JPH04134931A - Ｆｍ多重受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はＦＭ多重受信機に係り、特にＦＭ復調時のデー
タチャンネルのＳＮ比の向上を図るための受信方式に関
する。

［従来の技術］ ＦＭ多重放送は第３図に示す周波数分布を有するベース
バンド信号から構成されており、同図がら明らかなよう
に多重データ信号（以下データ信号と称する）はＦＭ変
調波全体の２．５％のレベルしか存在せず、このＦＭ変
調波の受信時にＦＭ復調すると、復調ノイズはベースバ
ンド信号の周波数に比例した三角ノイズとなり、データ
信号は７６ｋ）ｈ（固定用）の副搬送波を眉いているの
でＳＮ比の劣化が大きい。

さて、ＦＭ変調する前のベースバンド信号ＥＢは（１）
式 ％式％ となる、ここでＥ、はモノラル信号、Ｐ　ｃｏｓωｐｔ
はパイロット信号（ｆ　ｐ＝　１９　ｋ　Ｈｚ）　、Ｅ
５ｃｏｓ　２ωｐｔはステレオ信号の変調波、ＤＩ及び
ＤＱはデータ信号りを構成する信号で、例えば４相ＤＰ
ＳＫ変調を用いれば、直交した２つの信号である。

（１）式を（２）式のように書き換えると、ＥＢ＝Ｅ□
＋Ｄ１ｃｏｓ４ωｐｔ＋Ｄｇｓｉｎ４ωｐｔ　　　　−
・−（２）となり、（２）式のベースバンド信号の２項
と３項とをとり出せば、データ復号器でデータ信号りを
求めることができる。

但し、ＥＯ＝ＥＭ＋Ｐｃｏｓωｐ　ｔ　＋　Ｅ５ｃｏｓ
　２ωｐｔ　　　−１３）でＥｏは音声信号を構成して
いる。

第４図は従来のＦＭ多重放送受信機の一構成例を示す、
同図において、１は受信アンテナ、２は局部発振器、３
は周波数コンバータ、４は中心周波数１０．７Ｍ）Ｉｚ
のバンドパスフィルタ、５はリミッタ、６は周波数ディ
スクリミネータ、７は通過帯域が６１　ｋＨｚ〜９１ｋ
Ｈｚのバンドパスフィルタ、８はｃｏｓ４ωｐｔ信号発
生器、９は５ｉｎ４ωｐｔ信号発生用の９０’移相器、
１０及び１１は同期検波回路、１２及び１３は通過帯域
が０〜１５に比のローパスフィルタ、１４は復号器、１
５はデータ出力である。

上記ＦＭ受信機において、受信アンテナ１の出力は高周
波増幅された後、周波数コンバータ３に加えられ、局部
発振器２の出力周波数との差の周波数を有するように変
換され、更にバンドパスフィルタ４を介して取り出され
ることにより、ＩＦ（中間周波）信号を得る。このＩＦ
倍信号ＦＭ変調波であり、リミッタ５でその振幅を一定
とし、更にＦＭ復調器６を通ることにより前述した（１
）式のベースバンド信号ＥＢが復元される。

このベースバンド信号からデータ部分をとり出すため、
該信号をバンドパスフィルタ７を通して６１〜９１ｋＨ
ｚのデータ部分をとり出し、これに基づいて信号発生器
８及び移相器９が夫々ｃｏｓ　４ωｐｔ、５ｉｎ４ωｐ
ｔの信号を発生する。

上記００８４（ｄｐｃの信号とデータ信号Ｄ　！ｃｏｓ
　４（ＬＩＰ　ｔ　＋　ＤＱｓｉｎ４　（Ｌｉｐ　ｔと
、を同期検波器１ｏで同期検波して、その出力をローパ
スフィルタ１２からとり出すことによりデータＤＸを得
る。同様に。

上記５ｉｎ４ωｐｔと上記データ信号とを同期検波器１
１及びローパスフィルタ１３で処理してデータＤＱを得
る。そしてこれらＤｌｌＤＱはディジタル信号処理系か
ら成る復号＠１４で復号してデータ出力１５となる。

［発明が解決しようとする課題コ さて、上述した従来のＦＭ受信機の方式では、ＦＭ復調
器６の出力は、受信時に−様なスペクトル分布のノイズ
が存在すると、これはＦＭ復調に際しＭ３図の破線に示
すノイズとなり、バンドパスフィルタフの出力には第３
図のＮ、で示すノイズが存在する。

これによりデータ信号Ｄ　１ｃｏｓ　４　（ＩＪ　Ｐ　
ｔ　＋　ＤＱｓｉｎ４ωｐｔはＦＭ変調波の全振幅の２
．５％に抑えられていることもあり、音声信号ＥＯに比
べてＳＮ比が著しく劣化し、受信可能領域が狭くなる。

またこのようなデータチャンネルのＳＮ比の劣化は移動
受信を困難にする原因の一つである。

発明の目的 本発明の目的はＦＭ多重放送受信機のデータチャンネル
のＳＮ比を向上させることにより、データ放送の受信可
能領域を拡大させることにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するため、本発明は、ＦＭ変調波の受信
信号を中間周波数のＩＦ倍信号変換してＦＭ復調しＦＭ
多重のベースバンド信号を得る第１ＦＭ復調手段と、前
記ベースバンド信号からパイロット周波数成分のＦＰ倍
信号検出する第１の周波数検出手段と、前記ＦＰ倍信号
入力され、該信号に９０度の位相差を与えた位相差信号
を出力する位相差手段と、を備え、前記ＦＰ倍信号び位
相差信号に基づいて、前記ベースバンド信号を副搬送波
信号に変換して工信号及びＱ信号に相当するデータ信号
を検出するＦＭ多重受信機において。

前記ＦＰ倍信号入力され、該信号に応答して前記ＩＦ倍
信号断続的に切換えて位相差を有する２つの第１の中間
周波数信号を出力すると共に前記位相差信号が入力され
該信号に応答して前記ＩＦ倍信号断続的に切換えて位相
差を有する２つの第２の中間周波数信号を出力する切換
手段と、前記２つの第１及び第２の中間周波数信号が入
力され、該各信号を周波数−電圧変換して低周波成分の
みの信号を出力する第２の周波数検出手段と、前記ＦＰ
倍信号び前記位相差信号が入力され、該各信号に対応し
て前記各低周波成分のみの信号のいずれかを選択し前記
副搬送波信号に変換してデータ信号を出力する選択変換
手段と、を有することを特徴とする。

［作用］ 上記構成によればＦＭ復調後に多重信号の同期検波を行
なう必要がないので、前記ＦＭ復調に伴うノイズの影響
を低下させて受信可能エリアを拡大できる。

［実施例〕 以下図面に示す本発明の詳細な説明する。第１図は本発
明のＦＭ多重受信機の一実施例を示し、第４図と同一符
号は同−又は類似の回路をあられし、更に、電子スイッ
チ１６．１７．２６及び２７、ディスクリミネータ１ｇ
、！９，２０，２１、通過帯域が０〜３８ｋ）ｈのロー
パスフィルタ２２゜２３．２４及び２５、通過帯域が６
１〜９１ｋＨｚのバンドパスフィルタ２８，２９、Ｄ１
ｃｏｓ４　ωｐｔ信号発生器３０％Ｄｇｓｉｎ４ωＰ【
信号発生器を備えている。

次に上記実施例の動作を説明すると、ｃｏｓ　４ωｐＬ
の系統において、前記信号発生器８の出力ｃｏｓ　４ω
ｐｔ、あるいは必要なら上記信号を整形し、例えばパル
ス幅１／８ｆＰ（約６．５μｓ）のパルスとし、ｃｏｓ
４ωｐｔの位相（中心がｃｏｓ４ωｐｚ＝１又は−１）
のパルスで電子スイッチ１６を駆動してリミッタ５の出
力のＩＦ倍信号ＦＭｉ調波）を断続的に切換えて２系統
の信号とし、夫々の信号を各ディスクリミネータ１８．
１９に加え、夫々の復調出力からローパスフィルタ２２
．２３で低周波成分をとり出す、更に前記ｃｏｓ　４ω
ｐｔ又はこれに対応する前記パルス駆動される電子スイ
ッチ２６によりローパスフィルタ２２．２３の出力を選
択し、バンドパスフィルタ２８を通すことによりＤ　Ｉ
ＣＯ５４ωｐｔを得る。

一方、ｓｉｎ　４ωｐｔの系統では、電子スイッチ１７
．２７が移相器９の出力ｓｉｎ　４ωｐｔ又はこれに対
応するパルスで駆動され、前記リミッタ５の出力が該ス
イッチ、ディスクリミネータ２０，２１、ローパスフィ
ルタ２４．２５を経てバンドパスフィルタ２９により前
記系統と同様に処理されてＤｇｓｉｎ４ωｐｔを得る。

第２図は上述した実施例の各部の波形を示しており、縦
軸は振幅（ＩＦ倍信号は周波数）をあられす、同図（ａ
）は前記リミッタ５の出カニＦ信号の周波数を示したも
のであり、ベースバンド信号ＥＢ＝　Ｅ□＋　Ｄ１ｃｏ
ｓ４　（ＩＪＰ　ｔ　＋　Ｄｇｓｉｎ４　（ｄｐ　ｔを
示す、但し上記（ａ）ではＤＱ＝ｏとした。また実線は
音声信号、破線はデータ信号Ｄ　ＩＣＯ５４ωｐｔを示
す。

第２図（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は前記ｃｏｓ４
　（ｔｌｐ　ｊ　＝±１　、５ｉｎ４　ωｐｔ　＝±１
のスイッチパルスの位相を示す。

電子スイッチ１６でＩＦ倍信号ａ）をスイッチ（例えば
、ｃｏｓ４　ωｐｔ　＝　１に対応する第２図（ｂ）の
信号でスイッチ）して、その出力をディスクリミネータ
１８で復調すると、第２図（ｆ）の波線で示す波形の信
号となる。ディスクリミネータ１９の出力も同様の波形
となる。

第２図（ｇ）はディスクリミネータ１８のデータ出力（
ｆ）をローパスフィルタ２２でとり出したものである。

同様に第２図（ｈ）はディスクリミネータ１９のデータ
出力をローパスフィルタ２３でとり出したものである。

第２図（ｉ）はローパスフィルタ２２．２３の出力を電
子スイッチ２６で選択的にとり出したもので、ＤＱ以外
は第２図（ａ）のベースバンド信号ＥＢのＩＦ倍信号Ｆ
Ｍ復調した波形と等しくなる。

第２図（ｊ）は上記（ｉ）の７６に比＝４ｆＰを中心周
波数とするバンドパスフィルタ２８の出力で、Ｄ　ＩＣ
Ｏ５４ωｐｔをとり出すことができる。

なお、第２図（ｋ）に同図（ｄ）の５ｉｎ４ωｐｔ＝１
のパルスによる同１３Ｕ　（ａ）の信号のサンプリング
によって得られたディスクリミネータ２０の出力の一部
を示しているが、その破線で示すＤＩｅＯ３４ωｐｔの
分は５ｉｎ４　（ｄｐｔ　＝　１のパルスでサンプリン
グすると音声信号に対して正負で打ち消し合うことにな
り、ローパスフィルタ２４．２５の出力は音声信号のみ
となるので、バンドパスフィルタ２９の出力にはＤＩ成
分は現われない。勿論、この場合、ＤＱｓｉｎ４ωｐｔ
が存在すれば、バンドパスフィルタ２９の出力にはＤＱ
ｓｉｎ４ωｐｔが現われるが、バンドパスフィルタ２８
の出力には現われない。

復調ノイズとしては第３図のＮ、がローパスフィルタ２
２の出力に現われるが、これは電子スイッチ２６でスイ
ッチされバンドパスフィルタ２８を通すことにより第３
図のＮ、の成分（０〜１５ｋＨｚ）がＤ　１ｃｏｓ　４
ωｐｔに変調されて付加されることになり、従来方式の
Ｎ、のノイズに比べて小さいレベルのノイズになる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、ＦＭ復調でのベー
スバンドの高周波で増大する、いわゆる三角ノイズの影
響が抑えられ、ＳＮ比のよいデータ信号を得ることがで
きるので、電界強度の低い所でもＦＭ多重放送の受信が
可能になる。即ち、放送局から遠距離の所での多重デー
タ放送の受信が可能となり、受信領域が拡大する。

また自動車などによる移動受信において、相対的にノイ
ズが大きい場合でも、受信が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
上記実施例の各部の信号波形を示す図、第３図はＦＭデ
ータ多重信号の周波数分布とＦＭ復調ノイズの周波数分
布を示す図、第４図は従来のＦＭ多重受信機の構成を示
すブロック図である。 ６．１８，１９，２０．２１・・・・旧・・ディスクリ
ミネータ、８・・・・・・・・・ｃｏｓ　４ωｐｔ信号
発生器、９・・・・・・・・・９０＠移相器、１６，１
７，２６．２７・・団・・・・電子スイッチ、２２〜２
５・旧・・・・・ローパスフィルタ、２８．２９・・・
・・・・・・バンドパスフィルタ。 特許出願人　　　　クラリオン株式会社代理人　弁理士
　　永　１）武　三　部第２５！Ｊ （Ｃ）　　Ｏｃｏｓ４ｗｐ？＝−＋ （ｄ）　　　　　　　　　　　　　　　　　５ｉｎ４ω
ｐ＋＝＋（ｅ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｓ！ｎ７ωｐ
ｊニー１一４ （ｊ） 第３ 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＦＭ変調波の受信信号を中間周波数のＩＦ信号に変換し
   てＦＭ復調しＦＭ多重のベースバンド信号を得る第１Ｆ
   Ｍ復調手段と、 前記ベースバンド信号からパイロット周波数成分のＦ＿
   Ｐ信号を検出する第１の周波数検出手段と、前記Ｆ＿Ｐ
   信号が入力され、該信号に９０度の位相差を与えた位相
   差信号を出力する位相差手段と、を備え、前記Ｆ＿Ｐ信
   号及び位相差信号に基づいて、前記ベースバンド信号を
   副搬送波信号に変換してＩ信号及びＱ信号に相当するデ
   ータ信号を検出するＦＭ多重受信機において、前記Ｆ＿
   Ｐ信号が入力され、該信号に応答して前記ＩＦ信号を断
   続的に切換えて位相差を有する２つの第１の中間周波数
   信号を出力すると共に前記位相差信号が入力され該信号
   に応答して前記ＩＦ信号を断続的に切換えて位相差を有
   する２つの第２の中間周波数信号を出力する切換手段と
   、前記２つの第１及び第２の中間周波数信号が入力され
   、該各信号を周波数−電圧変換して低周波成分のみの信
   号を出力する第２の周波数検出手段と、 前記Ｆ＿Ｐ信号及び前記位相差信号が入力され、該各信
   号に対応して前記各低周波成分のみの信号のいずれかを
   選択し前記副搬送波信号に変換してデータ信号を出力す
   る選択変換手段と、を有し、前記ＦＭ復調時に発生する
   前記データ信号に含まれた変動分及びノイズ成分を除去
   するように構成したことを特徴とするＦＭ多重受信機。