JPH07202746A - Ａｍ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 振幅変調波（ＡＭ波）の弱電界受信において
ＡＭ復調のＳ／Ｎを改善してベースバンド信号の質の改
善を実現し得るＡＭ受信機の提供。 【構成】 周波数変換器２からの中心周波数ω_cのＩＦ
信号を、中心周波数ω_cを中心に対称な特性を有する狭
帯域ＢＰＦ群６（分波器）に供給し、その出力をエンベ
ロープ検波器７に加え、それぞれのエンベロープを検出
し、その検出出力をスライサー８に加える。各スライサ
ーは各エンベロープ検出器の出力のうち微小レベル△ｅ
以下の出力を振幅０とし、△ｅ以上の出力を全て振幅１
とする。スライサー８の出力である０，１からなるパル
スを制御パルスとしてＢＰＦ群６のうち対称なＢＰＦの
出力を各電子スイッチ群９でＯＮ／ＯＦＦする（スライ
サー８の出力が０の場合は電子スイッチ９をＯＦＦと
し、１の場合はＯＮとする）。次に、加算器１０で各電
子スイッチの出力を合成し、合成出力をＡＭ検波回路４
に加えてベースバンド信号を復調する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＡＭ（振幅変調）受信機
に関し、特に、両側帯波ＡＭ受信機のＳ／Ｎ比の改善に
関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＭ受信機の多くはＩＦ（中間周波）信
号をエンベロープ検波または同期検波している。図１は
ＡＭ受信機の系統図であり、図１（ａ）において、アン
テナ入力１を周波数変換器２に加えて局部発振器３の周
波数との差周波数として中間周波数ｆｃを得て、ＡＭ検
波回路４でベースバンド信号ＣＯＳω_Aｔを検波して出
力５とする。また、図１（ｂ）はアンテナ入力１を周波
数変換器２に加えて局部発振器３の周波数との差周波数
として中間周波数ｆｃを得て、同期検波回路５５及びＩ
Ｆ搬送波発生回路５４に入力する。同期検波回路５５で
はＩＦ搬送波発生回路５４の出力であるＣＯＳω_cｔと
の積を作り、ＬＰＦ５６によりベースバンド信号とす
る。ここで、ＩＦ段の信号（妨害波なし）を次式（１）
で示す。

【数１】 ｅ_i＝ＣＯＳω_cｔ（１＋ｋＣＯＳω_Aｔ） （１） 但し、ｋは変調度（ｋ≦１）、ω_cは搬送波周波数、ω_A
はベースバンド信号の周波数（変調周波数）である。

【０００３】図２はＩＦ信号の搬送波を中心とする周波
数分布である。図２のようにＩＦ信号の搬送波では上側
帯波（ω_c＋ω_A）と下側帯波（ω_c−ω_A）にｋ／２の振
幅変調波が生ずる。ここで、（ω_c＋ω_n）はノイズ周波
数である。図２ではノイズ１波のみを示したが複数波で
もよい。式（１）にノイズ：ｎＣＯＳ（ω_c＋ω_n）ｔを
加えた次式（２）がＩＦ信号の出力となる（但し、ｎは
ノイズの振幅である）。

【数２】 ｅ_i’＝ＣＯＳω_cｔ（１＋ｋＣＯＳω_Aｔ） ＋ｎＣＯＳ（ω_c＋ω_n）ｔ （２）

【０００４】図１のＡＭ検波回路４として同期検波回路
を用いる場合には、ＣＯＳω_cｔを式（２）に乗算し
て、次式（３）を得る。

【数３】 ｅ_i’×ＣＯＳω_cｔ＝ＣＯＳ²ω_cｔ（１＋ｋＣＯＳω_Aｔ） ＋ｎＣＯＳ（ω_c＋ω_n）ｔ×ＣＯＳω_cｔ ＝（１／２）（１＋ｋＣＯＳω_Aｔ）＋（ｎ／２）ＣＯＳω_nｔ ＋（１／２）ＣＯＳ２ω_cｔ（１＋ｋＣＯＳω_Aｔ） ＋（ｎ／２）ＣＯＳ（ω_c＋ω_n）ｔ （３）

【０００５】式（３）をＬＰＦ（ローパスフィルタ）を
用いてベースバンド信号成分である式（３）の右辺第１
項及び第２項を取り出すと次式（４）となる。

【数４】 Ｅ_i’＝（１／２）（１＋ｋＣＯＳω_Aｔ）＋（ｎ／２）ＣＯＳω_nｔ （４） ベースバンド信号Ｅ_i’を示す式（４）の右辺第２項が
ノイズ成分であり、Ｓ／Ｎは次式（５）で表される。

【数５】 Ｓ／Ｎ＝ｋ／ｎ （５）

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の方式では弱電界になると式（２）において右辺第１
項に比べて第２項が大きくなるので、検波後は式（５）
から明らかなようにｋ／ｎが小さくなり復調したベース
バンド信号のＳ／Ｎが劣化するという問題点があった。
また、図１（ｂ）に示したような同期検波方式の復調器
はエンベロープ検波の復調器よりも３ｄＢＳ／Ｎが良好
とされているが、やはり前記式（５）に示されるように
ｋ／ｎが復調信号のＳ／Ｎとなり、弱電界ではノイズ成
分ω_nも単一ではなく、ＩＦ帯内に散在しておりｋ／ｎ
を低くするので、検波後は同様にベースバンド信号のＳ
／Ｎが劣化するという問題点があった。特に、音声のＡ
Ｍ復調ではノイズにより音質の劣化を生じていた。これ
らのことは中波放送（ＡＭ）でも送信電力に比べて遠距
離受信の条件が多くなる北米大陸、欧州などで使用され
るカーラジオでは問題となる。

【０００７】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
であり、振幅変調波（ＡＭ波）の弱電界受信においてＡ
Ｍ復調のＳ／Ｎを改善してベースバンド信号の質の改善
を実現し得るＡＭ受信機の提供を目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明は、図２に示したＡＭ波では変調した側帯波
（上側帯波と下側帯波）が搬送波周波数ω_cを中心に対
称分布していること（図２ではω_c±ω_A）から、式
（１）が三角関数の展開により次式（６）となり、

【数６】 ｅ_i＝ＣＯＳω_cｔ＋（ｋ／２）ＣＯＳ（ω_c−ω_A）ｔ ＋（ｋ／２）ＣＯＳ（ω_c＋ω_A）ｔ （６） 式（６）が図２を表し、式（２）に示したノイズｎＣＯ
Ｓ（ω_c＋ω_n）ｔは上側帯波に存在することに着目し、
搬送波ω_cに対して対称分布している成分だけを信号成
分として処理し、上側帯波や下側帯波のみに存在する成
分をノイズ成分として除去することでＩＦ段でのノイズ
を除きＳ／Ｎの改善を図る。

【０００９】具体的には第１の発明のＡＭ受信機は、受
信信号を周波数変換してＩＦ信号を得る周波数変換部
と、ＩＦ信号の中心周波数を中心として対称な周波数分
布を有し、ＩＦ信号から各チャンネル毎の狭帯域信号成
分を抽出する狭帯域信号成分抽出手段と、抽出された各
チャンネルの狭帯域信号成分の出力レベルを検出する出
力レベル検出手段と、各チャンネル毎に設けられ、検出
された出力レベルが所定値以下の狭帯域信号成分につい
て中心周波数を中心として当該狭帯域信号成分に対称な
チャンネルの狭帯域信号成分をゼロとする狭帯域信号成
分切換え手段と、各狭帯域信号切換え手段からの出力を
合成して合成信号を得る信号合成手段と、合成信号を振
幅検波して復調出力を得るＡＭ復調部と、を有すること
を特徴とする。

【００１０】第２の発明のＡＭ受信機は、受信信号を周
波数変換してＩＦ信号を得る周波数変換部と、ＩＦ信号
帯域を該ＩＦ信号の中心周波数を中心として高帯域信号
成分と低帯域信号成分とに２分する帯域信号成分抽出手
段と、高帯域信号成分及び低帯域信号成分をそれぞれＩ
Ｆ信号の中間周波数の搬送波で同期検波する第１及び第
２の同期検波手段と、ＩＦ信号の中心周波数を中心に対
称に設定され、第１及び第２の同期検波手段の出力から
各チャンネル毎の狭帯域信号成分を抽出する第１及び第
２の狭帯域信号成分抽出手段と、第１及び第２の狭帯域
信号成分抽出手段の対応するチャンネルの出力同士の和
成分及び差成分の出力レベルに基づいて、各チャンネル
の出力を制御する狭帯域チャンネル処理手段と、狭帯域
チャンネル処理手段から出力する各チャンネルの出力を
合成する信号合成手段と、を有することを特徴とする。

【００１１】

【作用】上記構成により第１の発明のＡＭ受信機は、周
波数変換部で受信信号を周波数変換してＩＦ信号を得
る。次に、ＩＦ信号の中心周波数を中心として対称な周
波数分布を有する狭帯域信号成分抽出手段によりＩＦ信
号から各チャンネル毎の狭帯域信号成分を抽出し、出力
レベル検出手段により抽出された各チャンネルの狭帯域
信号成分の出力レベルを検出し、各チャンネル毎に設け
られた狭帯域信号成分切換え手段により、検出された出
力レベルが所定値以下の狭帯域信号成分について中心周
波数を中心として当該狭帯域信号成分に対称なチャンネ
ルの狭帯域信号成分をゼロとし、信号合成手段により各
狭帯域信号切換え手段からの出力を合成して合成信号を
得る。そして、ＡＭ復調部で合成信号を振幅検波して復
調出力を得る。

【００１２】第２の発明のＡＭ受信機は、帯域信号成分
抽出手段によりＩＦ信号帯域を該ＩＦ信号の中心周波数
を中心として高帯域信号成分と低帯域信号成分とに２分
して、それぞれ同期検波し第１及び第２の狭帯域信号成
分抽出手段に入力し、各狭帯域信号成分抽出手段からの
各チャンネル出力の制御を高帯域、低帯域の対応するチ
ャンネルの出力同士の和、差レベルに基づいて制御し、
各チャンネル出力を合成し出力する。従って、搬送波に
非対称に存在する妨害成分（干渉波）やノイズが低減さ
れ、ＡＭ復調のＳ／Ｎが改善される。

【００１３】

【実施例】

１．第１の発明 図８を基に本発明の具体的原理について述べると、ま
ず、図８（ａ）に示すようにＩＦ段での搬送波ω_cを中
心とした上側帯波に＃１〜＃８の狭帯域バンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦ）を設け、下側帯波に＃１〜＃８と対称に
＃１’〜＃８’のＢＰＦを設ける。この場合、図８
（ｂ）に示すように、例えば信号成分が＃３と＃３’，
＃６と＃６’にあり、図８（ｃ）に示すようなノイズ分
布を示しノイズがＩＦの帯域に平坦に分布しているもの
とすると、本発明によれば、ＢＰＦ出力のみ（図８
（ｂ）の場合は信号成分が＃３と＃３’，＃６と＃６’
にあるので＃３，＃３’，＃６，＃６’のＢＰＦの出力
のみ）を検波に用いて、図８（ｄ）に示すように＃３，
＃３’，＃６，＃６’のノイズが残り、図８（ｄ）のノ
イズが図８（ｃ）に比べて少なくなることで検波出力の
Ｓ／Ｎ改善を図り得る。

【００１４】〈実施例１〉図３は第１の発明に基づくＡ
Ｍ受信機のＳ／Ｎ改善回路２０の一実施例の構成を示す
ブロック図であり、Ｓ／Ｎ改善回路２０は図１に示した
ＡＭ受信機系統図の周波数変換器２とＡＭ検波回路４の
間に設けられ、周波数変換回路２の出力であるＩＦ信号
を入力しノイズ除去処理をして検波回路４に出力する。
ＡＭ検波回路４ではＳ／Ｎ改善回路２０の出力からベー
スバンド信号ＣＯＳωｆｔを検波して出力５とする。

【００１５】以下、Ｓ／Ｎ改善回路２０の構成及び動作
について説明する。図３で、６−１，…，６−Ｎ，６−
１’，…，６−Ｎ’は狭帯域ＢＰＦ（分波器）であり狭
帯域信号成分抽出手段に相当し、７−１，…，７−Ｎ，
７−１’，…，７−Ｎ’はエンベロープ検波器であり出
力レベル検出手段に相当し、８−１，…，８−Ｎ，８−
１’，…，８−Ｎ’はスライサー、９−１，…，９−
Ｎ，９−１’，…，９−Ｎ’は電子スイッチ、１０は加
算回路であり信号合成手段に相当する。なお、本実施例
でスライサー８−１，…，８−Ｎ，８−１’，…，８−
Ｎ’及び電子スイッチ９−１’，…，９−Ｎ’，９−
１，…，９−Ｎは狭帯域信号成分切換え手段を構成して
いる。

【００１６】図３で、周波数変換器２からの中心周波数
ω_cのＩＦ信号を狭帯域ＢＰＦ群６（分波器）に供給す
る。ここで、ＢＰＦ６−１とＢＰＦ６−１’は中心周波
数ω_cを中心に対称な特性を有しており、ＢＰＦ６−２
とＢＰＦ６−２’，…，ＢＰＦ６−（Ｎ−２）とＢＰＦ
６（Ｎ−２）’，ＢＰＦ６−（Ｎ−１）とＢＰＦ６（Ｎ
−１）’，ＢＰＦ６−ＮとＢＰＦ６−Ｎ’についても同
様である。狭帯域ＢＰＦ６−１の出力をエンベロープ検
波器７−１に，…，ＢＰＦ６−Ｎの出力をエンベロープ
検波器７−Ｎに加え、それぞれのエンベロープを検出す
る。

【００１７】検出されたそれぞれのエンベロープ、すな
わち、エンベロープ検波器７−１の検波出力をスライサ
ー８−１に，…，エンベロープ検波器７−Ｎの検波出力
をスライサー８−Ｎに加える。各スライサーは各エンベ
ロープ検出器の出力のうち微小レベル△ｅ以下の出力を
振幅０とし、△ｅ以上の出力を全て振幅１とする。狭帯
域ＢＰＦ６−１’，…，６−Ｎ’についても同様にエン
ベロープ検波器７−１’，…，７−Ｎ’を介してスライ
サー８−１’，…，８−Ｎ’で各エンベロープ検出器の
出力のうち微小レベル△ｅ以下の出力を振幅０とし、△
ｅ以上の出力を全て振幅１とする。スライサー８−１，
…，８−Ｎの出力である０，１からなるパルスを制御パ
ルスとしてＢＰＦ６−１，…，６−Ｎと対称なＢＰＦ６
−１’，…，６−Ｎ’の出力を電子スイッチ９−１’，
…，９−Ｎ’でＯＮ／ＯＦＦする。すなわち、スライサ
ー８−１，…，８−Ｎの出力が０の場合は電子スイッチ
９−１’，…，９−Ｎ’をＯＦＦとし、１の場合はＯＮ
とする。また、同様に、スライサー８−１’，…，８−
Ｎ’の出力である０，１からなるパルスを制御パルスと
してＢＰＦ６−１’，…，６−Ｎ’と対称なＢＰＦ６−
１，…，６−Ｎの出力を電子スイッチ９−１，…，９−
ＮでＯＮ／ＯＦＦする。すなわち、スライサー８−
１’，…，８−Ｎ’の出力が０の場合は電子スイッチ９
−１，…，９−ＮをＯＦＦとし、１の場合はＯＮとす
る。

【００１８】次に、加算器１０で各電子スイッチ９の出
力を合成する。上述のようにして得たＳ／Ｎ改善回路２
０の出力（加算器１０の出力）をＡＭ検波回路４に加え
てベースバンド信号を復調する。図４は狭帯域ＢＰＦ群
６（分波器）の構成例の説明図である。図４で、実線で
示されている＃１’，＃２，…，＃（Ｎ−１）’，＃
Ｎ’の部分は下側帯波側に設けられたＢＰＦを、実線で
示されている＃１，＃２，…，＃（Ｎ−１），＃Ｎの部
分は上側帯波側に設けられたＢＰＦを示し、＃１と＃
１’，＃２と＃２’，…，＃Ｎと＃Ｎ’とは搬送波ω_c
に対して対称な特性を有する。なお、ここで、＃ｉと＃
ｉ’の帯域幅は等しくなければならないが＃ｉと＃ｊ
（ｊ≠ｉ）の帯域幅は必ずしも等しくする必要はない
（例えば、＃１と＃１’の帯域幅は等しくなければなら
ないが＃１と＃２の帯域幅は必ずしも等しくする必要は
ない）。すなわち、中心周波数ω_cからの分布は線形
（この場合は各ＢＰＦの中心周波数は等間隔となる）で
もよく、非線形（例えば、対数周波数分布）でもよい。

【００１９】〈変形例１〉図５は図３のＳ／Ｎ改善回路
２０の一変形例であり、電子スイッチ９−１，…，９−
Ｎ、電子スイッチ９−１’，…，９−Ｎ’を設けない例
である。なお、図５で１１−ＮはＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）、１２−Ｎ’は利得制御回路であり、狭帯域信号
成分切換え手段を構成している。また、図５の説明で
は、説明の便宜上、ＢＰＦ６−Ｎ’の出力に対するスラ
イサー８−Ｎ，ＬＰＦ１１−Ｎ，利得制御回路１２−
Ｎ’のみを示してあるが、ＬＰＦ１１及び利得制御回路
１２は図３の場合と同様にＮ個設けられ、更に対称的に
Ｎ個設けられる。

【００２０】すなわち、Ｓ／Ｎ改善回路２０ではＢＰＦ
６−１’，…，６−Ｎ’の出力に対するスライサー８−
１，…，８−Ｎ，ＬＰＦ１１−１，…，１１−Ｎ，利得
制御回路１２−１，…，１２−Ｎが設けられ、また、Ｂ
ＰＦ６−１，…，６−Ｎの出力に対してもスライサー８
−１’，…，８−Ｎ’，ＬＰＦ１１−１’，…，１１−
Ｎ’，利得制御回路１２−１’，…，１２−Ｎ’が設け
られ、以下の説明もそれぞれ１〜Ｎ，１’〜Ｎ’の場合
について同様である。ここで、エンベロープ検波器７−
Ｎの出力は図７（ａ）で実線ｇで示されているような波
形を示し、スライサー８−Ｎの出力は図７（ａ）で破線
ｈで示されているような０，１のパルスとなる。

【００２１】図５でスライサー８−Ｎの出力パルスをＬ
ＰＦ１１−Ｎを通すことにより、図７（ｂ）の実線ｍの
ように、０，１の立上りを緩やかにし、そのＬＰＦ１１
−Ｎの出力を制御パルスとして、ＢＰＦ６−Ｎ’の出力
を利得制御回路１２−Ｎ’で制御パルスの振幅に応じて
変化させて加算器１０に加える。

【００２２】〈変形例２〉図６は図３のＳ／Ｎ改善回路
２０の他の変形例であり、１３−ＮはＭＶ（モノマル
チ）、１４−Ｎは拡張パルス発生回路、１５−Ｎ’は遅
延時間△ρの遅延回路である。なお、この場合、ＭＶ
（モノマルチ）１３−Ｎ、拡張パルス発生回路１４−
Ｎ、遅延回路１５−Ｎ’、及び電子スイッチ９−Ｎ’は
狭帯域信号成分切換え手段を構成している。なお、図６
でも図５の場合と同様、説明の便宜上、ＢＰＦ６−Ｎ’
の出力に対するスライサー８−Ｎ，ＭＶ１３−Ｎ，拡張
パルス発生回路１４、遅延回路１５−Ｎ’の場合のみを
示してあるが、ＭＶ１３，拡張パルス発生回路１４、遅
延回路１５はＮ個設けられ、更に対称的にＮ個設けられ
る。

【００２３】すなわち、ＢＰＦ６−１’，…，６−Ｎ’
の出力に対するスライサー８−１，…，８−Ｎ，ＭＶ１
３−１，…，１３−Ｎ，拡張パルス発生回路１４−１，
…，１４−Ｎ、遅延回路１５−１’，…，１５−Ｎ’が
設けられ、また、同様に、ＢＰＦ６−１，…，６−Ｎの
出力に対するスライサー８−１’，…，８−Ｎ’、ＭＶ
１３’−１，…，１３−Ｎ’，拡張パルス発生回路１４
−１’，…，１４−Ｎ’、遅延回路１５−１，…，１５
−Ｎが設けられ、以下の説明もそれぞれ１〜Ｎ，１’〜
Ｎ’の場合について同様である。

【００２４】図６で、スライサー８−Ｎの出力をＭＶ１
３−Ｎ及び拡張パルス発生回路１４−Ｎに加える。ＭＶ
１３−Ｎではスライサー８−Ｎの出力パルスの後縁でパ
ルス幅が２△ρだけのパルスを発生させ拡張パルス発生
回路１４−Ｎに入力する。そして、拡張パルス発生回路
１４−ＮでＭＶ１３−Ｎとスライサー８−Ｎの出力を加
算してスライサー８−Ｎの出力を＋２△ρの幅だけ拡張
して電子スイッチ９−Ｎ’の制御パルスとして出力す
る。一方、ＢＰＦ６−Ｎ’の出力を遅延回路１５−Ｎ’
で△ρだけ遅延させてから電子スイッチ９−Ｎ’に加え
る。したがって、図７（ｃ）に示すように拡張パルス１
４−Ｎの出力パルス（実線Ｐ）はスライサー８−Ｎから
の出力パルス（破線ｈ）より２△ρだけ幅広となり、ま
た、ＢＰＦ６−Ｎ’の出力は遅延△ρだけ遅延されてい
るので電子スイッチ９−Ｎ’でスイッチする際にはＢＰ
Ｆ６−Ｎ’の出力信号の立上り、立下り部分が損なわれ
ない。

【００２５】以上の説明ではＩＦ信号の中心周波数（搬
送波）を中心にとって、対称な狭帯域ＢＰＦ群を用いた
が、代替として、既開発のフィルタ群を用いてもよい。
例えば、ｄｃｃ（digital compact caset）用のフィル
タ群は０〜７５０Hz、７５０〜１．５ＫHzと７５０Hz幅
で分布しているので、ＩＦ信号の中心周波数ω_cをω_c’
（＝１２ｋHz）に選ぶと、ｄｃｃ用のフィルタ群がその
まま使用できる。この場合、受信信号の搬送波周波数を
ＩＦ信号として直接ω_c’に変換してもよいし、ＩＦ信
号の中心周波数ω_cをω_c’に変換してもよい。なお、ｄ
ｃｃ用の帯域フィルタはデジタル化されているので中心
周波数（搬送波）をω_c’に変換したＡＭ波をＡ／Ｄ変
換し、図３〜図５に示したＳ／Ｎ改善回路２０の処理も
デジタル信号で処理して、最終出力をＤ／Ａ変換してベ
ースバンド信号とする。

【００２６】上記説明から明らかなように、本発明では
両側帯波をもつＡＭ信号のＩＦ段で搬送波に対称な成分
のみを分波器の狭帯域フィルタで取り出して振幅検波す
るので、搬送波に非対称に存在する妨害成分（干渉波）
やノイズが低減され、ＡＭ復調のＳ／Ｎが改善される。
また、このＳ／Ｎ改善方式がＡＭ復調をとっているＦＭ
音声放送のステレオチャンネルにも適用できることはい
うまでもない。

【００２７】２．第２の発明 前述したように第１の発明ではＩＦ信号の狭帯域フィル
タ群の各チャンネル出力の制御を搬送波に対称な狭帯域
フィルタ群の各チャンネル出力のレベルに基づいて行っ
ているが、第２の発明では中心周波数を基準として高域
（上側帯波）、低域（下側帯波）に２分されたＩＦ信号
の狭帯域フィルタ群からの各チャンネル出力の制御を高
域、低域の対応するチャンネルの出力同士の和、差レベ
ルに基づいて制御する。

【００２８】図９はＡＭ波のスペクトル分布説明図であ
り、図９（ａ）は前述した式（２）で表されるＩＦ信号
のスペクトル分布図であり、ω_c±ω_Aに側帯波（式
（２）では２／ｋ）があり、ω_c＋ω_N（ω_c−ω_Nでもよ
い）にノイズがあるものとする。ここで、図９（ｂ）に
示すようにＩＦ帯をω_cを中心として周波数軸上で対称
に分布する狭帯域フィルタ群を設け、搬送波周波数ω_c
とω_c±ω_Aの側帯波が存在するフィルタ出力のみＯＮと
し、他のフィルタ出力をＯＦＦとすると、図９（ｃ）の
出力となり、片側帯波のω_c＋ω_Nは出力されなくなり、
式（２）の第２項は抑制される。

【００２９】上述のノイズ抑制方式は前述した第１の発
明に係わるものであり実施例１で述べた通りであるが、
第２の発明は、例えば現在普及しているｄｃｃやＭＤの
狭帯域フィルタ群を用いて構成できる（前述したよう
に、ｄｃｃ用のフィルタ群は０〜７５０Hz，７５０〜
１．５KHz，……，２３．５KHzまでの７５０Hzの狭帯域
フィルタ群から成っている）。

【００３０】ここで、チャンネル数５の場合を例とし、
図９（ｄ）に示すようにＩＦ帯を搬送波周波数ω_cを中
心にＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で上側帯波（uppe
r；高帯域成分）と下側帯波（lower；低帯域成分）に２
分し、搬送波ω_cとの差成分を上側帯波に対しては図９
（ｅ）に示すようにチャンネル＃１，＃２，……，＃
５、下側帯波に対しては図９（ｆ）に示すようにチャン
ネル＃１’，＃２’，……，＃５’とするとき、図９
（ａ）の周波数分布の場合には図９（ｅ）のチャンネル
＃１と＃４、図９（ｆ）のチャンネル＃１’と＃４’を
ＯＮとして出力すれば、ノイズ成分ω_Nが含まれている
チャンネル＃３はＯＦＦであることから復調出力にノイ
ズが現われないのでＳ／Ｎが改善される。

【００３１】〈実施例２〉図１０は第２の発明に基づく
ＡＭ受信機の一実施例の構成を示すブロック図であり、
２７はＩＦ搬送波発生回路、２８−１は上側帯波ＢＰＦ
（バンドパスフィルタ）、２８−２は下側帯波ＢＰＦ、
２９−１，２９−２は同期検波器、３０−１，３０−２
は狭帯域フィルタ群であり第１及び第２の狭帯域信号成
分抽出手段に相当し、３１−１，３１−２，……，３１
−Ｎは狭帯域チャンネル処理回路であり狭帯域チャンネ
ル処理手段に相当し、３２は合成回路であり信号合成手
段に相当し、３３は復調出力である。また、本実施例で
はＢＰＦ２８−１，２８−２は帯域信号成分抽出手段に
相当し、ＩＦ搬送波発生回路２７、同期検波器２９−
１，２９−２は第１，第２の同期検波手段を構成する。

【００３２】図１（ｂ）で、受信アンテナ１の出力を周
波数変換器２に加えて、局部発振器３の出力の周波数の
差を取りＩＦ（中間周波数）信号を得る。周波数変換器
２からのＩＦ出力を上側帯波ＢＰＦ２８−１及び下側帯
波ＢＰＦ２８−２で上側帯波成分ｅ_U及び下側帯波成分
ｅ_Lに分ける（すなわち、式（７）のｅ_i’を図９（ｄ）
に示したフィルタにより分けて図９（ｅ）の上側帯波ｅ
_U及び図９（ｆ）の下側帯波成分ｅ_Lとする）。

【数７】 ｅ_i’＝ＣＯＳω_cｔ（１＋ｋＣＯＳω_Aｔ） ＋ｎＣＯＳ（ω_c＋ω_n）ｔ （７） から、ｅ１＝ｅ_i’と置きなおせば、

【数８】 ｅ１＝ｅ１_U＋ｅ１_L （８）

【００３３】図９（ａ）でノイズが上側帯波成分ｅ_Uに
含まれているので、

【数９】 ｅ１_U＝（１／２）ＣＯＳω_cｔ＋（２／ｋ）ＣＯＳ（ω_c＋ω_n）ｔ ＋ｎＣＯＳ（ω_c＋ω_n）ｔ （９）

【数１０】 ｅ２_L＝（１／２）ＣＯＳω_cｔ＋（２／ｋ）ＣＯＳ（ω_c−ω_A）ｔ （１０） となる。

【００３４】式（９）の左辺で示される上側帯波成分ｅ
１_U及び式（１０）の左辺で示される上側帯波成分ｅ１_L
をそれぞれ同期検波器２９−１及び同期検波器２９−２
に加えてＩＦ搬送波発生回路からの連続したＩＦ搬送波
ＣＯＳω_cｔとの積をとり、ｅ２_U及びｅ２_Lとする。こ
こで、同期検波器２９−１の出力ｅ２_Uは次式（１１）
で表される。

【数１１】 ｅ２_U＝（１／２）ＣＯＳ²ω_cｔ ＋（２／ｋ）ＣＯＳω_cｔ・ＣＯＳ（ω_c＋ω_A）ｔ ＋ｎＣＯＳω_cｔ・ＣＯＳ（ω_c＋ω_n）ｔ （１１）

【００３５】ここで、左辺ｅ２_Uの低周波成分をｅ２_U0
とすると、ｅ２_U0が狭帯域フィルタ群３０−１の出力の
和となる。なお、狭帯域フィルタ群３０−１は図９
（ｆ）に示した特性（式（１２））を有している。

【数１２】 ｅ２_U0（１／２）＋（ｋ／４）ＣＯＳω_Aｔ＋（ｎ／２）ＣＯＳω_Aｔ （１２） 同様に、同期検波器２９−１の出力ｅ２_Lは図９（ｆ）
に示した特性（式（１３））を有している。

【数１３】 ｅ２_U0（１／２）＋（ｋ／４）ＣＯＳω_Aｔ （１３）

【００３６】式（１２）と式（１３）を比べると、第２
項は等しく、ノイズ成分を示す第３項は式（１２）のみ
である。そこで、狭帯域フィルタ３０−１，３０−２の
出力から式（１２）の第３項；（ｎ／２）ＣＯＳω_Aｔ
を狭帯域チャンネル処理回路３１−１，３１−２，…
…，３１−Ｎにより取り除く。狭帯域チャンネル処理回
路３１−１，３１−２，……，３１−Ｎには狭帯域フィ
ルタ群３０−１のチャンネル＃１，＃２，……，＃Ｎと
狭帯域フィルタ群３０−２のチャンネル＃１’，＃
２’，……，＃Ｎ’の出力が入力される。そして、狭帯
域チャンネル処理回路３１−１，３１−２，……，３１
−Ｎの出力は合成回路３２で合成されて復調出力３３と
なる。

【００３７】図１１は狭帯域チャンネル処理回路３１の
一実施例の構成を示すブロック図であり、３４は加算回
路、３５は引算回路、３６，４２は整流回路、３７，４
３はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、３８，４４はゲート
信号発生回路である。なお、図１０では＃１，＃１’の
狭帯域チャンネル処理回路３１−１のみを示してある
が、他のチャンネルに対する狭帯域チャンネル処理回路
３１−Ｎについても同様である。

【００３８】また、図１２は狭帯域チャンネル処理回路
３１−１の構成部分の入出力特性を示す図であり、図１
２（ａ）は整流回路３６−１，４２−１の入出力特性
図、図１２（ｂ）はＬＰＦ３７−１，４３−１の特性
図、図１２（ｃ）はゲート信号発生回路３８−１の入出
力特性図、図１２（ｄ）はゲート信号発生回路４４−１
の入出力特性図である。

【００３９】図１１で、狭帯域フィルタ群３０−１のチ
ャンネル＃１の出力及び狭帯域フィルタ群３０−２のチ
ャンネル＃１の出力を加算回路３４−１と引算回路３５
−１に加える。ここで、図１３は狭帯域チャンネル処理
回路３１−１の信号処理を説明上（ｋ／４）≒（ｎ／
２）として表した図であり、チャンネル＃１，＃１’に
（ｋ／４）ＣＯＳω_Aｔが存在するときは図１３の向か
って左側の波形となり、チャンネル＃１の出力信号波形
が図１３（ａ）、チャンネル＃１’の出力信号波形が図
１３（ｂ）で示される。なお、図１３（ａ），（ｂ）が
正弦波のみから成っていないのは狭帯域フィルタ＃１，
＃１’の出力に含まれているノイズ成分をも表している
ためである。

【００４０】加算回路３４−１の出力はチャンネル＃１
とチャンネル＃１’の出力の和成分（図１３（ｃ）参
照）となり、引算回路３５の出力はチャンネル＃１とチ
ャンネル＃１’の出力の差成分（図１３（ｄ）参照）と
なり、図１３（ｄ）に示す波形はノイズ成分のみであ
る。引算回路３５−１の出力は整流回路３６−１（整流
特性については図１２（ａ）参照）で整流され図１２
（ｂ）に示す特性のＬＰＦ３７−１を通り、図９（ｅ）
に示す波形を得てゲート信号発生回路３８−１の出力で
電子スイッチ４０−１を制御する。

【００４１】ゲート信号発生回路３８−１の入出力特性
は図１２（ｃ）に示す通りであり、ＬＰＦ３７−１の出
力＜ε１で電子スイッチ４０をＯＮにし、ＬＰＦ３７−
１の出力≧ε１で電子スイッチ４０−１をＯＦＦにす
る。従って、図１３（ｇ）に示すように電子スイッチ４
０−１は連続してＯＮになる。なお、遅延回路３９−１
は加算回路３４−１からの出力をＬＰＦ３１−１，４３
−１によるスイッチ制御信号の遅延に対応する遅延時間
τ１だけ遅延させる。加算回路３４−１の出力（図１３
（ｃ）参照）は整流回路４２−１（整流特性については
図１２（ａ）参照）で整流され図１２（ｂ）に示す特性
のＬＰＦ４３−１を通り、図９（ｆ）に示す波形を得て
ゲート信号発生回路４４−１の出力で電子スイッチ４１
−１を制御する。

【００４２】ゲート信号発生回路４４−１の入出力特性
は図１２（ｄ）に示すように、ゲート信号発生回路３８
−１（図１２（ｃ）参照）とは逆にＬＰＦ４３−１の出
力＜ε２で電子スイッチ４１−１をＯＦＦにし、ＬＰＦ
４３−１の出力≧ε２で電子スイッチ４１−１をＯＮに
する。図１３（ｅ）に示すＬＰＦ４３−１の出力に対応
して図１３（ｈ）に示す波形がゲート信号発生回路４４
−１の出力となる。電子スイッチ４１−１の出力は図１
３（ｃ）に示す加算回路３４−１の出力を時間τ１だけ
遅延したものであり、図１３（ｃ）に示すようにチャン
ネル＃１，＃１’からの信号が存在する時間Ｔ１分の信
号だけを取り出し、チャンネル＃１，＃１’からの信号
がない部分では０（ゼロ）となる。

【００４３】図１３（ａ’）〜（ｈ’）はチャンネル＃
１に（１／２）ＣＯＳω_nｔがあり、チャンネル＃１’
には殆ど信号がない場合を示している。この場合には電
子スイッチ４１−１の出力は図１３（ｇ’）と図１３
（ｈ’）のＯＦＦ状態が連続するので０（ゼロ）となり
大振幅のノイズ成分は出力されない。なお、図１２
（ｃ），（ｄ）に示したε１，ε２のレベルはゲート信
号発生回路１８，２４の設定条件となり、最終音質の評
価により調整する。また、狭帯域フィルタ３０−１，３
０−２としてｄｃｃ用のフィルタを用いる場合には同期
検波回路２９−１，２９−２の出力をＡ／Ｄコンバータ
でデジタル信号に変換し、上述した実施例２の処理を行
い、必要なら最終ベースバンド信号３３をＤ／Ａ変換す
る。なお、上記実施例２の説明では狭帯域処理回路３１
−１の場合についてのみ説明したが、狭帯域処理回路３
１−２，……，狭帯域処理回路３１−Ｎの場合について
も同様である。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように第１の発明のＡＭ受
信機によれば、両側帯波をもつＡＭ信号のＩＦ段で搬送
波に対称な成分のみを分波器の狭帯域フィルタで取り出
して振幅検波するので、搬送波に非対称に存在する妨害
成分（干渉波）やノイズが低減され、ＡＭ復調のＳ／Ｎ
が改善される。

【００４５】また、第２の発明では中心周波数を基準と
して高域（上側帯波）、低域（下側帯波）に２分された
ＩＦ信号を同期検波し、それぞれ狭帯域フィルタで取り
出して各チャンネル出力を高域、低域の対応するチャン
ネルの出力同士の和、差レベルで制御するので、搬送波
に非対称に存在する妨害成分（干渉波）やノイズが低減
され、ＡＭ復調のＳ／Ｎが改善される。従って、例えば
ｄｃｃと複合化したＡＭラジオの復調ノイズの低減が可
能となり、更にｄｃｃの狭帯域フィルタ群を用いること
により弱電界受信での著しい音質の向上を図ることがで
きる。なお、これらのＳ／Ｎ改善方式はＡＭ復調をとっ
ているＦＭ音声放送のステレオチャンネルにも適用でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＡＭ受信機の系統図である。

【図２】ＩＦ信号の搬送波を中心とする周波数分布であ
る。

【図３】第１の発明に基づくＡＭ受信機のＳ／Ｎ改善回
路の一実施例の構成を示すブロック図である。

【図４】狭帯域ＢＰＦ群（分波器）の構成例の説明図で
ある。

【図５】図３のＳ／Ｎ改善回路の一変形例である。

【図６】図３のＳ／Ｎ改善回路の他の変形例である。

【図７】図５，図６における出力波形の説明図である。

【図８】本発明の具体的原理の説明図である。

【図９】ＡＭ波のスペクトル分布説明図である。

【図１０】第２の発明に基づくＡＭ受信機の一実施例の
構成を示すブロック図である。

【図１１】図１０の狭帯域チャンネル処理回路の一実施
例の構成を示すブロック図である。

【図１２】狭帯域チャンネル処理回路の構成部分の入出
力特性図である。

【図１３】狭帯域チャンネル処理回路の信号処理の説明
図である。

【符号の説明】

２ 周波数変換器（周波数変換部） ３ 局部発信機（周波数変換部） ４ ＡＭ検波回路（復調器） ６−１，…６−Ｎ、６−１’，…６−Ｎ’ 狭帯域ＢＰ
Ｆ（分波器；狭帯域信号成分抽出手段） ７−１，…７−Ｎ、７−１’，…７−Ｎ’ エンベロー
プ検波器（出力レベル検出手段） ８−１，…８−Ｎ、８−１’，…８−Ｎ’ スライサー
（狭帯域信号成分切換え手段） ９−１，…９−Ｎ、９−１’，…９−Ｎ’ 電子スイッ
チ（狭帯域信号成分切換え手段） １０ 加算回路（信号合成手段） １１−１，…１１−Ｎ、１１−１’，…１１−Ｎ’ ロ
ーパスフィルタ（狭帯域信号成分切換え手段） １２−１，…１２−Ｎ、１２−１’，…１２−Ｎ’ 利
得制御回路（狭帯域信号成分切換え手段） １３−１，…１３−Ｎ、１３−１’，…１３−Ｎ’ モ
ノマルチ（狭帯域信号成分切換え手段） １４−１，…１４−Ｎ、１４−１’，…１４−Ｎ’ 拡
張パルス発生回路（狭帯域信号成分切換え手段） １５−１，…１５−Ｎ、１５−１’，…１５−Ｎ’ 遅
延回路（狭帯域信号成分切換え手段） ２０ ＩＦ搬送波発生回路（第１，第２の同期検波手
段） ２８−１，２８−２ バンドパスフィルタ（帯域信号成
分抽出手段） ２９−１，２９−２ 同期検波器（第１，第２の同期検
波手段） ３０−１，３０−２ 狭帯域フィルタ（第１，第２の狭
帯域信号成分抽出手段） ３１−１，３１−２，……，３１−Ｎ 狭帯域チャンネ
ル処理回路 ３２ 合成回路（信号合成手段）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号を周波数変換してＩＦ信号を得
   る周波数変換部と、 前記ＩＦ信号の中心周波数を中心として対称な周波数分
   布を有し、ＩＦ信号から各チャンネル毎の狭帯域信号成
   分を抽出する狭帯域信号成分抽出手段と、 前記抽出された各チャンネルの狭帯域信号成分の出力レ
   ベルを検出する出力レベル検出手段と、 各チャンネル毎に設けられ、検出された出力レベルが所
   定値以下の狭帯域信号成分について前記中心周波数を中
   心として当該狭帯域信号成分に対称なチャンネルの狭帯
   域信号成分をゼロとする狭帯域信号成分切換え手段と、 前記各狭帯域信号切換え手段からの出力を合成して合成
   信号を得る信号合成手段と、 前記合成信号を振幅検波して復調出力を得るＡＭ復調部
   と、 を有することを特徴とするＡＭ受信機。
2. 【請求項２】 受信信号を周波数変換してＩＦ信号を得
   る周波数変換部と、 前記ＩＦ信号帯域を該ＩＦ信号の中心周波数を中心とし
   て高帯域信号成分と低帯域信号成分とに２分する帯域信
   号成分抽出手段と、 前記高帯域信号成分及び低帯域信号成分をそれぞれ前記
   ＩＦ信号の中間周波数の搬送波で同期検波する第１及び
   第２の同期検波手段と、 ＩＦ信号の中心周波数を中心に対称に設定され、前記第
   １及び第２の同期検波手段の出力から各チャンネル毎の
   狭帯域信号成分を抽出する第１及び第２の狭帯域信号成
   分抽出手段と、 前記第１及び第２の狭帯域信号成分抽出手段の対応する
   チャンネルの出力同士の和成分及び差成分の出力レベル
   に基づいて、各チャンネルの出力を制御する狭帯域チャ
   ンネル処理手段と、 前記狭帯域チャンネル処理手段から出力する各チャンネ
   ルの出力を合成する信号合成手段と、 を有することを特徴とするＡＭ受信機。