ（１），Ｄ（３），・・・）の奇数番目データを第１符号器１０３に、（Ｄ（２），Ｄ（４），・・・）の偶数番目データを第２符号器１０４に出力する。
第１符号器１０３と第２符号器１０４は、出力されたディジタルデータＤ（ｎ）においてｎ／４の余りが３であるか否かを判定し（Ｓ２０５，Ｓ２１３）、余りが３であれば（Ｓ２０５，Ｓ２１３→Ｙｅｓ）、−Ｄ（ｎ）を第１間引フィルタ１０５および第２間引フィルタ１０６のそれぞれに出力し（Ｓ２０６、Ｓ２１４）、余りが３でなければ（Ｓ２０５，Ｓ２１３→Ｎｏ）、Ｄ（ｎ）を第１間引フィルタ１０５および第２間引フィルタ１０６のそれぞれに出力する（Ｓ２０７，Ｓ２１５）。
これにより、第１符号器１０３と第２符号器１０４は、入力されたディジタルデータの符号を１つおきに反転させる。第１符号器１０３の場合、（Ｄ（１），Ｄ（３），Ｄ（５），Ｄ（７），・・・）の入力データに対し、出力データは（Ｄ（１），−Ｄ（３），Ｄ（５），−Ｄ（７），・・・）となる。第２符号器１０４の出力データも、同様に（Ｄ（２），−Ｄ（４），Ｄ（６），−Ｄ（８），・・・）となる。符号反転は乗算に比べてはるかに単純な処理であり、符号反転処理に必要な時間はクロック数に換算して乗算処理の１／３以下である。また、符号反転にかかる時間は、乗算処理と異なり、ディジタルデータのビット長に関わらずほぼ一定である。このため、各符号器１２０の動作速度がＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔとビット長Ｂを制約することはない。
これにより、第１符号器１０３と第２符号器１０４は、入力されたディジタルデータの符号を１つおきに反転させる。第１符号器１０３の場合、（Ｄ（１），Ｄ（３），Ｄ（５），Ｄ（７），・・・）の入力データに対し、出力データは（Ｄ（１），−Ｄ（３），Ｄ（５），−Ｄ（７），・・・）となる。第２符号器１０４の出力データも、同様に（Ｄ（２），−Ｄ（４），Ｄ（６），−Ｄ（８），・・・）となる。符号反転は乗算に比べてはるかに単純な処理であり、符号反転処理に必要な時間はクロック数に換算して乗算処理の１／３以下である。また、符号反転にかかる時間は、乗算処理と異なり、ディジタルデータのビット長に関わらずほぼ一定である。このため、各符号器１２０の動作速度がＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔとビット長Ｂを制約することはない。
ここで、符号器１２０による符号反転の効果を、図５の概念図を用いて説明する。
図５は、符号器における符号反転の効果を説明するための図であり、（ａ）は、サンプリング手順を示し、（ｂ）は、符号反転処理手順を示す。
図５（ａ）はＡＤＣ１０１のサンプリング周波数ＦＳと、ＡＤＣ１０１によりディジタル化されるディジタルデータの関係を示す。太い線５０２はＡＤＣ１０１にアナログ受信装置４００（図１）から入力される信号を、細い線５０１は周波数ＦＳを持つサンプリングクロックを表す。ＡＤＣ１０１は、太い線５０２で表した入力信号の振幅を、細い線５０１で表したサンプリングクロックの振幅が１に達した時にサンプリングして、ディジタルデータに変換して出力する。四角の点５０３が、サンプリングされるディジタルデータを表す。
図５は、符号器における符号反転の効果を説明するための図であり、（ａ）は、サンプリング手順を示し、（ｂ）は、符号反転処理手順を示す。
図５（ａ）はＡＤＣ１０１のサンプリング周波数ＦＳと、ＡＤＣ１０１によりディジタル化されるディジタルデータの関係を示す。太い線５０２はＡＤＣ１０１にアナログ受信装置４００（図１）から入力される信号を、細い線５０１は周波数ＦＳを持つサンプリングクロックを表す。ＡＤＣ１０１は、太い線５０２で表した入力信号の振幅を、細い線５０１で表したサンプリングクロックの振幅が１に達した時にサンプリングして、ディジタルデータに変換して出力する。四角の点５０３が、サンプリングされるディジタルデータを表す。
図５（ｂ）は符号器１２０の動作原理を示す。太い線５０２と四角の点５０３は、図５（ａ）と同様、ＡＤＣ１０１に入力される入力信号とＡＤＣ１０１によりサンプリングされたディジタルデータを表す。図５（ｂ）における細い線５０４は、ＦＳ／４の周波数を持つ仮想の信号を表す。もし細い線５０４を持つ仮想の信号がＡＤＣ１０１に入力されたら、その信号も図５（ａ）において細い線５０１で示した入力信号と同じく、サンプリングクロックの振幅が１に達した時にサンプリングされ、ディジタルデータに変換される。図５（ｂ）に示した菱形の点５０５が仮想信号におけるサンプリング時刻を表す。
ここで、菱形の点５０５の振幅が、（１、０、−１、０）の繰り返しになっている。これは、Δｔの時間間隔を持つディジタルデータにおいては、第１符号器１０３および第２符号器１０４の処理が、太い線５０２で表した入力信号（周波数ＦＩ）と細い線５０４で表した仮想信号（周波数ＦＳ／４）との乗算として表すことができることを意味している。言い換えれば、実際の乗算器１２２の代わりに、四角の点で表したディジタルデータの符号を反転するかまたはディジタルデータ自体を０にする符号器１２０を用いても、太い線５０２が示す入力信号と細い線５０４が示す仮想信号の乗算が達成されることを意味する。これにより、長い処理時間が必要でかつビット長に比例して処理時間が長くなる乗算器１２２の代わりに、高速動作が可能でビット長が長くなっても処理時間がほとんど変わらない符号器１２０を用いて、入力信号とＦＳ／４の周波数を持つ仮想信号との乗算処理ができる。
第１符号器１０３と第２符号器１０４は、このような動作原理により、ＦＳ／４の仮想信号発振器を含む乗算器１２２と同じ効果を有する。従って、第１符号器１０３と第２符号器１０４の出力データは、各々、下記式（３）および式（４）で示す周波数成分を持つ。
ＣＯＳ［２πＦＩ］×ＣＯＳ［２π（ＦＳ／４）］＝ＣＯＳ［２π（ＦＭ−ＦＴ−ＦＳ／４）］／２＋ＣＯＳ［２π（ＦＭ−ＦＴ＋ＦＳ／４）］／２・・・（３）
ＣＯＳ［２πＦＩ］×ＳＩＮ［２π（ＦＳ／４）］＝−ＳＩＮ［２π（ＦＭ−ＦＴ−ＦＳ／４）］／２＋ＳＩＮ［２π（ＦＭ−ＦＴ＋ＦＳ／４）］／２・・・（４）
ただし、式（３）および式（４）の左辺におけるＦＩは、右辺においてＦＭ−ＦＴに戻している。
ＡＤＣ１０１のサンプリング周波数ＦＳは固定されてもよいし、可変でもよい。
ＡＤＣ１０１のサンプリング周波数ＦＳは固定されてもよいし、可変でもよい。
第１符号器１０３と第２符号器１０４の後段に接続される第１間引フィルタ１０５と第２間引フィルタ１０６は、式（３）および式（４）で表した２つの周波数成分から低い周波数成分ＦＭ−ＦＴ＋ＦＳ／４だけを選択的に通過させるフィルタ処理を行い（Ｓ２０８、Ｓ２１６）、さらに間引処理を行う（Ｓ２０９，Ｓ２１７）。このような間引フィルタ１２１には、例えば、ＣＩＣ（Cascade-Integrator-Comb）フィルタなどを使えばよい。
第１間引フィルタ１０５と第２間引フィルタ１０６における間引処理に用いるディジタルデータの信号周波数は、フィルタ処理により、低い周波数ＦＭ−ＦＴ＋ＦＳ／４に変換されているため、間引きを行っても周波数の折り返しが発生することはない。
第１間引フィルタ１０５と第２間引フィルタ１０６から、第１乗算器１０８および第２乗算器１０９に入力されるディジタルデータの時間間隔は、間引処理により大幅に長くなる。従って、第１乗算器１０８および第２乗算器１０９の乗算処理間隔Δｔ’もＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔより大幅に長くなる。
第１間引フィルタ１０５と第２間引フィルタ１０６から、第１乗算器１０８および第２乗算器１０９に入力されるディジタルデータの時間間隔は、間引処理により大幅に長くなる。従って、第１乗算器１０８および第２乗算器１０９の乗算処理間隔Δｔ’もＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔより大幅に長くなる。
一般的なディジタル受信装置１００ａ（図７）では、第１乗算器１０８および第２乗算器１０９の乗算処理間隔Δｔ’＝２Δｔであるが、本実施形態のディジタル受信装置１００では、通常Δｔ’＝２００Δｔ、短くてもΔｔ’≧２０Δｔである。このように本実施形態の受信装置では、第１乗算器１０８と第２乗算器１０９の乗算処理間隔Δｔ’をＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔより大幅に長くすることができるため、乗算器１２２の乗算処理速度の制約がなくなり、局部ＤＤＳ３０６（図７）がなくてもＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔとビット長Ｂを十分高くすることができる。つまり、ＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔを短くすることができ、ビット長Ｂを大きくすることができる。
制御器２０１の指示を受けたＮＣＯ１０７は、制御装置２００（図１）のクロック合成器２０３から供給されるクロックに同期して、ＦＴ−ＦＳ／４の周波数を持つ余弦波ディジタルデータであるＮＣＯ出力データを生成し、第１乗算器１０８と第２乗算器１０９に供給する。一般的なディジタル受信装置１００ａのＮＣＯ１０７ａ（図７）は正弦波と余弦波の２つの信号データを出力するが、本実施形態のＮＣＯ１０７は余弦波のＮＣＯ出力データのみを出力するため、一般的なディジタル受信装置１００ａにおけるＮＣＯ１０７ａより簡略な回路で構成できる。
そして、第１乗算器１０８および第２乗算器１０９は、第１間引フィルタ１０５および第２間引フィルタ１０６から各々出力されたディジタルデータと、ＮＣＯ出力データとを乗算する（Ｓ２１０，Ｓ２１８）。
本実施形態の構成で、第１乗算器１０８と第２乗算器１０９から出力されるディジタルデータの周波数は、各々、式（５）および式（６）で表現される。
ＣＯＳ［２π（ＦＭ−ＦＴ＋ＦＳ／４）］×ＣＯＳ［２π（ＦＴ−ＦＳ／４）］＝ＣＯＳ［２πＦＭ］／２ ＋ ＣＯＳ［２π（ＦＭ−２ＦＴ＋ＦＳ／２）］／２・・・（５）
ＳＩＮ［２π（ＦＭ−ＦＴ＋ＦＳ／４）］×ＣＯＳ［２π（ＦＴ−ＦＳ／４）］＝ＳＩＮ［２πＦＭ］／２ − ＳＩＮ［２π（ＦＭ−２ＦＴ＋ＦＳ／２）］／２・・・（６）
第１ディジタルフィルタ１１０と第２ディジタルフィルタ１１１が、第１乗算器１０８と第２乗算器１０９の各々から出力されるディジタルデータの周波数のうち、周波数ＦＭの成分のみを選択的に通過させるフィルタ処理を行う（Ｓ２１１，Ｓ２１９）。そして、バッファ１１２は、ディジタルデータを格納するバッファ記録を行う（Ｓ２１２，Ｓ２２０）。本実施形態の受信装置のディジタル受信装置１００は、このような動作により、試料分子の情報を含む周波数ＦＭの正弦波および余弦波のディジタルデータを、制御装置２００（図１）を介してユーザコンピュータ９へ出力する。
本実施形態に係るディジタル受信装置１００によれば、符号回路において周波数ＦＳ／４の仮想信号をＡＤＣ１０１で変換されたディジタルデータが示す信号と乗算し、さらに間引フィルタ１２１を通過させることにより、ＡＤＣ１０１で変換されたディジタルデータを低い周波数の信号に変換することができる。ここで、ディジタルデータを低い周波数の信号に変換したことにより、間引フィルタ１２１でディジタルデータを間引いても、折り返しが生じることはない。言い換えれば、低い周波数の信号に変換することで、ディジタルデータの間引きが可能となり、データレートを低下させることが可能となる。この結果、局部信号に局部ＤＤＳ３０６（図７：比較例）で生成したアナログ信号を乗算させなくても、ＤＤＳと同じ周波数分解能の信号データをＮＣＯ１０７で生成する必要がなくなる。つまり、乗算器１２２における処理を軽減することができる。
本実施形態の分光計１によれば、ジッタによる大きい位相雑音を持つ局部ＤＤＳ３０６（図７：比較例）を局部信号の発振に用いないことによって、ＳＮＲを向上できる。特に、水溶媒中のタンパク質を測定する場合のように、ＮＭＲ信号のダイナミックレンジが大きい場合には位相雑音低減によるＳＮＲ向上効果が大きい。また、局部ミキサ３０７と局部フィルタ３０８とを備えないことによる雑音低減効果と、部品削減による安定性向上とコスト低減効果も得られる。
《ＮＭＲ装置》
図６は、本実施形態に係る受信装置を含む分光計を用いるＮＭＲ装置の構成図である。
まず、ＮＭＲ装置１０の一般的な構成として、静磁場を作る磁石装置２に室温ボア３が設けられ、室温ボア３にプローブ４と試料６を、各々挿入する。磁石装置２の中心部に近いプローブ４の先端部にはプローブコイル５が配置され、試料が投入されている試料管はプローブコイル５を貫通して挿入される。プローブコイル５には同調整合回路７が接続されている。図６の例では、プローブコイル５が３つの端子を持つため、同調整合回路７との接続は３つの線で行われている。同調整合回路７は高周波信号ケーブル８により分光計１と接続される。分光計１は、受信信号を取得する際に、高周波信号ケーブル８を経由して高周波の交流磁場パターンをプローブコイル５に送信し、プローブコイル５から核スピンの応答信号を、高周波信号ケーブル８を経由して受信し、データ処理を行う。処理されたディジタルデータは、ユーザコンピュータ９から、ユーザに提供される。
図６は、本実施形態に係る受信装置を含む分光計を用いるＮＭＲ装置の構成図である。
まず、ＮＭＲ装置１０の一般的な構成として、静磁場を作る磁石装置２に室温ボア３が設けられ、室温ボア３にプローブ４と試料６を、各々挿入する。磁石装置２の中心部に近いプローブ４の先端部にはプローブコイル５が配置され、試料が投入されている試料管はプローブコイル５を貫通して挿入される。プローブコイル５には同調整合回路７が接続されている。図６の例では、プローブコイル５が３つの端子を持つため、同調整合回路７との接続は３つの線で行われている。同調整合回路７は高周波信号ケーブル８により分光計１と接続される。分光計１は、受信信号を取得する際に、高周波信号ケーブル８を経由して高周波の交流磁場パターンをプローブコイル５に送信し、プローブコイル５から核スピンの応答信号を、高周波信号ケーブル８を経由して受信し、データ処理を行う。処理されたディジタルデータは、ユーザコンピュータ９から、ユーザに提供される。
なお、図１における２０１〜２０３，３０２〜３０５，４０１〜４０４、図３における１０１〜１１２は、図示しないＲＯＭ（Read Only Memory）や、図示しないＨＤ（Hard Disk）に格納されたプログラムが、図示しないＲＡＭ（Random Access Memory）に展開され、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）によって実行されることによって具現化してもよい。
《比較例》
次に、比較例として一般的に用いられているＮＭＲに用いる分光計１ａと、本実施形態に係る分光計１とを比較しつつ、本実施形態に係る分光計１の効果を説明する。
次に、比較例として一般的に用いられているＮＭＲに用いる分光計１ａと、本実施形態に係る分光計１とを比較しつつ、本実施形態に係る分光計１の効果を説明する。
図７は、本実施形態に対する比較例に係る分光計の構成の一例を示すブロック図である。図７において、図１と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
分光計１ａが、図１の分光計１と異なる点は、送信装置３００ａと、ディジタル受信装置１００ａを有する点である。送信装置３００ａが、図１の送信装置３００と異なる点は、局部ＤＤＳ３０６と、局部ミキサ３０７と、局部フィルタ３０８を有している点である。また、ディジタル受信装置１００ａが、図１のディジタル受信装置１００と異なる点は、第１符号器１０３、第２符号器１０４、第１間引フィルタ１０５および第２間引フィルタ１０６が備えられていない点である。また、ディジタル受信装置１００ａは、余弦波と正弦波を出力するＮＣＯ１０７ａを有している。なお、制御装置２００の標準クロック２０２およびクロック合成器２０３の仕様は、図１と同じであるため説明を省略するが、クロック合成器２０３で合成された動作クロックが、図１にはない局部ＤＤＳ３０６へ送られている点が図１とは異なっている。
分光計１ａが、図１の分光計１と異なる点は、送信装置３００ａと、ディジタル受信装置１００ａを有する点である。送信装置３００ａが、図１の送信装置３００と異なる点は、局部ＤＤＳ３０６と、局部ミキサ３０７と、局部フィルタ３０８を有している点である。また、ディジタル受信装置１００ａが、図１のディジタル受信装置１００と異なる点は、第１符号器１０３、第２符号器１０４、第１間引フィルタ１０５および第２間引フィルタ１０６が備えられていない点である。また、ディジタル受信装置１００ａは、余弦波と正弦波を出力するＮＣＯ１０７ａを有している。なお、制御装置２００の標準クロック２０２およびクロック合成器２０３の仕様は、図１と同じであるため説明を省略するが、クロック合成器２０３で合成された動作クロックが、図１にはない局部ＤＤＳ３０６へ送られている点が図１とは異なっている。
《比較例における分光計の処理》
次に、図７を参照しつつ、図８に沿って比較例の分光計の処理を説明する。
図８は、比較例に係る分光計の処理手順を示すフローチャートである。なお、制御装置２００の各部２０１〜２０３の処理は、動作クロックが、局部ＤＤＳ３０６へ送られること以外は、図２で説明した処理と同様であるため説明を省略する。
次に、図７を参照しつつ、図８に沿って比較例の分光計の処理を説明する。
図８は、比較例に係る分光計の処理手順を示すフローチャートである。なお、制御装置２００の各部２０１〜２０３の処理は、動作クロックが、局部ＤＤＳ３０６へ送られること以外は、図２で説明した処理と同様であるため説明を省略する。
（送信装置）
送信装置３００は、試料に照射する照射信号を生成するとともに、アナログ受信装置４００に供給する局部信号を生成する。
照射ＤＤＳ３０２、局部発振器３０１、照射ミキサ３０３、照射フィルタ３０４および照射増幅器３０５における処理は、図１および図２と同様であるため説明を省略する（Ｓ３０１，Ｓ３０２）。なお、照射ミキサ３０３が出力するアナログ信号は、前記した式（１）で示されるアナログ信号であり、照射フィルタ３０４から出力される信号周波数は、ＦＬ＋ＦＴまたはＦＬ−ＦＴである（ここでは、ＦＬ−ＦＴを照射信号の周波数とする）。
送信装置３００は、試料に照射する照射信号を生成するとともに、アナログ受信装置４００に供給する局部信号を生成する。
照射ＤＤＳ３０２、局部発振器３０１、照射ミキサ３０３、照射フィルタ３０４および照射増幅器３０５における処理は、図１および図２と同様であるため説明を省略する（Ｓ３０１，Ｓ３０２）。なお、照射ミキサ３０３が出力するアナログ信号は、前記した式（１）で示されるアナログ信号であり、照射フィルタ３０４から出力される信号周波数は、ＦＬ＋ＦＴまたはＦＬ−ＦＴである（ここでは、ＦＬ−ＦＴを照射信号の周波数とする）。
送信装置３００の局部ＤＤＳ３０６は局部信号の発振に用いられる。局部ＤＤＳ３０６は、照射ＤＤＳ３０２と同じ周波数分解能を持ち、制御器２０１で設定された周波数ＦＤのアナログ信号を生成し、局部ミキサ３０７へ出力する（Ｓ３０３）。ここで、周波数ＦＤは通常数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚである。局部ミキサ３０７は、局部ＤＤＳ３０６の出力と局部発振器３０１の出力とを乗算し、局部フィルタ３０８へ送信する（Ｓ３０４）。局部ミキサ３０７からは２つの周波数成分ＦＬ＋ＦＤとＦＬ−ＦＤを含むアナログ信号が出力される。そして、局部フィルタ３０８は、局部ミキサ３０７の出力から、ＦＬ−ＦＤの周波数成分を有する信号を選択的に通過させ、アナログ受信装置４００の受信ミキサ４０２へ出力する（Ｓ３０５）。ここで、照射フィルタ３０４がＦＬ−ＦＴの周波数成分を通過させる構成では、局部フィルタ３０８もＦＬ−ＦＤの成分を通過させる構成となるが、前記したようにＦＬ＋ＦＤの周波数成分の信号を通過させてもよい。図７には示してないが、必要に応じて局部フィルタ３０８の出力を増幅する増幅器を介して受信ミキサ４０２に送信することもある。
アナログ受信装置４００は、試料から検出したＮＭＲ信号を含む受信信号（周波数ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭ）を受信すると（Ｓ３０６）、第１増幅器４０１が受信信号を増幅し、受信ミキサ４０２が、局部信号と周波数ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭの受信信号を乗算し、乗算したアナログ信号を受信フィルタ４０３へ出力する（Ｓ３０７）。前記したように受信信号の周波数は、照射信号の周波数ＦＬ−ＦＴに、試料分子による変調周波数ＦＭを加算した、ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭである。また、前記したようにＦＭは試料分子内にける複数の核スピンの位置に対応して複数の周波数成分を持つ。ＦＭの複数の周波数成分が含まれる周波数帯域をＮＭＲ信号帯域幅ＦＢと記載する。ＦＢは試料分子により異なるが、数ＭＨｚ以下の場合がほとんどである。第１増幅器４０１の仕様は、図１で説明した仕様と同じであるため説明を省略する。受信ミキサ４０２から出力されるアナログ信号は、式（７）に示す２つの周波数成分を持つ。ここで、ＦＭは前記したように帯域幅ＦＢ内に複数の周波数を持つが、説明のため、以下では別記がない限り１つの周波数として扱う。
ＣＯＳ［２π（ＦＬ−ＦＤ）］×ＣＯＳ［２π（ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭ）］＝ＣＯＳ［２π（２ＦＬ−ＦＤ−ＦＴ＋ＦＭ）］／２＋ＣＯＳ［２π（ＦＤ−ＦＴ＋ＦＭ）］／２・・・（７）
前記した通り、ＦＬは数百ＭＨｚ、ＦＤおよびＦＴは数十ＭＨｚ、ＦＭは数ＭＨｚ以下であるため、周波数成分ＦＤ−ＦＴ＋ＦＭは、もう一つの周波数成分２ＦＬ−ＦＤ−ＦＴ＋ＦＭより、数百ＭＨｚ低い。受信フィルタ４０３は、ＦＤ−ＦＴ＋ＦＭの周波数成分のアナログ信号（信号）を選択的に出力する（Ｓ３０８）。そして、第２増幅器４０４が、出力されたアナログ信号を増幅し、ディジタル受信装置１００へ出力することによって、受信フィルタ４０３は、ＦＤ−ＦＴ＋ＦＭの周波数成分のアナログ信号（信号）を選択的にディジタル受信装置１００へ出力する（Ｓ３０８）。
ここで、ディジタル受信装置１００に入力される入力信号の周波数を中間周波数と呼びＦＩで表す。つまり、ＦＩ＝ＦＤ−ＦＴ＋ＦＭであり、ＡＤＣ１０１はＦＩの周波数を持つ入力信号をディジタルデータに変換する。ＡＤＣ１０１はΔｔの周期毎に入力信号をサンプリングしてＢビットのディジタルデータを出力する。サンプリング周期Δｔ、サンプリング周波数ＦＳおよびビット長Ｂは前記した説明と同様である。ＡＤＣ１０１は入力信号を−２Ｂ−１〜２Ｂ−１−１の整数を用いて階段状のデータに変換する。変換されたディジタルデータは分岐回路１０２で交互に２つの乗算器１２２に出力される。即ち、ＡＤＣ１０１から出力されるディジタルデータを時間順に（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、…）と表すと、分岐回路１０２は、（Ｄ１、Ｄ３、…）の奇数番目データは第１乗算器１０８に、（Ｄ２、Ｄ４、…）の偶数番目データは第２乗算器１０９に出力する。ＮＣＯ１０７ａは、制御装置２００のクロック合成器２０３から供給されるクロックに同期して、ＦＤ−ＦＴの周波数を持つ余弦波の信号データを第１乗算器１０８に、同じＦＤ−ＦＴの周波数を持つ正弦波の信号データを第２乗算器１０９に出力する。ＮＣＯ１０７から出力される余弦波の信号データおよび正弦波の信号データを、ＮＣＯ出力データとする。
そして、第１乗算器１０８および第２乗算器１０９が、分岐回路１０２から出力されたディジタルデータに、周波数ＦＤ−ＦＴを持つＮＣＯ出力データ（余弦波の信号データおよび正弦波の信号データ）を各々乗算し、第１ディジタルフィルタ１１０および第２ディジタルフィルタ１１１へ出力する（Ｓ３０９）。
ここで、第１乗算器１０８と第２乗算器１０９の出力は、各々、式（８）および式（９）の如く２つの周波数成分を持つ。
ここで、第１乗算器１０８と第２乗算器１０９の出力は、各々、式（８）および式（９）の如く２つの周波数成分を持つ。
ＣＯＳ［２πＦＩ］×ＣＯＳ［２π（ＦＤ−ＦＴ）］＝ＣＯＳ（２πＦＭ）／２ ＋ ＣＯＳ［２π（２ＦＤ−２ＦＴ＋ＦＭ）］／２・・・（８）
ＣＯＳ［２πＦＩ］×ＳＩＮ［２π（ＦＤ−ＦＴ）］＝−ＳＩＮ（２πＦＭ）／２ ＋ ＳＩＮ［２π（２ＦＤ−２ＦＴ＋ＦＭ）］／２・・・（９）
第１ディジタルフィルタ１１０と第２ディジタルフィルタ１１１は、各々、第１乗算器１０８と第２乗算器１０９の出力から、周波数ＦＭの成分を選択的に出力する（Ｓ３１０）。第１ディジタルフィルタ１１０と第２ディジタルフィルタ１１１の出力は、バッファ１１２に格納され、制御装置２００の制御器２０１により処理され、ユーザコンピュータ９に出力される。ユーザコンピュータ９に出力されるディジタルデータの周波数はＦＭであり、ＦＭは前記のとおり試料分子による変調周波数であり、帯域幅ＦＢの中にある複数の周波数である。比較例における技術は、ここまで説明した構成により、試料分子の情報を含む周波数ＦＭの正弦波および余弦波の信号データをユーザコンピュータ９に出力する。
比較例の技術において、第１乗算器１０８および第２乗算器１０９で乗算を行う周期は、分岐回路１０２においてディジタルデータを１つおきに分岐させているため、ＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔの２倍（２Δｔ）であった。図７のディジタル受信装置１００ａにおいて、ＡＤＣ１０１と乗算器１２２の間に間引フィルタ１２１を設け、ディジタルデータを間引くことによってデータ間隔を長くし、乗算器１２２の乗算周期を２Δｔより長くすると、Ｎｙｑｕｉｓｔ定理により乗算器１２２に入力される信号の周波数ＦＩ＝ＦＤ−ＦＴ＋ＦＭに折り返しが発生してしまう。このため、試料分子の情報を持つ周波数ＦＭの識別が難しくなってしまうという問題がある。また、雑音成分の折り返しにより信号帯域幅ＦＢ内の雑音が増える問題もある。折り返しを起こすことなく間引きを行い。乗算器１２２における乗算処理を軽減するためには、ディジタルデータが示す信号の周波数をＮｙｑｕｉｓｔ定理が許容する周波数より低い周波数に変換する必要がある。従って、比較例の技術では、ＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔの２倍周期で第１乗算器１０８および第２乗算器１０９において乗算を行い、第１ディジタルフィルタ１１０と第２ディジタルフィルタ１１１で間引処理（つまり、式（８）および式（９）で生じた周波数成分のうち低い周波数を通過させる処理）を行い、バッファ１１２に格納するディジタルデータの時間間隔Δｔ’を２Δｔより長くしていた。
このような構成では、乗算器１２２の乗算処理速度が制約となり、ＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔとビット長Ｂを十分高くすることができない。この制約を回避する一つの方法は、ＮＣＯ１０７ａが出力する信号データの周波数ＦＤ−ＦＴを固定して、第１乗算器１０８おおよび第２乗算器１０９を固定周波数ＦＤ−ＦＴに最適化することである。比較例の技術では、ＮＣＯ１０７ａが出力する信号データの周波数ＦＤ−ＦＴを固定するために、周波数ＦＴのアナログ信号を出力する照射ＤＤＳ３０２と同じ周波数分解能を持つ局部ＤＤＳ３０６を用いて、局部信号の周波数をＦＬ−ＦＤにしていた。このような構成で、比較例における分光計１ａは、照射信号の周波数分解能を高くするため照射ＤＤＳ３０２を用いると同時に、ＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔとビット長Ｂを十分高くすることができる。つまり、ＡＤＣ１０１のサンプリング周期Δｔを短くすることができ、ビット長Ｂを大きくすることができる。
しかしながら、局部ＤＤＳ３０６は、自身に生じるジッタによって局部信号の位相雑音を増加させてしまう。
図９は、局部信号の位相雑音を測定した一例を示す図である。
図９は、横軸が周波数、縦軸が振幅を示している。
局部信号の出力周波数ＦＬ−ＦＤを持つ大きいピークの両脇に見えるベースラインの盛り上がり（符号９０１）が位相雑音である。このような局部信号の位相雑音は、ヘテロダイン方式の受信装置において、ＮＭＲ信号の雑音を増やす一原因である。
図９は、局部信号の位相雑音を測定した一例を示す図である。
図９は、横軸が周波数、縦軸が振幅を示している。
局部信号の出力周波数ＦＬ−ＦＤを持つ大きいピークの両脇に見えるベースラインの盛り上がり（符号９０１）が位相雑音である。このような局部信号の位相雑音は、ヘテロダイン方式の受信装置において、ＮＭＲ信号の雑音を増やす一原因である。
局部信号の位相雑音によってＮＭＲ信号の雑音が増える原理を、図１０を用いて説明する。
図１０は、局部信号における位相雑音の影響を示す図であり、（ａ）は受信ミキサに入力される前のＮＭＲ信号と局部信号を表し、（ｂ）は受信フィルタから出力されるＮＭＲ信号を表す。なお、図１０において、横軸は周波数を示し、縦軸が振幅を示す。また、図１０では、各信号の送受信時にのる白色雑音については、省略してある。
前記の如く、受信ミキサ４０２に入力されるＮＭＲ信号の周波数はＦＬ−ＦＴ＋ＦＭであり、ＦＭは試料分子内における複数の核スピンの位置に対応して複数の周波数成分を持つ。図１０では、ＦＭが２つの周波数成分ＦＭ１とＦＭ２を含む場合を示す。各周波数成分の信号強度は対応する核スピンの数により大小の差があって、図１０には大信号（符号１００２）の周波数をＦＭ１（図示せず）、小信号（符号１００１）の周波数をＦＭ２（図示せず）とした。一般に、ＮＭＲにおいて大信号は試料を溶かしている溶媒からの信号であることが多く、小信号が試料からの信号であることが多い。つまり、多くの場合、ユーザは、周波数ＦＭ２の小信号を検出したいことが多い。
図１０は、局部信号における位相雑音の影響を示す図であり、（ａ）は受信ミキサに入力される前のＮＭＲ信号と局部信号を表し、（ｂ）は受信フィルタから出力されるＮＭＲ信号を表す。なお、図１０において、横軸は周波数を示し、縦軸が振幅を示す。また、図１０では、各信号の送受信時にのる白色雑音については、省略してある。
前記の如く、受信ミキサ４０２に入力されるＮＭＲ信号の周波数はＦＬ−ＦＴ＋ＦＭであり、ＦＭは試料分子内における複数の核スピンの位置に対応して複数の周波数成分を持つ。図１０では、ＦＭが２つの周波数成分ＦＭ１とＦＭ２を含む場合を示す。各周波数成分の信号強度は対応する核スピンの数により大小の差があって、図１０には大信号（符号１００２）の周波数をＦＭ１（図示せず）、小信号（符号１００１）の周波数をＦＭ２（図示せず）とした。一般に、ＮＭＲにおいて大信号は試料を溶かしている溶媒からの信号であることが多く、小信号が試料からの信号であることが多い。つまり、多くの場合、ユーザは、周波数ＦＭ２の小信号を検出したいことが多い。
図１０（ａ）に示した受信ミキサ４０２に入力されるＮＭＲ信号は、ＦＬ−ＦＴ＋ＦＭ１の周波数を持つＮＭＲ信号１００１とＦＬ−ＦＴ＋ＦＭ２の周波数（図示せず）を持つＮＭＲ信号１００２からなる。ＮＭＲ信号１００１とＮＭＲ信号１００２は、受信ミキサ４０２で位相雑音を持つ周波数ＦＬ−ＦＤの局部信号１００３と乗算される。乗算により、ＮＭＲ信号１００１とＮＭＲ信号１００２にも局部信号１００３が持っていた位相雑音が伝写される。従って、受信フィルタ４０３から出力されるＮＭＲ信号１００１ａ，１００２ａは、図１０（ｂ）に示すように、位相雑音による両脇の盛り上がりを持つ。この位相雑音によりＮＭＲ信号の雑音が増加し、ＳＮＲが低下する。特に、ＮＭＲ信号１００１ａのＳＮＲ低下が著しい。位相雑音の大きさは乗算されるＮＭＲ信号の大きさに比例するため、ＮＭＲ信号１００２ａの位相雑音が大きくなり、ＮＭＲ信号１００１ａに相対的に大きな雑音を与えるためである。
つまり、ＮＭＲ信号１００２ａの位相雑音に、ＮＭＲ信号１００１ａが埋まってしまい、ＮＭＲ信号１００１ａのＳＮＲ（符号１００４ａ）が、図１０（ａ）のＮＭＲ信号１００１のＳＮＲ（符号１００４）より小さくなってしまう。
１回の測定で検出する信号周波数成分間の強度比をダイナミックレンジと呼ぶ。位相雑音によるＳＮＲ低下は、ダイナミックレンジが大きい測定の場合に、特に深刻になる。例えば、水溶媒中のタンパク質から検出する水素核のＮＭＲ信号の場合、水溶媒中の水素核の数がタンパク質に含まれる水素核より１万倍も多いため、ダイナミックレンジが１万に達する場合も珍しくない。このような場合、位相雑音によるＳＮＲ低下は大きい。
１回の測定で検出する信号周波数成分間の強度比をダイナミックレンジと呼ぶ。位相雑音によるＳＮＲ低下は、ダイナミックレンジが大きい測定の場合に、特に深刻になる。例えば、水溶媒中のタンパク質から検出する水素核のＮＭＲ信号の場合、水溶媒中の水素核の数がタンパク質に含まれる水素核より１万倍も多いため、ダイナミックレンジが１万に達する場合も珍しくない。このような場合、位相雑音によるＳＮＲ低下は大きい。
本実施形態では、局部ＤＤＳ３０６を使用しないことで、局部ＤＤＳ３０６のジッタに由来する位相雑音を局部信号にのせないことが可能となる。この結果、図１０（ａ）における局部信号１００３にみられるような位相雑音を大幅に軽減することができる。これにより、図１０（ｂ）のＮＭＲ信号１００１ａ，１００２ａに示すような位相雑音も軽減することができ、ＳＮＲを向上させることができる。
アナログ信号をディジタルデータに変換して更にディジタルデータの周波数変換を行うディジタル受信装置１００を有する装置であって、高速でかつ長いビット長のアナログ／ディジタル変換が好ましく、またディジタルデータで行う周波数変換に高い周波数分解能が要求される用途に適用できる。
（効果）
本実施形態に係るディジタル受信装置は、ＡＤＣ１０１の後段に設けた符号器１２０が擬似的に固定周波数の乗算器１２２と同等に機能し、その後段に間引フィルタ１２１を設けて符号器１２０で乗算された信号データから低い周波数成分を通過させると同時に間引きでデータレートを低下させ、更にその後段に設けた乗算器１２２で高い周波数分解能の周波数変換を行うため、局部信号の発振に局部ＤＤＳ３０６を用いなくても、ディジタル受信装置１００に高速で長いビット長のデータ間の乗算が要求されない利点がある。
結果として、局部ＤＤＳ３０６を除いた構成とすることができ、ＤＤＳに由来する位相雑音を除去することができ、ＮＭＲ信号のＳＮＲを向上させることが可能となる。
また、高性能の乗算器１２２を備えなくてもよいので、ディジタル受信装置１００のコストを下げることができ、局部ＤＤＳ３０６も使用しないので送信装置３００のコストも下げることができる。
本実施形態に係るディジタル受信装置は、ＡＤＣ１０１の後段に設けた符号器１２０が擬似的に固定周波数の乗算器１２２と同等に機能し、その後段に間引フィルタ１２１を設けて符号器１２０で乗算された信号データから低い周波数成分を通過させると同時に間引きでデータレートを低下させ、更にその後段に設けた乗算器１２２で高い周波数分解能の周波数変換を行うため、局部信号の発振に局部ＤＤＳ３０６を用いなくても、ディジタル受信装置１００に高速で長いビット長のデータ間の乗算が要求されない利点がある。
結果として、局部ＤＤＳ３０６を除いた構成とすることができ、ＤＤＳに由来する位相雑音を除去することができ、ＮＭＲ信号のＳＮＲを向上させることが可能となる。
また、高性能の乗算器１２２を備えなくてもよいので、ディジタル受信装置１００のコストを下げることができ、局部ＤＤＳ３０６も使用しないので送信装置３００のコストも下げることができる。
１，１ａ 分光計（信号解析システム）
２ 磁石装置
３ 室温ボア
４ プローブ
５ プローブコイル
６ 試料
７ 同調整合回路
８ 高周波信号ケーブル
９ ユーザコンピュータ
１０ ＮＭＲ装置
１００，１００ａ ディジタル受信装置（ディジタル処理装置）
１０１ ＡＤＣ
１０２ 分岐回路
１０３ 第１符号器
１０４ 第２符号器
１０５ 第１間引フィルタ
１０６ 第２間引フィルタ
１０７ ＮＣＯ
１０８ 第１乗算器
１０９ 第２乗算器
１１０ 第１ディジタルフィルタ
１１１ 第２ディジタルフィルタ
１１２ バッファ
１２０ 符号器
１２１ 間引フィルタ
１２２ 乗算器
１２３ ディジタルフィルタ
２００ 制御装置
２０１ 制御器
２０２ 標準クロック
２０３ クロック合成器
３００ 送信装置
３００ａ 送信装置
３０１ 局部発振器
３０３ 照射ミキサ３０３
３０４ 照射フィルタ
３０５ 照射増幅器
３０７ 局部ミキサ
３０８ 局部フィルタ
４００ アナログ受信装置
４０１ 第１増幅器
４０２ 受信ミキサ
４０３ 受信フィルタ
４０４ 第２増幅器
３０２ 照射ＤＤＳ
３０６ 局部ＤＤＳ
２ 磁石装置
３ 室温ボア
４ プローブ
５ プローブコイル
６ 試料
７ 同調整合回路
８ 高周波信号ケーブル
９ ユーザコンピュータ
１０ ＮＭＲ装置
１００，１００ａ ディジタル受信装置（ディジタル処理装置）
１０１ ＡＤＣ
１０２ 分岐回路
１０３ 第１符号器
１０４ 第２符号器
１０５ 第１間引フィルタ
１０６ 第２間引フィルタ
１０７ ＮＣＯ
１０８ 第１乗算器
１０９ 第２乗算器
１１０ 第１ディジタルフィルタ
１１１ 第２ディジタルフィルタ
１１２ バッファ
１２０ 符号器
１２１ 間引フィルタ
１２２ 乗算器
１２３ ディジタルフィルタ
２００ 制御装置
２０１ 制御器
２０２ 標準クロック
２０３ クロック合成器
３００ 送信装置
３００ａ 送信装置
３０１ 局部発振器
３０３ 照射ミキサ３０３
３０４ 照射フィルタ
３０５ 照射増幅器
３０７ 局部ミキサ
３０８ 局部フィルタ
４００ アナログ受信装置
４０１ 第１増幅器
４０２ 受信ミキサ
４０３ 受信フィルタ
４０４ 第２増幅器
３０２ 照射ＤＤＳ
３０６ 局部ＤＤＳ
Claims (8)
- ＮＭＲにおける試料から発信される信号をヘテロダイン方式で周波数変換したアナログ信号から、前記ＮＭＲにおける試料に特有の信号である目標信号をディジタルデータとして抽出するディジタル処理装置であって、
Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタルデータにおける正負の符号を１つおきに反転させる符号器と、
前記符号器から出力されたディジタルデータから、周波数が低い成分を抽出し、前記抽出された周波数が低い成分のディジタルデータから所定のデータを間引く間引フィルタと、
前記間引フィルタからの出力に、特定の周波数のディジタルデータを出力する数値制御発振器からの出力を乗算する乗算器と、を有する
ことを特徴とするディジタル処理装置。 - 前記ディジタル処理装置は、
前記符号器として、第１の符号器と、第２の符号器とを有しており、
前記間引フィルタとして、第１の間引フィルタと、第２の間引フィルタとを有しており、
前記乗算器として、第１の乗算器と、第２の乗算器とを有しており、
前記第１の符号器の後段に、前記第１の間引フィルタを備え、前記第１の間引フィルタの後段に、前記第１の乗算器を備え、
前記第２の符号器の後段に、前記第２の間引フィルタを備え、前記第２の間引フィルタの後段に、前記第２の乗算器を備え、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタルデータを、前記第１の符号器および第２の符号器へ交互に出力する分岐回路を有する
ことを特徴とする請求項１に記載のディジタル処理装置。 - 前記数値制御発振器は、特定の周波数の余弦波ディジタルデータを出力する
ことを特徴とする請求項１に記載のディジタル処理装置。 - 局部信号をアナログ受信装置へ送信するとともに、ＮＭＲにおける試料へ照射する信号である照射信号を送信する送信装置と、前記局部信号を基に、ヘテロダイン方式で前記ＮＭＲにおける試料から発信される信号である受信信号の周波数を、前記受信信号の周波数より低い周波数である中間周波数を有するアナログ信号へと変換する前記アナログ受信装置と、前記アナログ受信装置から送られたアナログ信号から、前記ＮＭＲにおける試料に特有の信号である目標信号をディジタルデータとして抽出するディジタル処理装置と、を有する信号解析システムであって、
前記送信装置は、
前記局部信号にＤＤＳで生成された信号を乗算せず、
前記ディジタル処理装置は、
Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタルデータにおける正負の符号を１つおきに反転させる符号器と、
前記符号器から出力されたディジタルデータから、周波数が低い成分を抽出し、前記抽出された周波数が低い成分のディジタルデータから所定のデータを間引く間引フィルタと、
前記間引フィルタからの出力に、特定の周波数のディジタルデータを出力する数値制御発振器からの出力を乗算する乗算器と、を有する
ことを特徴とする信号解析システム。 - 前記ディジタル処理装置は、
前記符号器として、第１の符号器と、第２の符号器とを有しており、
前記間引フィルタとして、第１の間引フィルタと、第２の間引フィルタとを有しており
、
前記乗算器として、第１の乗算器と、第２の乗算器とを有しており、
前記第１の符号器の後段に、前記第１の間引フィルタを備え、前記第１の間引フィルタの後段に、前記第１の乗算器を備え、
前記第２の符号器の後段に、前記第２の間引フィルタを備え、前記第２の間引フィルタの後段に、前記第２の乗算器を備え、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタルデータを、前記第１の符号器および第２の符号器へ交互に出力する分岐回路を有する
ことを特徴とする請求項４に記載の信号解析システム。 - 前記数値制御発振器は、特定の周波数の余弦波ディジタルデータを出力する
ことを特徴とする請求項４に記載の信号解析システム。 - ＮＭＲにおける試料から発信される信号をヘテロダイン方式で周波数変換したアナログ信号から、前記ＮＭＲにおける試料に特有の信号である目標信号をディジタルデータとして抽出するディジタル処理装置による信号解析方法であって、
前記ディジタル処理装置が、
Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタルデータにおける正負の符号を１つおきに反転させ、
前記正負の符号を１つおきに反転されたディジタルデータから、周波数が低い成分を抽出し、前記抽出された周波数が低い成分のディジタルデータから所定のデータを間引き、
前記所定のデータを間引かれたディジタルデータに、特定の周波数のディジタルデータを出力する数値制御発振器からの出力を乗算する
ことを特徴とする信号解析方法。 - 局部信号をアナログ受信装置へ送信するとともに、ＮＭＲにおける試料へ照射する信号である照射信号を送信する送信装置と、前記局部信号を基に、ヘテロダイン方式で前記ＮＭＲにおける試料から発信される信号である受信信号の周波数を、前記受信信号の周波数より低い周波数である中間周波数を有するアナログ信号へと変換する前記アナログ受信装置と、前記アナログ受信装置から送られたアナログ信号から、前記ＮＭＲにおける試料に特有の信号である目標信号をディジタルデータとして抽出するディジタル処理装置と、を有する信号解析システムによる信号解析方法であって、
前記送信装置が、
前記局部信号にＤＤＳで生成された信号を乗算せず、
前記ディジタル処理装置が、
Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタルデータにおける正負の符号を１つおきに反転させ、
前記正負の符号を１つおきに反転されたディジタルデータから、周波数が低い成分を抽出し、前記抽出された周波数が低い成分のディジタルデータから所定のデータを間引き、
前記所定のデータを間引かれたディジタルデータに、特定の周波数のディジタルデータを出力する数値制御発振器からの出力を乗算する
ことを特徴とする信号解析方法。
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