JPH07202747A

JPH07202747A - 受信装置

Info

Publication number: JPH07202747A
Application number: JP33614693A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Horiike; 良雄堀池; Yasuo Yoshimura; 康男吉村
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-12-28
Filing date: 1993-12-28
Publication date: 1995-08-04
Anticipated expiration: 2020-06-08
Also published as: JP3658769B2

Abstract

(57)【要約】【目的】水晶発振器の周波数安定度がわるい安価な発
振器を用い、かつメカニカルフィルタを必要としない安
価な構成の受信装置を提供することを目的としたもので
ある。【構成】ダイレクトコンバージョン方式において直交
する２つの受信信号をそれぞれ信号発生手段１７からの
信号Ｒと信号Ｒに直交する信号Ｒ’でスイッチを行うス
イッチ手段１５、１６とスイッチ手段１５、１６の出力
を加算あるいは引算する演算手段とで構成している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信に用
いられる受信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に無線通信における受信方式として
シングルス−パヘテロダイン方式やダブルス−パヘテロ
ダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来の
ヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための
帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯
域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとし
て水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニ
カルフィルタが用いられている。そのため形状が大きい
ことや高価であること等の諸問題がある。そのため近
年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受
信方式が検討されてきている。図９に従来のダイレクト
コンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアン
テナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手
段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低
域フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号発生
手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング
手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の
低域フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段である。１
１は位相差検出手段であり、第一の波形整形手段１２と
第二の波形整形手段１３とＤ−フリップフロップ１４か
らなっている。端子ａは第一の低周波増幅手段５の出力
端子、端子ｂは第一の波形整形手段１２の出力端子、端
子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力端子、端子ｄは
第二の波形整形手段１３の出力端子、端子ｅはＤ−フリ
ップフロップ１４の出力端子である。さてアンテナ１にＳ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１または−１の
符号列 ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であ
り極性は正で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考え
る。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された
後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。
信号発生手段６ではＱ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ω
からの角周波数誤差で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターで
は信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされ
Ｑ’＝SIN{ω+x}・tとなる。第一のミキシング手段３で
は信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算
が行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相
シフター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行な
われる。そして第一及び第二の低域フィルター４、９に
より希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及び第
二の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅され
る。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。

【０００３】端子ａ：Ｓ×Ｑ＝COS{P(t)・Δωーx}・t 端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t 信号発生手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いら
れており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にする
ためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図１０に示し、
図１０を参照しながら説明する。図１０から明かなよう
に符号列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃ
の信号は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１
の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０
゜遅れている。従って位相差検出手段１１において端子
ａの信号と端子ｃの信号の位相差を検出することにより
元の符号列P(t)を再生することができる。位相差検出手
段１１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフ
ロップを用いて図９の端子ｂ、端子ｃに示す波形より、
端子ｅの出力波形を得ることができる。図１０において
端子ｂの立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸印）を
ラッチして端子ｅに出力する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波
数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、
符号列P(t)の符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無
視できない大きさの場合には以下の問題を有していた。

【０００５】（１）誤差ｘが角周波数偏移Δωに比べ無
視できない大きさの場合符号列P(t)が変化しても、端子ａと端子ｃの信号間で位
相の進み、遅れの変化が生じない。そのため符号列P(t)
を再生できない。

【０００６】（２）符号変化速度が角周波数偏移Δωに
比べ無視できない大きさの場合１ビット伝送時間内に端子ａ及び端子ｃの信号が１周期
に満たなくなってくる。そのため位相の進み、遅れの判
定がむずかしくなってくるため符号列P(t)正確な再生が
できない。

【０００７】さらに従来の構成では、復調可能な変調信
号はＦＳＫ信号だけである。すなわち音声信号のような
アナログ信号で変調されたＦＭ信号やＡＭ信号は復調す
ることができないという課題があった。

【０００８】本発明は上記課題を解決するもので、簡単
なスイッチ手段を用いて誤差ｘの影響をなくし、正確な
データの復調を可能とするだけでなく、音声信号のよう
なアナログ信号で変調されたＦＭ信号やＡＭ信号も復調
することのできる受信装置を実現することを目的とした
ものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数
に近い周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、
前記第一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周
波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前
記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号
と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二
のミキシング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発
生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段
からの矩形波信号により前記第一のミキシング手段から
の信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二
の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形
波信号により前記第二のミキシング手段からの信号をス
イッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ
手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号と
を加算または引算する演算手段と、前記第一のスイッチ
手段及び前記第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に
設けられ前記第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に
含まれる前記第一のミキシング手段からの信号及び第二
のミキシング手段からの信号の高調波成分を減衰させる
フィルタを備えている。

【００１０】また、受信すべき搬送波信号周波数に近い
周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第
一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数と
なる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一
の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記
受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキ
シング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する
第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの
矩形波信号により前記第一のミキシング手段からの信号
をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号
発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号
により前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチ
する第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の
出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算
または引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及
び前記第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けら
れ前記第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれ
る前記第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキ
シング手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィル
タと、前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を
発生する周波数−電圧変換手段とで構成され、前記周波
数−電圧変換手段の出力電圧を復調出力とするものであ
る。

【００１１】また、受信すべき搬送波信号周波数に近い
周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第
一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数と
なる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一
の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記
受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキ
シング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する
第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの
矩形波信号により前記第一のミキシング手段からの信号
をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号
発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号
により前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチ
する第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の
出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算
または引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及
び前記第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けら
れ前記第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれ
る前記第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキ
シング手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィル
タと、前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を
発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変
換手段の出力電圧に応じて前記第一の信号発生手段の出
力周波数を前記受信信号の搬送波周波数と等しくなる方
向に制御する周波数補正手段とを備えたものでもある。

【００１２】また、受信すべき搬送波信号周波数に近い
周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第
一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数と
なる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一
の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記
受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキ
シング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する
第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの
矩形波信号により前記第一のミキシング手段からの信号
をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号
発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号
により前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチ
する第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の
出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算
または引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及
び前記第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けら
れ前記第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれ
る前記第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキ
シング手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィル
タと、前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を
発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変
換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除
去手段とで構成され、前記雑音除去手段の出力電圧を復
調出力とするものでもある。

【００１３】また、第一または第二のスイッチ手段は、
第一の入力端子と第二の入力端子と出力端子と制御端子
を有し前記制御端子に入力する信号により出力端子が第
一の入力端子と導通するか第二の入力端子と導通するか
が切り替わる電子スイッチと、前記電子スイッチの第一
の入力端子に入力する信号と反転した信号を前記電子ス
イッチの第二の入力端子に出力する反転手段とで構成さ
れている。

【００１４】また、周波数−電圧変換手段は、演算手段
からの信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段
からの信号を遅延させる遅延手段と、前記二値化手段か
らの信号と前記遅延手段からの信号の排他的論理和を出
力する排他的論理和手段と、前記排他的論理和手段の出
力信号の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構
成されている。

【００１５】また、周波数−電圧変換手段は、演算手段
からの信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段
からの信号のエッジを検出するエッジ検出手段と、前記
エッジ検出手段からの信号により起動される単安定マル
チバイブレータと、前記単安定マルチバイブレータの出
力信号の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構
成されている。

【００１６】また、周波数−電圧変換手段は、時間的に
連続した矩形波信号周波数より低い周波数に通過信号を
最大とする第一の最大通過周波数を持ち前記第一の最大
通過周波数より高い周波数では周波数に応じて減衰量が
増加する第一のフィルタと、時間的に連続した矩形波信
号周波数より高い周波数に通過信号を最大とする第二の
最大通過周波数を持ち前記第二の最大通過周波数より低
い周波数では周波数に応じて減衰量が増加する第二のフ
ィルタと、前記第一のフィルタを通過する信号エネルギ
ーに応じた信号レベルを出力する第一の出力手段と、前
記第二のフィルタを通過する信号エネルギーに応じた信
号レベルを出力する第二の出力手段と、前記第一の出力
手段の出力信号と前記第二の出力手段の出力信号の差を
出力する引算手段と、前記引算手段の出力信号の高周波
成分を取り除くローパスフィルタとで構成されたもので
もある。

【００１７】また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換
手段からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力す
るパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス
信号により前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧を
サンプリングホールドする保持手段とで構成されてい
る。

【００１８】また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換
手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の
時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力
手段からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段
からの出力電圧をサンプリングホールドする保持手段と
で構成されたものでもある。

【００１９】また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換
手段からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力す
るパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス
信号を前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧から引
算を行う引算手段とで構成されてもいる。

【００２０】また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換
手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の
時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力
手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段に入
力する信号の零クロス点の間隔に挿入するパルス挿入手
段とで構成されたものでもある。

【００２１】

【作用】本発明は上記構成によって、第二の信号発生手
段からの信号周波数を、受信すべき搬送波周波数と第一
の信号発生手段の発振周波数との角周波数誤差ｘよりも
大きく設定することにより角周波数誤差ｘの影響を受け
ることがない。さらに、第一のミキシング手段からの信
号及び第二のミキシング手段からの信号が非線形回路を
通ることにより発生する高調波成分を減衰させることに
より符号列P(t)を正確に再生することができることとな
る。

【００２２】

【実施例】以下本発明の実施例を図１を参照して説明す
る。なお図９の従来例と同一の機能ブロックには同一の
番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅手
段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信
号を除去するための第一の低域フィルタ、１０１は第一
のリミッタアンプ、１０２は第一の高調波除去フィル
タ、６は第一の信号発生手段、７は９０゜位相シフタ
ー、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信
号を除去するための第二の低域フィルタ、１０３は第二
のリミッタアンプ、１０４は第二の高調波除去フィル
タ、１５は第一のスイッチ手段、１６は第二のスイッチ
手段、１７は第二の信号発生手段、１８は９０゜移相手
段、１９は加減算を行う演算手段、２０は帯域フィル
タ、２１は周波数−電圧変換手段、２２は雑音除去手
段、２３は周波数補正手段である。さてアンテナ１に入
力する信号Ｓとして、Ｓ＝cos{ω+Δω}・t ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり正負両
方の極性を有するを考える。ここでデータあるいは音声により角周波数偏
移Δωは時間的に変化する。すなわち信号Ｓは周波数変
調を受けた信号である。第一の信号発生手段６では、従
来例と同様Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角
周波数誤差で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７
では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトさ
れＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一
の低域フィルタ４および第二の低域フィルタ９の出力端
子ａ及びｃには端子ａ：Ｓ×Ｑ＝COS{Δωーx}・t 端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{Δωーx}・t なる信号が生じる。上記信号は第一のリミッタアンプ１
０１及び第二のリミッタアンプ１０３で増幅され信号が
大きい場合には上下対象に信号がクリップされる。すな
わち矩形波信号に変換され、角周波数{Δωーx}の整数倍
の角周波数成分が発生する。一方、第二の信号発生手段
１７ではＲ＝COS{r・t}-(1/3)・COS{3・r・t}+(1/5)・COS{5・r・t) で表される矩形波信号Ｒを発生させる。ここでｒ＞（Δ
ωーx）に設定されている。

【００２３】例えば最大角周波数偏移＝２．４ｋＨｚ／
（２π）、最大周波数誤差＝−４ｋＨｚとすると（Δω
ーx）の最大値は６．４ｋＨｚであるからｒ／（２π）＝
１６ｋＨｚに設定する。

【００２４】まず説明を簡単にするためにリミッタアン
プ１０１及び１０３において信号がクリップされず線形
に増幅された場合を考える。端子ａの信号は第一のスイ
ッチ手段１５において、第二の信号発生手段で発生する
矩形波信号Ｒによりスイッチングされる。一方９０゜移
相手段１８の出力にはＲ’＝SIN{r・t}+(1/3)・SIN{3・r・t}+(1/5)・SIN{5・r・t) なる矩形波信号Ｒ’が出力する。従って、端子ｃの信号
は第二のスイッチ手段１６において、矩形波信号Ｒ’に
よりスイッチングされる。よって第一のスイッチ手段１
５の出力端子ａ’及び第二のスイッチ手段１６の出力端
子ｃ’には端子ａ’：｛COS{(Δωーx)・t}｝・｛COS{r・t}-(1/3)・COS
{3・r・t}+・・・・・・・｝端子ｃ’：｛SIN{(Δωーx)・t}｝・｛SIN{r・t}+(1/3)・SIN
{3・r・t}+・・・・・・・｝が生じる。

【００２５】端子ａ’及び端子ｃ’の信号は、演算手段
１９において加算される。従って演算手段１９の出力端
子ｆには端子ｆ：COS｛n・{{r+x}ーΔω}・t｝-(1/3)・COS｛{{3・r-x}+Δω}・t｝+… (1) 式なる信号が出力する。帯域フィルタ２０は、第一のスイ
ッチ手段１７及び第二のスイッチ手段１８で発生する角
周波数ｒの高調波成分に関係する項、すなわち(1)式の
第二項以上を除去するためのものである。従って帯域フ
ィルタ２０の出力端子ｆ’には端子ｆ’：COS｛{{r+x}ーΔω}・t｝ (2)式なる信号が出力する。ここでr＞（Δω-x）に設定され
ているため、(2)式の位相は正の時間において常に正で
ある。すなわち負の周波数が生じることはない。よって
(2)式から明かなように端子ｆ’に生じる出力信号は{r+
x}なる角周波数を有する搬送波信号がΔωの周波数偏移
を受けた周波数変調信号とみなすことができる。従って
周波数に比例した出力電圧を発生する周波数−電圧変換
手段２１により端子ｆ’に生じた周波数変調信号を復調
することができる。さらに端子ｆ’に生じた復調信号は
雑音除去手段２２でＦＭ復調において発生するＦＭ復調
特有のパルス状の雑音が除去され端子ｇに出力される。
帯域フィルタ２０は中心周波数が１６ｋＨｚ付近と低い
ためモノリシックＩＣで構成することができる。なお第
一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のス
イッチ構成によっては、角周波数ｒの成分がスイッチ手
段１５、１６の出力に生じる場合がある。この時第二の
信号発生手段１７からの矩形波信号を第一のスイッチ手
段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、
角周波数ｒの成分を打ち消すようにする。また第一のス
イッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイッチ
構成によっては、端子ａあるいは端子ｃの信号が第一の
スイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６に生
じることがある。この端子ａあるいは端子ｃの信号は、
帯域フィルタ２０で取り除くことができるが、帯域フィ
ルタ２０の代わりにローパスフィルタを用いた場合に
は、端子ａあるいは端子ｃの信号を第一のスイッチ手段
１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、端
子ａあるいは端子ｃの信号を打ち消すようにすればよ
い。

【００２６】次に、リミッタアンプ１０１及び１０３に
おいて信号がクリップされ矩形波信号に変換された場合
を考える。矩形波信号は立ち上がり、立ち下がりの変化
点において位相が不連続に変化する。従って高調波除去
フィルタ１０２及び１０４がない場合、演算手段１９の
出力信号は端子ａ、端子ｃの矩形波信号の立ち上がり及
び立ち下がり点において周波数がインパルス的に変化す
ることになる。すなわち演算手段１９の出力信号は広帯
域の周波数成分を有することになる。そのため次段の帯
域フィルタ２０において帯域制限された時、端子ａ、端
子ｃの矩形波信号の立ち上がり及び立ち下がり点のタイ
ミングにおいて振幅が大きく下がるという現象を生じさ
せ周波数−電圧変換手段２１における周波数復調出力に
歪を発生させることになる。データ伝送においてはビッ
ト誤り率を悪化させることになる。そこで本発明では第
一の高調波除去フィルタ１０２及び第二の高調波除去フ
ィルタ１０４を用いて、端子ａ、端子ｃの矩形波信号の
高調波成分を除去することにより矩形波信号の立ち上が
り及び立ち下がりをなめらかにしている。これにより演
算手段１９の出力信号は周波数がインパルス的に変化す
ることはないため、帯域フィルタ２０で帯域制限を行っ
ても出力信号の振幅が大きく下がることはなくなる。し
たがって周波数−電圧変換手段２１における周波数復調
出力に歪が生じることはない。

【００２７】このように本発明の構成を用いれば、第一
の信号発生手段６で発生する信号の周波数安定度が悪く
アンテナ入力信号の周波数との誤差角周波数ｘが大きく
ても第二の信号発生手段１７で発生する矩形波信号の角
周波数ｒをｒ＞（Δω±ｘの最大値）に選ぶことにより
誤差角周波数ｘの影響を受けることなく元のデータある
いは音声信号を復調することができる。本発明の構成を
用いれば、周波数補正手段２３を用いなくても信号を復
調できるが、さらに受信における安定度を向上させるた
めに、端子ｇの信号の直流電圧を周波数補正手段２３で
検出し、端子ｇの直流電圧がある基準値Ｋになるように
第一の信号発生手段６の信号周波数を制御するようにす
ればなお効果的である。基準値Ｋは誤差角周波数ｘ＝０
の時に端子ｇより出力する電圧値に等しいように設定さ
れる。周波数補正手段２３は抵抗とコンデンサより構成
されるローパスフィルタを用い、ローパスフィルタの出
力で第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する構成
でもよいし、図１には図示していないが端子ｇの復調出
力から信号を受信したことを検知すると、端子ｇの電圧
をＡ／Ｄ変換した後マイクロコンピュータ処理により第
一の信号発生手段６の発生周波数を制御する直流電圧を
Ｄ／Ａ変換で発生する構成にしてもよい。さらに図１に
は図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信し
たことを検知すると、第一の低域フィルタ４及び第二の
低域フィルタ９の遮断周波数を低くするように切り換え
る。このようにすればＳ／Ｎ特性を向上することができ
る。

【００２８】また図１における演算手段１９を加算動作
として説明したが引算動作を行ってもかまわない。この
場合端子ｆ’の信号は、COS｛{{rーx}+Δω}・t｝とな
る。

【００２９】また第一の高調波除去フィルタ１０２及第
二の高調波フィルタ１０４を第一のスイッチ手段１５及
び第二のスイッチ手段１６の前段に挿入しているが、第
一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６の後
段でかつ演算手段の前段に挿入してもよい。

【００３０】図２は図１における第一のスイッチ手段１
５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手
段の構成を示す。図２において、２４は端子ａの信号あ
るいは端子ｃの信号が入力する入力端子、２５は第二の
信号発生手段１７からの矩形波信号ＲあるいはＲ’が入
力する入力端子、２６は出力端子、２７は増幅度１の反
転回路、２８は電子スイッチである。電子スイッチ２８
は入力端子２５に入力する矩形波信号Ｒあるいは矩形波
信号Ｒ’の位相が正か負かで出力端子と入力端子との接
続が切り替わる。このような電子スイッチ２８はアナロ
グスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、バイ
ポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。

【００３１】図３は図１における周波数−電圧変換手段
２１及び雑音除去手段２２の構成を示す図及び波形図で
ある。図１では周波数−電圧変換手段２１の後段に雑音
除去手段２２を配置しているが、図３の例では周波数−
電圧変換手段２１の中に雑音除去手段２２を組み込んで
いる。図３Ａにおいて４０は端子ｆ’に示す周波数変調
信号が入力する入力端子、２９は増幅手段、３０はコン
パレータで構成された二値化手段、３１は第一の遅延手
段であり、抵抗３２とコンデンサ３３とコンパレータ３
４で構成される。３５は排他的論理和手段、３６は第二
の遅延手段、３７はパルス挿入手段、３８はパルス発生
手段、３９はローパスフィルタ、４１は復調出力端子で
ある。入力端子４０に入力した信号の周波数が高くなる
と排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が狭くなり、
入力周波数が低くなると排他的論理和手段３５の出力パ
ルス間隔が広くなる。従ってローパスフィルタ３９で不
要な高周波成分を取り除くと排他的論理和手段３５の出
力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができ
る。復調感度を上げるためには第一の遅延手段３１での
遅延量を大きくすればよい。さて次に雑音除去方法につ
いて図３Ｂの波形図を用いて説明する。ｈ及びｉは排他
的論理和手段３５の入力である。従って排他的論理和３
５の出力はｊに示すようなパルス列となる。さて入力端
子４０に入力する信号に雑音が含まれている場合、雑音
の影響により信号ｈ及びｉのパルス列が不規則になり、
１パルス分欠落する場合がある。このように信号ｈ及び
ｉのパルスが欠落すると排他的論理和手段３５の出力ｊ
のパルスも欠落する。従って、ｊの信号をローパスフィ
ルタに通すとパルスが欠落した部分で大きなパルス状の
雑音が生じる。パルス発生手段３８では、信号ｊに通常
のパルス間隔Ｔ１より充分長い時間Ｔ２（例えばＴ２＝
２・Ｔ１）の間にパルスがなければＴ１毎にHIGH／LOW
を繰り返すパルス出力ｌを発生する。パルス出力ｌはｊ
にパルスが生じるとストップする。信号ｊは第二の遅延
手段３６により遅延され、信号ｋとなる。パルス挿入手
段３７では、パルス出力ｌの立ち上がり及び立ち下がり
エッジにあわせて信号ｋのパルス幅に等しいパルスを信
号ｋに挿入する。図３Ｂの波形図における信号ｍの○印
のパルスが挿入されたパルスである。信号ｍをローパス
フィルタに通し復調信号を得る。このようにパルスを挿
入することによりパルスの欠落がなくなり復調出力から
パルス状の雑音が発生することはなくなる。なお信号ｊ
にパルスを挿入したが信号ｈにパルスを挿入した後、第
一の遅延手段３１で信号ｉをつくり、排他的論理和手段
３５でパルスの欠落のない信号ｊを作成するようにして
もよい。

【００３２】図４は図１における周波数−電圧変換手段
２１の他の構成を示す図である。図４において図３と同
一の機能ブロックには同一の番号を付与している。４２
はエッジ検出手段、４３は単安定マルチバイブレータで
ある。エッジ検出手段４２は図３における遅延手段３１
と排他的論理和手段３５で構成されている。単安定マル
チバイブレータ４３の出力は、端子４０に入力する信号
の周波数に応じてパルス間隔が狭くなったり広くなった
りする。従って図３の場合と同様ローパスフィルタ３９
で不要な高周波成分を取り除くと単安定マルチバイブレ
ータ４３の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出す
ことができる。図４の構成の利点は遅延手段３１での遅
延量を大きくとる必要がないという点である。そのため
コンデンサ３３と抵抗３２で構成される回路の時定数を
大きくする必要がない。そして復調感度は単安定マルチ
バイブレータ４３の出力のパルス幅を適当に選べば復調
感度を最適に設定できる。雑音除去の方法については図
３と同じである。

【００３３】図５は雑音除去手段２２の他の構成及び波
形図を示す。図５Ａにおいて４４は周波数−電圧変換手
段２１の復調出力が入力する入力端子、４５はデータ信
号等の希望信号を取り除いて雑音成分だけを取り出すハ
イパスフィルタ、４６はあるレベル以上の雑音を取り出
すコンパレータ、４７はパルス幅延長手段であり、４
５、４６、４７でパルス発生手段４８を構成している。
４９は遅延手段、５０は保持手段、５１は出力端子であ
る。図５Ｂの波形図を参照しながら雑音除去手段２２の
動作を説明する。入力端子４４に入力した信号ｖはハイ
パスフィルタ４５により信号ｗとなる。コンパレータ４
６でパルス状の雑音だけが取り出され信号ｘとなる。信
号ｘはパルス幅延長手段４７でパルス幅が広げられ信号
ｙとなる。一方信号ｖは遅延手段４９で遅延され、保持
手段５０では信号ｙのパルス出力期間中、遅延された信
号ｖの値がサンプリングホールドされる。従って出力端
子５１の出力は信号ｚとなる。この信号ｚを図示してい
ないがローパスフィルタを通すことによりなめらかな変
化にすることができる。また保持手段５０の代わりに引
算手段を用い、信号ｚと信号ｙの引算を行って雑音を除
去するように構成してもよい。なおパルス発生手段の出
力信号ｙとして図３の信号ｌを用いてもよい。

【００３４】図６に周波数−電圧変換手段の他の実施例
の構成を示す。図６において、６０は図１における演算
手段１９の出力信号が入力する入力端子、６１は１１ｋ
Ｈｚ付近に中心周波数を有するバンドパスフィルタで構
成された第一のフィルタ、６２は２１ｋＨｚ付近に中心
周波数を有するバンドパスフィルタで構成された第二の
フィルタ、６３はダイオードで構成された整流回路から
なる第一の信号出力手段、６４はダイオードで構成され
た整流回路からなる第二の信号出力手段、６５は引算手
段、３９はローパスフィルタ、６６は出力端子である。
図７は図６の動作を説明するための周波数に対する出力
レベルの特性を示す特性図である。図７−Ａにおける特
性１は第一のフィルタ６１の出力特性、特性２は第二の
フィルタ６２の出力特性である。図７−Ｂは引算手段６
５の出力特性である。図７−Ｂの特性より入力端子６０
に入力する信号の周波数変化を電圧変化として出力端子
６６より出力することができる。３９はローパスフィル
タであり１６ｋＨｚ付近及びその高調波成分を取り除く
ためのフィルタである。図６の周波数−電圧変換手段を
用いれば図１における帯域フィルタ２０を省略できる。
すなわち第一のフィルタ６１と第二のフィルタ６２が不
要な１６ｋＨｚの高調波成分を取り除く帯域フィルタ２
０を兼ねている。さらに図３及び図４に示す周波数−電
圧変換手段の構成で発生するパルス状の雑音が発生しに
くいため雑音除去手段２２を用いなくても誤り発生の少
ないデータ復調を行うことができるという利点がある。
なお第一のフィルタ６１及び第二のフィルタ６２は抵抗
とコンデンサ及びトランジスタを用いたアクティブフィ
ルタで構成することができる。

【００３５】図８に第二の信号発生手段１７と９０゜移
相手段１８の構成を示す。５２はマイクロコンピュータ
の基準クロックより作成したクロック信号が入力する入
力端子、５３、５４、５５はＤ−フリップフロップであ
り、それぞれ１／２分周器を構成している。５６、５７
は出力端子であり、端子５６から矩形波信号Ｒ、端子５
７から矩形波信号Ｒに直交した矩形波信号Ｒ’が出力す
る。図８の回路を用いれば簡単にＩＣ化が可能である。
なお入力端子５２に入力する信号として双安定マルチバ
イブレータ等で発振させた信号を用いてもよい。

【００３６】なお図１の実施例では周波数変調信号の復
調について説明したが、周波数変調信号だけでなく振幅
変調信号や位相変調信号の復調も図１の周波数−電圧変
換手段２１のかわりに入力する変調信号に対応した復調
手段を用いることにより可能である。

【００３７】高周波増幅手段２からの信号を本発明の構
成装置の入力信号としているが、高周波増幅手段２の出
力信号を周波数変換した中間周波数信号を本発明の構成
装置の入力信号としてもかまわない。

【００３８】

【発明の効果】以上説明したように本発明の受信装置に
よれば、簡単な構成の電子スイッチを用いて第一の信号
発生手段の周波数安定度が悪くても正確な復調を行うこ
とができる。従って周波数安定度の良い高価な水晶発振
器を第一の信号発生手段に用いる必要がなく、また高価
なメカニカルフィルタも必要がなくかつＩＣ化しやすい
ため安価に受信装置を実現できることとなる。加えてア
ンテナに大きなレベルの信号が入力し、受信回路でクリ
ップした場合でも復調することが可能であるためＡＧＣ
回路を必要としないという効果がある。

【００３９】また周波数補正手段を用いればさらに周波
数安定度の悪い場合であっても、正確に周波数変調信号
の復調を行うことができる。

【００４０】また雑音除去手段を用いれば周波数変調信
号の復調において、パルス状の雑音を取り除くことがで
きるためＳ／Ｎ特性の改善をはかることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック
図

【図２】本発明の一実施例におけるスイッチ手段のブロ
ック図

【図３】（Ａ）は本発明の一実施例における周波数−電
圧変換手段及び雑音除去手段のブロック図（Ｂ）は波形図

【図４】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手
段及び雑音除去手段の他のブロック図

【図５】（Ａ）は本発明の一実施例における雑音除去手
段のブロック図（Ｂ）は波形図

【図６】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手
段の他のブロック図

【図７】図６における周波数−電圧変換手段の特性図

【図８】本発明の一実施例における第二の信号発生手段
と９０゜移相手段のブロック図

【図９】従来の受信装置のブロック図

【図１０】従来の受信装置における各出力端子の出力図

【符号の説明】

１アンテナ２高周波増幅手段３第一のミキシング手段４第一の低域濾波手段６第一の信号発生手段７９０゜シフター８第二のミキシング手段９第二の低域濾波手段１５第一のスイッチ手段１６第二のスイッチ手段１７第二の信号発生手段１８９０゜移相手段１９演算手段２１周波数−電圧変換手段２２周波数補正手段２２雑音除去手段１０２高調波除去フィルタ１０４高調波除去フィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信
号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信
号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号
発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信
号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング
手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の
信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波
信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイ
ッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手
段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により
前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第
二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信
号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または
引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記
第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けられ前記
第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記
第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング
手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィルタとで
構成された受信装置。
【請求項２】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信
号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信
号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号
発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信
号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング
手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の
信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波
信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイ
ッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手
段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により
前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第
二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信
号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または
引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記
第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けられ前記
第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記
第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング
手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィルタと、
前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を発生す
る周波数−電圧変換手段とで構成され、前記周波数−電
圧変換手段の出力電圧を復調出力とする受信装置。
【請求項３】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信
号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信
号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号
発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信
号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング
手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の
信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波
信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイ
ッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手
段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により
前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第
二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信
号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または
引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記
第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けられ前記
第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記
第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング
手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィルタと、
前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を発生す
る周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段
の出力電圧に応じて前記第一の信号発生手段の出力周波
数を前記受信信号の搬送波周波数と等しくなる方向に制
御する周波数補正手段とで構成された受信装置。
【請求項４】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信
号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信
号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号
発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信
号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング
手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の
信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波
信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイ
ッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手
段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により
前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第
二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信
号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または
引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記
第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けられ前記
第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記
第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング
手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィルタと、
前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を発生す
る周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段
の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段
とで構成され、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力
とする受信装置。
【請求項５】第一または第二のスイッチ手段は、第一の
入力端子と第二の入力端子と出力端子と制御端子を有し
前記制御端子に入力する信号により出力端子が第一の入
力端子と導通するか第二の入力端子と導通するかが切り
替わる電子スイッチと、前記電子スイッチの第一の入力
端子に入力する信号と反転した信号を前記電子スイッチ
の第二の入力端子に出力する反転手段とで構成された請
求項１または請求項２または請求項３または請求項４記
載の受信装置。
【請求項６】周波数−電圧変換手段は、演算手段からの
信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの
信号を遅延させる遅延手段と、前記二値化手段からの信
号と前記遅延手段からの信号の排他的論理和を出力する
排他的論理和手段と、前記排他的論理和手段の出力信号
の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成され
た請求項２または請求項３または請求項４記載の受信装
置。
【請求項７】周波数−電圧変換手段は、演算手段からの
信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの
信号のエッジを検出するエッジ検出手段と、前記エッジ
検出手段からの信号により起動される単安定マルチバイ
ブレータと、前記単安定マルチバイブレータの出力信号
の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成され
た請求項２または請求項３または請求項４記載の受信装
置。
【請求項８】周波数−電圧変換手段は、時間的に連続し
た矩形波信号周波数より低い周波数に通過信号を最大と
する第一の最大通過周波数を持ち前記第一の最大通過周
波数より高い周波数では周波数に応じて減衰量が増加す
る第一のフィルタと、時間的に連続した矩形波信号周波
数より高い周波数に通過信号を最大とする第二の最大通
過周波数を持ち前記第二の最大通過周波数より低い周波
数では周波数に応じて減衰量が増加する第二のフィルタ
と、前記第一のフィルタを通過する信号エネルギーに応
じた信号レベルを出力する第一の出力手段と、前記第二
のフィルタを通過する信号エネルギーに応じた信号レベ
ルを出力する第二の出力手段と、前記第一の出力手段の
出力信号と前記第二の出力手段の出力信号の差を出力す
る引算手段と、前記引算手段の出力信号の高周波成分を
取り除くローパスフィルタとで構成された請求項２また
は請求項３または請求項４記載の受信装置。
【請求項９】雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段か
らの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパル
ス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号に
より前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧をサンプ
リングホールドする保持手段とで構成された請求項４記
載の受信装置。
【請求項１０】雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段
に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パ
ルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段
からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段から
の出力電圧をサンプリングホールドする保持手段とで構
成された請求項４記載の受信装置。
【請求項１１】雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段
からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパ
ルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号
を前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧から引算を
行う引算手段とで構成された請求項４記載の受信装置。
【請求項１２】雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段
に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パ
ルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段
からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段に入力す
る信号の零クロス点の間隔に挿入するパルス挿入手段と
で構成された請求項４記載の受信装置。