JPH0716316B2

JPH0716316B2 - 直流無整流子モ−タ

Info

Publication number: JPH0716316B2
Application number: JP59223521A
Authority: JP
Inventors: 博水口; 好文下垣; 祥晃五十嵐
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1984-10-24
Filing date: 1984-10-24
Publication date: 1995-02-22
Anticipated expiration: 2010-02-22
Also published as: JPS61102186A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は直流電流のもとで使用される比較的小容量の無
整流子モータに関し、ビデオテープレコーダを始めとす
る記録再生装置や、空冷用ファンモータとして使用して
好適な直流無整流子モータを提供するものである。

従来例の構成とその問題点近年、多くの音響機器や、ビデオテープレコーダ、さら
にはフロッピーディスク装置に直流無整流子モータが多
用されるようになってきており、その手軽さから空冷用
ファンモータにまで応用が拡大している。

従来より、この種の直流無整流子モータとしては２相あ
るいは３相の半波駆動方式または全波駆動方式が主流を
占めている。

各駆動方式にはそれぞれ一長一短があり、例えば３相駆
動方式は２相駆動方式に比べて駆動用パワー素子の数が
少なくてすむ反面、回転子の回転位置を検出する位置検
出素子の数が多く必要になる。

ちなみに、単一電源のもとで動作させるものとして比較
すると、２相全波駆動方式では８個のパワートランジス
タと２個のホール素子が必要になり、３相全波駆動方式
では６個のパワートランジスタと３個のホール素子が必
要になる。

従来から、３相駆動方式において位置検出素子の数を削
減しようとする試みが数多く行なわれており、その代表
的な技術が米国特許第3,577,053号（以下、文献１と略
記する。）に開示されている。

前記文献１には、３相半波駆動方式の無整流子モータに
おいて、回転子上に光反射率の異なる第1,第2,第３の構
成要素を有する識別帯を設け、前記識別帯に光線を照射
し、反射光を受光素子で検出することによって回転子の
回転位置の変化を前記受光素子の出力レベルの３段階の
変化としてとらえ、そのレベルに依存した相巻線に通電
するように構成された装置が示されている。

また、回転子の起動時に偶然に光線が第１の構成要素と
第３の構成要素の境界部に照射されていると、受光素子
の出力レベルが中間の値をとるので、あたかも第２の構
成要素の部分を検出したかのごとく検出回路が動作し、
逆トルクの発生や回転子の振動を招くが、これを防止す
るには受光素子の出力レベル判別回路部をシュミット回
路で構成すれば良いことが解説されている。

これと同じことが特公昭57−46317号（以下、文献２と
略記する。）に開示されており、前記文献２にはシュミ
ット回路の代わりに、識別帯の第３の構成要素の部分を
検出したことを記憶する記憶回路を設けた駆動回路装置
が示されている。

前記文献1,文献２のいずれにおいても唯一の位置検出素
子と位置検出のたの識別帯によって３相半波駆動を可能
にしているが、特別な位置検出用の素子をいっさい用い
ないで相巻線への通電状態を順次切り換えていく方法も
提案され実用化されている（例えばSONY社の３相無整流
子モータ駆動用ICのCX20114）。

特公昭56−33953号（以下、文献３と略記する。）に
は、最初は自走型の３相マルチバイブレータの出力信号
によって各相巻線への通電状態を切り換え、回転子が回
転開始してからは３相の固定子巻線のうちの遊休巻線に
現われる発電波形を利用して各相巻線への通電状態を切
り換えるように構成された駆動回路装置が示されてい
る。

しかしながら、前記文献３に示された方法では最初に各
相巻線への通電が無差別的に行なわれるので、一時的に
逆トルクが発生したり、十分な起動トルクが得られない
ためにモータが所望回転速度に達するまでの時間が長く
かかるという不都合があった。

ところで前記文献１および２に示された無整流子モータ
はいずれも３相半波駆動型であるが、これらは構成上の
制約によってその駆動形態を３相半波型に限定される。

すなわち、前記文献1,2に示された形成をとると360゜の
電気角あたり３通りの検出しか行なえないので、各相巻
線への通電状態の切り換えも必然的に３通りしか許れな
いことになり、６通りの通電状態の切り換えを必要とす
る３相全波駆動方式を実現するにはさらに余分な位置検
出素子と識別帯を必要とする。

また、ビデオテープレコーダのシリンダ駆動モータ（ド
ラム駆動モータともいわれる。）などのように位相制御
を必要とするモータでは、一回転に一度あるいは数度の
回転子の絶対位置の検出信号（一般にPGパルスと呼ばれ
ている。）が必要になるが、これについても余分な位置
検出素子と識別帯を必要とする。

さらに、前記文献１に示されているシュミット回路や、
前記文献２に示されている記憶回路などは、アナログ回
路で構成すると規模が大きくなったり、コンデンサなど
の余分な部品を必要とするので、昨今のディジタルICの
論理素子の微細化傾向（ゲートあたりの生産コストが急
激に下がってきている。）を加味するとディジタル回路
で実現した方が合理的であるが、その反面、位置検出素
子からの出力信号をディジタル回路によって処理した場
合には、処理された後の信号波形は必然的に矩形波状と
なってしまい、固定子巻線が回転トルクに寄与しない余
分なトルクを発生して、回転的の騒音や振動の原因とな
る。

これを避けるためには、例えば、特開昭55−100088号あ
るいは特開昭59−109188号（以下、文献４と略記す
る。）に示されるような方法がきわめて有効である。

前記文献４に示された直流無整流子モータは、ホール素
子から得られる位置検出信号が種々の要因によって理想
的な正弦波形にならないので、あらかじめディジタル的
なメモリに正弦波形情報を格納しておき、モータに連結
された周波数発電機の出力信号（一般にFG信号と呼ばれ
る。）によって前記メモリの情報を順次読み出し、アナ
ログ電圧に変換して、理想に近い正弦波状の駆動電流を
作りだすものであるが、この技術は位置検出信号の処理
のディジタル化に伴う前記した諸問題の解消にも寄与す
る。

ただ、前記文献４に示された方法は、従来のようにアナ
ログ的に処理を行なう方法に比べて回路規模がかなりの
ものになり、また、各相ごとに別個にディジタル情報を
アナログ量に変換する構成になっているので、アナログ
量に変換されてからの各相のバランスを精度良く保つ必
要があるなどの難点も有している。

発明の目的本発明は、回転子の回転位置の検出機構が簡素化される
とともに、回転時の振動や騒音のきわめて少ない直流無
整流子モータを提供するものである。

発明の構成本発明の直流無整流子モータは、回転子の回転位置を検
出して、各々が前記固定子巻線の相数によって定まる等
しい電気角の活性区間を有する複数の位置検出信号を発
生する位置検出手段と、前記回転子が回転したときに、
前記位置検出信号のそれぞれの活性区間を少なくとも３
分割するだけの周波数を有する回転検出信号を発生する
回転検出手段と、外部から供給される電圧もしくは電流
に依存した駆動指令信号を発生するとともに、起動時に
おいては、前記複数の位置検出信号に基いて前記固定子
巻線の通電相を切り換えるようになし、起動後は前記複
数の位置検出信号のうちの唯一の位置検出信号の所定の
エッジを基準にして前記回転検出信号のエッジが到来す
るごとに出力電流を前記駆動指令電流に比例したステッ
プで段階的に切り換える駆動信号発生回路と、前記駆動
信号発生回路の出力電流に比例した電流を前記固定子巻
線に供給する駆動手段を具備したことを特徴とするもの
で、特に、ディジタル的なメモリを用いることなく出力
電流値が段階的に変化する信号を発生させるとともに、
外部から供給される電圧もしくは電流に依存した駆動指
令電流を前記出力電流に反映させ、しかも、唯一のステ
ップ電流発生回路から複数の相の固定子巻線への出力電
流を発生させるように構成することによって、回路規模
を大きくすることなく、各相のバランスをも良好に保つ
ことのできる新規な直流無整流子モータを実現するもの
である。

実施例の説明以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。

第１図は本発明を実施するために構成されたモータの要
部の展開図を示したもので、３相の固定子巻線1,2,3が
たがいに星形結線され、前記固定子巻線１〜３に対向し
て、図示されてはいない回転子に装着された永久磁石４
が配置されている。

前記永久磁石４の主要部は８極に着磁された主磁極が占
め、その内周部（図には示されていないが、第１図にお
いて前記永久磁石４の上側が回転子の内周部で、下側が
外周部であるとする。）にはＮ極着磁された第１の構成
要素部分5aと、着磁されていない第２の構成要素部分5b
と、Ｓ極着磁された第３の構成要素部分5cが周方向に交
互に配置された円環状の識別帯５を有している。

また、前記識別帯５に対向して回転子の回転位置検出素
子として準備されたホールIC（チップ上にホール発電体
と他の回路を同居させた集積回路。）６が配置されてい
る。

一方、前記永久磁石４の主磁極の外周側には96極に着磁
された発電帯が設けられ、この発電帯に対向して、径方
向に回折された96箇所の発電要素部分を有するジグザグ
状の発電巻線７が配置されている。

さらに、前記固定子巻線1,2,3の引き出し線は、それぞ
れ第１の給電端子U,第２の給電端子V,第３の給電端子Ｗ
に接続され、星形結線された中点は端子Ｘに接続されて
いる。

なお、前記ホールIC6はプラス側給電端子6a,マイナス側
給電端子6b,出力端子6cを有しており、前記発電巻線７
の引き出し線は出力端子7a,7bに接続されている。

さて、第２図は本発明の一実施例における直流無整流子
モータのブロツク構成図を示したものである。

第２図においてブロツク10は第１図に示されたモータブ
ロックの内部結線を施したもので、前記モータブロック
10において、中点端子ＸとホールIC6のプラス側給電端
子6aの間には限流抵抗８が接続され、前記ホールIC6の
マイナス側給電端子6bと発電巻線７の一方の出力端子7b
は共通接続されて接地端子Ｇに接続され、前記ホールIC
6の出力端子6cは位置検出端子Ｐに接続され、前記発電
巻線７の他方の出力端子7aは回転検出端子Ｆに接続され
ている。

前記位置検出端子Ｐには後に説明する処理回路によって
モータの回転位置に依存して３段階にレベルの変化する
位置検出信号が出力されるが、この位置検出信号は分配
器100によって３本の信号線路100n,100s,100zに分配さ
れて、さらに、順序回路200によって条件付け処理が行
なわれて駆動信号発生回路300に送出される。

一方、前記回転検出端子Ｆと前記接地端子Ｇに現われる
信号は増幅器400によって十分な振幅に増幅された後に
前記駆動信号発生回路300に供給されるとともに、モー
タの回転サーボ用の速度検出信号としてＡ端子に供給さ
れ、前記信号線路100n,100sに現われる信号は抽出回路5
00によってモータの一回転に一回の信号が取り出されて
同じくモータの回転サーボ用の位置検出信号としてＢ端
子に供給されている。

なお、本発明においてはモータの回転サーボシステムに
は言及しないが、ここでは前記Ａ端子,B端子から得られ
る速度情報と位置情報をもとにＥ端子を介して前記駆動
信号発生回路300に誤差電圧を帰還するものとする。

さて、前記駆動信号発生回路300においては前記順序回
路200から供給される回転位置検出信号と回転方向の識
別信号および加速指令信号をもとに３相の巻線駆動信号
を作り出して駆動回路600に送出し、前記駆動回路600で
は前記巻線駆動信号を電流増幅したうえで、Ｕ端子,V端
子,W端子を介して３相の固定子巻線１〜３への通電を行
なっている。

さらに、REV端子に印加されるモータの回転方向の正逆
切換信号は、前記順序回路200に供給され、Ｊ端子に印
加されるモータの停止・回転の指令信号は前記駆動信号
発生回路300に供給され、前記駆動信号発生回路300にお
いて論理的な処理をされたうえで、信号線路300bを介し
て前記順序回路200にも供給されている。

実施例においては前記REV端子が低電位にあるときにモ
ータが正方向に回転し、高電位にあるときには逆方向に
回転し、前記Ｊ端子が低電位にあるときに固定子巻線へ
の通電は停止され、高電位にあるときには固定子巻線へ
の通電が行なわれるように構成されている。

第２図の実施例において、ホールIC6の３値レベルの出
力信号を３本の信号線路100n,100s,100zに２値信号とし
て分配する分配器100は、異なるスレシホールド電圧を
有する２個のコンパレータによって容易に実現でき、増
幅器400についても単なる交流増幅器であるので、ここ
では内部構成の説明は省略し、その他の回路ブロックに
ついて実際の回路構成例を示しながら簡単な動作の説明
を行なう。

まず、第３図はホールIC6の具体的な構成例を示した回
路結線図であり、よく知られているバンドギャップ基準
電圧源などを用いた定電圧回路部61と、シリコン基板上
に形成されたホール発電体62と、その他の信号処理回路
部分から構成されている。

第３図のホール発電体62が第１図に示された識別帯５の
Ｎ極着磁された部分に対向しているときには前記ホール
発電体62の一方の出力端子62aの電位が上昇し、他方の
出力端子62bの電位は下降する。

したがって、トランジスタ63のコレクタ電位が下降し、
トランジスタ64のコレクタ電位が上昇するので、定電流
トランジスタ65に流れ込む電流の殆んどがトランジスタ
66のコレクタ電流となる。

なお、第３図の回路において、前記定電流トランジスタ
65のエミッタ側に接続された抵抗67と、定電流トランジ
スタ68のエミッタ側に接続された抵抗69の抵抗比率が３
対４に設定されているので、前記定電流トランジスタ65
のコレクタ電流を４・I₀とすると、前記定電流トランジ
スタ68のコレクタ電流はほぼ３・I₀となる。

また、プラス側のカレントミラー回路を構成する受電ト
ランジスタ70のエミッタ側に接続された抵抗71と、定電
流トランジスタ72,73のエミッタ側に接続された抵抗74,
75の抵抗値が等しくなるように設定され、定電流トラン
ジスタ76のエミッタ側に接続された抵抗77の抵抗値が前
記抵抗71の抵抗値の３倍に設定されているので、前記定
電流トランジスタ72,73のコレクタ電流はいずれも最大
値でほぼ３・I₀となり、前記定電流トランジスタ76のコ
レクタ電流はほぼI₀となる。

したがって、前記トランジスタ66のコレクタ電流の４分
の３は前記定電流トランジスタ73から供給れ、残りの４
分の１だけがトランジスタ78の第１コレクタ78aから供
給される。

このとき、出力端子6cに接続された負荷抵抗79には前記
トランジスタ78の第２コレクタ78bからI₀の電流が供給
されるとともに、前記定電流トランジスタ76からもI₀の
電流が供給されるので、前記抵抗79の抵抗値をR₀とした
とき、前記出力端子6cには２・I₀・R₀なる電位が現われ
る。

反対に、前記ホール発電体62が前記識別帯５のＳ極着磁
された部分に対向しているときには、前記定電流トラン
ジスタ65に流れ込む電流の殆んどがトランジスタ80のコ
レクタ電流となり、トランジスタ81の第１コレクタ81a
と第２コレクタ81bにもそれぞれI₀なる電流が流れ、前
記第２コレクタ81bの電流はトランジスタ82とトランジ
スタ83によって構成されたカレントミラー回路に供給さ
れる。

したがって、このときには前記定電流トランジスタ76の
コレクタ電流の殆んどあるいはすべてが前記トランジス
タ83のコレクタに流れ込み、前記出力端子6cの電位は零
となる。

一方、前記ホール発電体62が前記識別帯５の無着磁部分
に対向しているときには前記トランジスタ66,80のコレ
クタ電流はほぼ平衡するので、前記トランジスタ66,80
のコレクタ電流のすべてが前記定電流トランジスタ72,7
3から供給されて前記トランジスタ78,81のコレクタ電流
は零となり、前記負荷抵抗79には前記定電流トランジス
タ76のコレクタ電流だけが供給されて前記出力端子6cの
電位はI₀・R₀となる。

このようにして前記ホール発電体62の前記識別帯５への
対向位置によって前記ホールIC6の出力電圧は３段階に
変化する。

第４図は第１図および第２図のように構成された直流無
整流子モータの主磁極と識別帯の相対的な位置関係と前
記ホールIC6から得られる位置検出信号の変化のもよう
を示したもので、回転子上に設けられた識別帯５と固定
子上に配置されたホールIC6の相対的な回転角度が第４
図の機械角もしくは電気角で示される如く変化したと
き、それに対応して前記ホールIC6の出力電圧は第４図
Ａのように変化する。

つぎに、第５図は第２図に示された順序回路200の具体
的な構成例を示したもので、それぞれの第１の入力端子
と出力端子が互いにクロスカップリング接続されたNAND
ゲート（正論理の否定論理積ゲート）201,202によって
構成された第１の論理ブロック210と、それぞれの第１
の入力端子と出力端子が互いにクロスカップリング接続
されたNANDゲート203,204ならびに第１の入力端子が前
記NANDゲート202の出力端子に接続され、出力端子には
前記NANDゲート203の第２の入力端子が接続されたNAND
ゲート205による第２の論理ブロック220と、第１の入力
端子が前記NANDゲート204の出力端子に接続され、出力
端子には前記NANDゲート202の第２の入力端子が接続さ
れたNANDゲート206ならびに入力端子が前記NANDゲート2
06の出力端子に接続されたインバータ207による第３の
論理ブロック230によって主要部が構成され、前記NAND
ゲート204の第２の入力端子は前記NANDゲート202の出力
端子に接続されている。

また、前記NANDゲート206の第２の入力端子は、第２図
の信号線路100zに接続される入力端子z1に接続されると
ともに、前記NANDゲート201の第２あるいは第３の入力
端子ならびに前記NANDゲート205の第２の入力端子は、N
ANDゲート208,209およびNANDゲート211,212,213,インバ
ータ214によって構成された入力信号切換回路を介し
て、第２図の信号線路100nに接続される入力端子n1ある
いは信号線路100sに接続される入力端子s1に接続される
ように構成され、その接続状態は正逆転の切り換えのた
めのＤフリップフロップ215の出力レベルに応じて切り
換えられる。

さらに、後述する通電モード判別回路360から第２の出
力信号が供給されるbk1端子には前記NANDゲート202,204
の第３の入力端子が接続されている。

なお、第２図の駆動信号発生回路300に駆動指令信号を
供給するための出力端子s2,n2,z2はそれぞれ前記NANDゲ
ート201,203,インバータ207の出力端子に接続されてい
る。

一方、NANDゲート221とNANDゲート222の一方の入力端子
と出力端子がクロスカップリング接続され、前記NANDゲ
ート221の他方の入力端子と前記NANDゲート222の他方の
入力端子はそれぞれインバータ223,224の出力端子に接
続され、前記インバータ223の入力端子はs1端子に接続
され、前記インバータ224の入力端子はn1端子に接続さ
れ、前記NANDゲート222の出力端子には前記Ｄフリップ
フロップ215のＤ端子が接続されている。

また、NANDゲート225とNANDゲート226の一方の入力端子
と出力端子がクロスカップリング接続され、さらにNAND
ゲート227とNANDゲート228の一方の入力端子と出力端子
がクロスカップリング接続され、前記NANDゲート225の
出力端子にはNANDゲート229の第１の入力端子と前記NAN
Dゲート228の第２の入力端子が接続され、前記NANDゲー
ト225の他方の入力端子と前記NANDゲート229の第２の入
力端子は前記インバータ223の出力端子に接続され、第
２図の増幅器400の出力信号が供給されるf1端子には前
記NANDゲート229の第３の入力端子とインバータ231の入
力端子が接続され、前記NANDゲート229の出力端子には
前記NANDゲート227の他方の入力端子が接続され、前記N
ANDゲート227の出力端子と前記インバータ231の出力端
子にはそれぞれNANDゲート232の入力端子が接続され、
前記NANDゲート232の出力端子には前記NANDゲート226の
他方の入力端子が接続されている。

さらに、前記NANDゲート228の第３の入力端子はbk1端子
に接続され、前記NANDゲート228の出力端子には前記Ｄ
フリップフロップ215のクロック端子が接続され、前記
Ｄフリップフロップ215のセット端子とリセット端子は
それぞれANDゲート233,234の出力端子に接続され、前記
ANDゲー233,234の一方の入力端子はいずれもインバータ
235を介してbk1端子に接続され、前記ANDゲート233の他
方の入力端子とインバータ236の入力端子およびNANDゲ
ート237の入力端子はREV端子に接続され、前記インバー
タ236の出力端子には前記ANDゲート234の他方の入力端
子とNANDゲート238の一方の入力端子が接続され、前記N
ANDゲート237,238の他方の入力端子は、それぞれ前記Ｄ
フリップフロップ215の出力端子と反転出力端子に接続
され、前記NANDゲート237,239の出力端子にはそれぞれN
ANDゲート239の入力端子が接続され、前記NANDゲート23
9の出力端子には回転方向不一致信号を送出するためのe
n1端子が接続されている。

なお、前記Ｄフリップフロップ215の出力端子には回転
方向の判別結果を送出するためのdr1端子が接続されて
いる。

以上のように構成された順序回路の位置検出信号の処理
回路部の動作の概要を第４図に示された位置検出信号の
出力信号波形に基いて説明する。

まず、第４図Ａの信号波形はすでに説明したように第２
図のホールIC6の出力信号を示したものであり、第４図
B,C,Dの信号波形は前記ホールIC6をもとに分配器100に
よって信号線路100n,100s,100zに分配された後の各信号
線路に現われる信号波形である。

なお、以後の論理回路の動作説明においては、すべて正
論理を用い、各信号線路が高電位にあるときに活性状態
にあるものとし、高電位の状態を“1"で表現し、低電位
位の状態を“0"で表現する。

モータの回転が停止しているときや、電源の投入直後に
は後に説明するように、第２図のbk1端子のレベルは
“0"になっており、それによってNANDゲート202,204,22
8の出力レベルは強制的に“1"に移行せしめられる。

また、Ｄフリップフロップ215についても同様で、bk1端
子のレベルが“0"になっている間は前記Ｄフリップフロ
ップ215の出力レベルがREV端子のレベルと同じになるよ
うに初期化される。

したがって、モータが停止しているときや、起動直後に
はn2端子,s2端子,z2端子のレベルは、n1端子,s1端子,z1
端子のレベルと同じになっている。

いま仮に、第２図のホールIC6が第４図の電気角が０゜
の位置に対向しているものとすると、z2端子のレベルが
“1"となり、n2端子,s2端子のレベルは“0"となるが、
この状態はbk1端子のレベルが“1"に移行した後も続
き、モータの回転子が回転を開始して前記ホールIC6が
識別帯５のＮ極着磁された部分に対向するとz1端子のレ
ベルが“0"に移行し、代わってn1端子のレベルが“1"に
移行する。

ただし、ここではREV端子の論理は“0"に保持されてい
てモータの回転子は正方向回転をするものとする。

n1端子のレベルが“1"に移行する以前にNANDゲート202
の出力レベルが“1"になっているので、続いてNANDゲー
ト205の出力レベルが“0"に移行し、NANDゲート203とNA
NDゲート204によるゲート対の出力状態を反転させて、
前記NANDゲート203の出力レベルは“1"になり、前記NAN
Dゲート204の出力レベルは“0"となる。

この変化によってz2端子のレベルは“0"に移行し、n2端
子のレベルが“1"に移行する。

さらに回転子が回転して、前記ホールIC6が第４図の電
気角180゜の位置にさしかかると、第４図Ｄに示すよう
に、z1端子のレベルが再び“1"に移行するが、この時点
では前記NANDゲート204の出力レベルが“0"に移行して
いるので、第３の論理ブロック230に変化は生じず、n2
端子,s2端子,z2端子の出力状態も変化しない。

続いて、s1端子のレベルが“1"になると、それ以前に前
記NANDゲート206の出力レベルが“1"になっているの
で、NANDゲート201とNANDゲート202によるゲート対の出
力状態が反転してs2端子のレベルが“1"に移行し、n2端
子のレベルは“0"に移行する。

結局、第５図に示された順序回路はあらかじめ順序づけ
された通りに入力端子が活性状態になったときにのみ、
入力を出力に反映させる機能を有している。

このようにして第５図のn1端子,s1端子,z1端子に第４図
B,C,Dに示すような位置検出信号が供給されたとき、n2
端子,s2端子,z2端子には第４図E,F,Gに示すような駆動
指令信号が出力される。

第４図からも明らかなように、第５図の順序回路を用い
ることにより、識別帯５に他の情報を入れておくことも
可能となる。

例えば、第４図の識別帯の電気角540゜近辺に他の部分
とは異なるパターンで着磁されているが、モータの回転
子が回転している間はこの特異パターンは順序回路の出
力状態に影響を及ぼさないため、後述するように積極的
に他の目的に利用することができる。

ところで、第５図に示された順序回路の上側の論理回路
は、モータの回転子が正方向に回転している状態と逆方
向に回転している状態とでは、n1端子,s1端子,z1端子が
活性状態に移行する順序が異なることを利用した回転方
向の検出機能を有しているが、この動作の概要を第６図
および第７図に示した信号波形図に基いて説明する。

まず、第６図A,B,C,Dはそれぞれ、モータが正方向に回
転している状態でのf1端子,n1端子,z1端子に供給される
信号波形を示したものであり、第６図ＥはこのときのNA
NDゲート222の出力信号波形であり、第６図F,G,H,I,J,K
はそれぞれNANDゲート225,226,229,227,228,232の出力
信号波形であり、第６図L,Mはそれぞれdr1端子,en1端子
に送出される信号波形である。

第６図において、時刻t₁以前のs1端子のレベルが“1"に
なっている期間は、NANDゲート222とNANDゲート221によ
るRSフリップフロップはリセットされ、NANDゲート225
とNANDゲート226によるRSフリップフロップはセットさ
れ、また、それ以前にNANDゲート227とNANDゲート228に
よるRSフリップフロップはリセットされているので、s1
端子の信号のトレイリングエッジが到来した後に、時刻
t₁において、f1端子に供給されるFG信号のリーディング
エッジが到来したとき、前記NANDゲート229の出力レベ
ルが“0"に移行し、その結果、前記NANDゲート227と前
記NANDゲート228によるRSフリップフロップの出力状態
が反転して、前記NANDゲート227の出力レベルが“1"に
移行する。

時刻t₂において、FG信号のトレイリングエッジが到来す
ると、前記NANDゲート232の出力レベルが“0"に移行す
るので、前記NANDゲート225と前記NANDゲート226による
RSフリップフロップの出力状態が反転して、その結果、
前記NANDゲート227と前記NANDゲート228によるRSフリッ
プフロップの出力状態も反転し、前記NANDゲート232の
出力レベルは再び“1"に戻る。

時刻t₂における前記NANDゲート228の出力レベルの“1"
への移行によってＤフリップフロップ215がトリガさ
れ、トリガ時点の前記NANDゲート222の出力レベルは
“0"になっているから、前記Ｄフリップフロップ215の
出力レベルも“0"になる。

時刻t₃から時刻t₄にかけての動作や、時刻t₅から時刻t₆
にかけての動作も同じであり、モータの回転子が正方向
に回転している限り、前記Ｄフリップフロップ215の出
力レベルは“0"になり、このときにREV端子を介して正
方向回転の指令信号が与えられていたとすると、NANDゲ
ート238の出力レベルが“0"になるので、NANDゲート239
の出力レベルが“1"になる。

一方、モータの回転子が逆方向に回転しているときに
は、第５図の各部の信号波形は第７図のようになり、時
刻t₂において前記Ｄフリップフロップ215がトリガされ
る直前の前記NANDゲート222の出力レベルは常に“1"で
ある。したがって、前記Ｄフリップフロップ215の出力
レベルも常に“1"になり、REV端子には正方向回転の指
令信号が与えられていたとすると、前記NANDゲート229
の出力レベルが“0"になって、指令に対して反対方向の
回転であることを示す出力信号がen1端子に送出され
る。

なお、dr1端子には前記Ｄフリップフロップ215の出力信
号が印加されるので、この端子のレベルは、モータの回
転子が正方向に回転しているときには“0"になり、モー
タの回転子が逆方向に回転しているときには“1"にな
る。

つぎに、第８図は本発明の駆動信号発生回路300の一例
における機能別ブロック構成例を示したもので、Ｅ端子
には比較的広い入力ダイナミックレンジを有する演算増
幅器310の反転入力端子と、モータの加速・減速の判別
のためのコンパレータ320の反転入力端子が接続され、
前記演算増幅器310の非反転入力端子と前記コンバレー
タ320の非反転入力端子はともに基準電圧源330に接続さ
れ、前記演算増幅器310の出力は電流分配回路340に供給
され、前記コンパレータ320の出力は加速方向判別回路3
50に供給されている。

また、f2端子を介して第２図の増幅器400の出力信号で
あるFG信号が、通電モード判別回路360とステップ電流
発生回路370に供給され、Ｊ端子に印加される初期化信
号が前記通電モード判別回路360および前記ステップ電
流発生回路370に供給され、第５図のn2端子に現われる
信号がn3端子を介してモード切換回路380に供給され、
第５図のs2端子に現われる信号がs3端子を介して前記通
電モード判別回路360と前記ステップ電流発生回路370な
らびに前記モード切換回路380に供給され、第５図のz2
端子に現われる信号がz3端子を介して前記モード切換回
路380に供給され、第５図に示された順序回路のdr1端子
から送出される回転方向の判別信号がdr2端子を介して
前記モード切換回路380と合成回路390に供給され、第５
図のen1端子から送出される回転方向不一致信号はen2端
子を介して前記演算増幅器310と前記加速方向判別回路3
50に供給されている。

さらに、前記ステップ電流発生回路370の内部で作りだ
された３相分のステップ信号と通電方向切換信号は、そ
れぞれ前記合成回路390と前記モード切換回路380に供給
され、前記モード切換回路380の３相分の出力信号も前
記合成回路390に供給されている。

なお、前記合成回路390の６種類の出力信号は、それぞ
れＵ_Ｐ端子,V_Ｐ端子,W_Ｐ端子,U_Ｎ端子,V_Ｎ端子,W_Ｎ端子
に接続されている。

さて、第８図の駆動信号発生回路300の具体的な説明に
入る前に、第１図および第２図に示された直流無整流子
モータの固定子巻線への通電状態の切り換え動作につい
て説明する。

第１図と第２図からも明らかなように、本発明の実施例
として説明している直流無整流子モータでは回転子の静
止位置の検出手段としては、３種類の構成要素を有する
円環状の識別帯５と、唯一のホールIC6を備えているだ
けであるから、回転子の静止位置に応じて３通りの識別
しかできない。

ところが、よく知られているように３相全波駆動の形態
をとろうとすれば、回転子の静止位置に応じて６通りの
位置検出情報が必要になる。

第２図に示された直流無整流子モータでは、モータの回
転速度がある程度上昇するまではホールIC6の出力信号
をもとに３相の固定子巻線1,2,3のすべてに電流を供給
するとによって余分に電流を流して起動トルクの低下を
防ぎ、モータの回転速度が上昇して発電巻線７から十分
な信号が得られた後は、前記発電巻線の出力信号と前記
ホールIC6の出力信号をもとに３相全波駆動のための通
電切換信号を駆動信号発生回路300の内部で作りだすよ
うに構成されている。

この駆動形態の切り換えの原理を第９図を用いて説明す
る。

第９図Ａは第１図のモータ構造において永久磁石４の主
磁極が正弦波着磁されている場合の各固定子巻線1,2,3
に電流を流したときに発生するトルク特性を示したもの
で、第１図において固定子巻線１〜3,ホール素子IC6,発
電巻線７を含む固定子側が右に移動する場合の回転トル
クを正方向としている。

第９図Ａにおいて、特性曲線uaは第１図の固定子巻線１
にＵ端子からＸ端子方向に電流を流したときに発生する
トルクを表しており、特性曲線ubは前記固定子巻線１に
Ｘ端子からＵ端子方向に電流を流したときに発生するト
ルクを表している。

また、特性曲線vaは固定子巻線２にＶ端子からＸ端子方
向に電流を流したときに発生するトルクを表しており、
特性曲線vbは前記固定子巻線２にＸ端子からＶ端子方向
に電流を流したときに発生するトルクを表している。

さらに、特性曲線waは固定子巻線３にＷ端子からＸ端子
方向に電流を流したときに発生するトルクを表してお
り、特性曲線wbは前記固定子巻線３にＸ端子からＷ端子
方向に電流を流したときに発生するトルクを表してい
る。

一方、第９図Ｃは星形結線された３相の固定子巻線の任
意の２相に通電したときの正方向の発生トルクを、第９
図Ａに示した個々の固定子巻線における発生トルク比で
示したもので、よく知られているように、３相全波駆動
のモータではこれらの曲線の包絡線が実際の出力トルク
波形となる。

すなわち、第９図Ｃにおいて、特性曲線wvは第１図のＷ
端子からＶ端子方向に電流を流したときに発生するトル
ク、特性曲線uvはＵ端子からＶ端子方向に通電したとき
に発生するトルク、特性曲線uwはＵ端子からＷ端子方向
に通電したときに発生するトルク、特性曲線vwはＶ端子
からＷ端子方向に通電したときに発生するトルク、特性
曲線vuはＶ端子からＵ端子方向に通電したときに発生す
るトルク、特性曲線wuはＷ端子からＵ端子方向に通電し
たときに発生するトルクをそれぞれ表している。

各固定子巻線が発生する最大トルクを１とすれば、３相
全波駆動においては60゜の電気角ごとに各固定子巻線へ
の通電切り換えが行なわれるので、合成した後の最大ト
ルクＴ_ma1，最トルクＴ_mi1，平均トルクＴ_av1は次式に
よって与えられる。なお、ここで各トルクはすべて無単
位化して単なる指数で表している。

Ｔ_ma1＝sin（π/3）＋sin（２・π/3）≒1.73 …（１）Ｔ_mi1＝sin（π/6）＋sin（π/2）≒1.5 ……（２）第７図Ｄはすでに説明したホールIC6の出力信号波形を
示したものであるが、モータの回転子が停止している状
態においては、位置検出情報としては前記ホールIC6の
出力信号しか用いることができない。

３種類の位置検出情報だけを用いてモータを起動させる
には３相半波駆動の形態をとることが考えられるが、そ
の場合には第２図の星形結線された固定子巻線の中点で
あるＸ端子をプラスあるいはマイナス側の給電線路に直
接接続するためのパワースイッチング素子が必要にな
る。

本発明の実施例では以下に述べる方法によってこのよう
な不都合を解消している。

すなわち、前記ホールIC6の出力信号の３段階のレベル
変化に対応させて、前記出力信号が高電位にある区間を
第１の通電区間，低電位にある区間を第２の通電区間，
中間電位にある区間を第３の通電区間とし、前記第１の
通電区間においては第２図のＵ端子からＶ端子およびＷ
端子への通電を行ない、前記第２の通電区間においては
Ｖ端子からＷ端子およびＵ端子への通電を行ない、前記
第３の通電区間においてはＷ端子からＵ端子およびＶ端
子への通電を行なう。

このとき、３相の固定子巻線1,2,3による合成トルク特
性は第９図Ｂのようになり、特性曲線ucが前細第１の区
間における通電による発生トルク、特性曲線vcが前記第
２の区間における通電による発生トルク、特性曲線wcが
前記第３の区間における通電による発生トルクをそれぞ
れ表している。

したがって、理想的なタイミングで通電切り換えが行な
われたときのモータの出力トルクは第９図Ｂの特性曲線
の包絡線に等しくなり、３相の固定子巻線のうち主たる
巻線には他の２相の固定子巻線の電流の和に等しい電流
が流れることを考慮して最大トルクＴ_ma2，最小トルク
Ｔ_mi2，平均トルクＴ_av2を求めるとつぎのようになる。

Ｔ_ma2＝（4/3）・sin（π/2）＋（2/3）・sin（π/6）＋（2/3）・sin（５・π/6）＝2.0 ……（４）Ｔ_mi2＝（4/3）・sin（π/6）＋（2/3）・sin（π/2）＋（2/3）・sin（７・π/6）＝1.0 ……（５）さて、第（３）式と第（６）式を比較すれば明らかなよ
うに、起動時においても３相全波駆動時と同じ平均トル
クを得ることができ、また、パワースイッチング素子を
余分に追加して３相半波駆動させた場合に比べて、起動
電流を節約することもでくぎる。

ちなみに、いずれの駆動方式においても各固定子巻線の
１相あたりの抵抗値は等しいものとすると、３相半波駆
動では起動電流が３相全波駆動の２倍になるが、ここで
説明した駆動方法によれば起動電流はほぼ33パーセント
増加するだけである。

なお、以下の説明においてはこの駆動方法を３相準全波
駆動と呼び、３相全波駆動あるいは３相半波駆動と区別
する。

さて、第８図においては通電モード判別回路360が、n3
端子に現われるホールIC6からの出力信号とf2端子に現
われるFG信号から、相準全波駆動あるいは３相全波駆動
の切り換えのための指令信号を電流分配回路340とモー
ド切換回路380に送出するように構成れており、コンパ
レータ320がＥ端子の電位を判別して加速あるいは減速
の指令信号を加速方向判別回路350に送出し、前記加速
方向判別回路350は、減速指令信号が送出されたとき、
もしくは回転方向不一致信号が送出されたときにモータ
を減速せしめる。

また、前記通電モード判別回路360は第２の出力信号をb
k0端子と、合成回路390に供給しているが、この第２の
出力信号のレベルはＪ端子のレベルが“0"に移行してか
らも、モータが回転を続けている間は“1"となり、モー
タに制動トルクを発生させるために用いられる。

第10図は、演算増幅器310,コンパレータ320,基準電圧源
330,電流分配回路340の具体的な構成例を示した回路結
線図であり、m1端子は第８図の通電モード判別回路360
の出力信号が供給される端子で、後の説明するように３
相準全波駆動のときには“0"になり、３相全波駆動のと
きには“1"となる。

したがって、３相全波用の出力電流が供給されるcf1端
子からはm1端子のレベルが“1"のときにＥ端子の電位に
応じた電流が吸い込まれ、３相準全波用の出力電流が供
給されるsf1端子からはm1端子のレベルが“0"のときに
Ｅ端子の電位に応じた電流が吸い込まれる。

また、d1端子には加速あるいは減速のための指令信号が
出力され、Ｅ端子の電位が基準電圧源330によって与え
られる電位よりも低くなったときにそのレベルは“1"に
なり、反対に高くなったときにはそのレベルが“0"とな
る。

さて、第10図において、演算増幅器310を構成するトラ
ンジスタ301,302,303,304,305,306,307は絶対値アンプ
を形成しており、入力分割抵抗308,309の抵抗比が19に
設定されて高い入力ダイナミックレンジを実現してい
る。

なお、en2端子には第８図の順序回路のen1端子から回転
方向の不一致信号が供給され、そのレベルが“0"になっ
たときにはトランジスタ311がオン状態になって、実質
的に速度誤差電圧を減速方向の最大値にせしめるよう構
成されている。

つぎに、第11図（回路規模が大きいので第11図Ａと第11
図Ｂに分割されている。）は第８図の加速方向判別回路
350,通電モード判別回路360,ステップ電流発生回路370,
モード切換回路380の具体的な構成例を示した回路結線
図であり、一点鎖線で囲まれて図番が付けられたブロッ
クに含まれていない素子はすべてステップ電流発生回路
370を形成している。

まず、このステップ電流発生回路370の動作の概要を第1
2図に示した各部の信号波形図に基づいて説明する。

第12図A,Bは、それぞれs3端子,f2端子に供給される信号
波形を示したものであり、第12図C,D,E,F,Gは、それぞ
れNANDゲート311,312,313,314,315の出力信号波形を示
したものである。

さらに、第12図H,I,J,K,L,Mは、それぞれインバータ31
6,3ビットのダウンカウンタを構成するＴフリップフロ
ップ317,318,319,NANDゲート321,322の出力信号波形を
示したものであり、第12図N,O,Pは、それぞれNANDゲー
ト323,324,325の出力信号波形を示したものであり、第1
2図Q,R,Sは、それぞれステップ電流の出力のためのu0端
子,v0端子,w0端子からの出力電流波形である。

第12図の時刻t₁以前にNANDゲート326,327,328の出力レ
ベルが“1"であって、NANDゲート329の出力レベルが
“0"になっていて、しかもs3端子に印加される位置検出
信号のリーディングエッジがすでに到来しているもと
で、時刻t₁において、f1端子に供給されるFG信号のリー
ディングエッジが到来すると、NANDゲート311の出力レ
ベルが“0"に移行し、その結果、NANDゲート312の出力
レベルが“1"に移行するとともに前記NANDゲート327の
出力レベルが“0"に移行してこの状態が保持される。

時刻t₂において、FG信号のトレイリングエッジが到来す
ると、前記NANDゲート311の出力レベルは“1"に戻る
が、NANDゲート313の出力レベルが“0"に移行するの
で、NANDゲート314の出力レベルが“1"に移行するとと
ともに前記NANDゲート328の出力レベルは“0"に移行す
る。

時刻t₃において、再びFG信号のリーディングエッジが到
来すると、前記NANDゲート311とNANDゲート315の出力レ
ベルがともに“0"に移行し、前記NANDゲート315の出力
レベルの変化によって前記NANDゲート329の出力レベル
が“1"に移行するので、前記NANDゲート326の出力レベ
ルは“0"に移行し、前記NANDゲート311ならびに前記NAN
Dゲート327の出力レベルはいずれも、“1"に移行する。

これによって前記NANDゲート328の出力レベルが“1"と
なり、続いて前記NANDゲート314の出力レベルが“0"に
なるので、前記NANDゲート315の出力レベルが“1"に戻
って一連の動作が終了する。

結局、時刻t₀から時刻t₃にかけてs3端子に供給される位
置検出信号と、f2端子に供給されるFG信号が第12図A,B
に示したように変化したとき、時刻t₂から時刻t₃にかけ
ての間にNANDゲート314の出力レベルが“1"になってＴ
フリップフロップ317がリセットされ、同時に、インバ
ータ331とNANDゲート332を介してＴフリップフロップ31
8,319がセットされ、NANDゲート321とNANDゲート325に
よって構成されたRSフリップフロップの出力状態も反転
して、前記NANDゲート321の出力レベルは“1"に移行す
る。

すなわち、前記NANDゲート314の出力信号は前記Ｔフリ
ップフロップ317,318,319および前記RSフリップフロッ
プによって構成された４ビットのダウンカウンタのプリ
セット信号となり、時刻t₂の時点でこのカウンタの出力
は〔1110〕にプリセットされる。

時刻t₃までのプリセットが解除された後、時刻t₄におい
てFG信号のトレイリングエッジが到来すると、４ビット
のカウンタは再びダウンカウント動作を始めるが、時刻
t₁₄において、カウンタのカウント値が〔1000〕になる
と、NANDゲート333の出力レベルが“0"になり、続い
て、NANDゲート322とNANDゲート334によって構成された
RSフリップフロップの出力状態が反転して前記NANDゲー
ト322の出力レベルが“0"に移行する。

その結果、前記NANDゲート321と前記NANDゲート325によ
るRSフリップフロップの出力状態も反転し、前記NANDゲ
ート321の出力レベルが“0"に移行するとともに、前記N
ANDゲート332を介して前記Ｔフリップフロップ318と前
記Ｔフリップフロップ319がセットされる。

したがって、時刻t₁₄の時点で４ビットのカウンタの出
力は〔0110〕にプリセットされ、時刻t₁₅において、再
びFG信号のリーディングエッジが到来すると、前記NAND
ゲート322の出力レベルが“1"に戻るので前記Ｔフリッ
プフロップ318と前記Ｔフリップフロップ319のセットは
解除されて時刻t₁₆から４ビットのカウンタはダウンカ
ウント動作を再開する。

以後、時刻t₂₆において前記NANDゲート314が再びプリセ
ット信号を発生するまでダウンカウント動作が続くが、
時刻t₂₆において、FG信号のリーディングエッジが到来
すると、時刻t₂の時点と同様の動作が繰り返される。

このようにして、４ビットのカウンタのカウント値は位
置検出信号の１周期の間に10進表示で1,14,13,12,11,1
0,9,6,5,4,3,2,の順で減少していくが、このカウンタの
クロック信号となるFG信号をカウンタのLSB出力と見な
すならば、カウンタのビット数は５となり、そのカウン
ト値は位置検出信号の１周期の間に10進表示で、3,2,2
9,28,27,26,25,24,23,22,21,20,19,18,13,12,11,10,9,
8,7,6,5,4の順で減少していく。

さて、インバータ316の出力信号は信号線路370hに供給
されるとともに、インバータ335を介して信号線路370t
に供給され、Ｔフリップフロップ317の出力信号は信号
線路370iに供給されるとともに、インバータ336を介し
て信号線路370uに供給され、Ｔフリップフロップ318,31
9の出力信号はインバータ337,NANDゲート338,339,ANDゲ
ート341,インバータ342,343によって構成されたデコー
ダに供給され、前記ANDゲート341の出力信号は信号線路
370xに供給され、前記インバータ342の出力信号は信号
線路370yに供給され、前記インバータ343の出力信号は
信号線路370hz供給されている。

すなわち、前記信号線路370h,370iには第12図H,Iに示さ
れる信号波形と同じ信号波形が現われ、前記信号線路37
0t,370uには第12図H,Iに示される信号波形を反転した信
号波形が現われるように構成され、前記信号線路370yの
レベルは、第12図Ｊに示される信号波形のレベルが“1"
であって、第12図Ｋに示される信号波形のレベルが“0"
であるときに“1"になり、前記信号線路370zのレベル
は、第12図Ｊに示される信号波形のレベルが“0"であっ
て、第12図Ｋに示される信号波形のレベルが“1"である
ときに“1"になり、それ以外のときには、前記信号線路
370xのレベルが“1"になる。

なお、Ｊ端子に一方の入力端子が接続されたNANDゲート
344およびNANDゲート345と、前記NANDゲート345ととも
にRSフリップフロップを構成するNANDゲート346、さら
にはその出力信号が前記NANDゲート346の第２の入力端
子に供給されるNANDゲート347は、第５図のNANDゲート2
16,217,218,219によって構成された初期化回路と同様
に、通電モード判別回路360とステップ電流発生回路370
を初期化する。

一方、トランジスタ371,372,373,374,375,376,377,378,
抵抗379,381,382,383,384,385,386によってcf2端子を受
電端子とするカレントミラー回路が構成され、前記トラ
ンジスタ373,374,375,376,377,378のそれぞれのスプリ
ットコレクタから、前記cf2端子から流出する電流の0.2
5倍,0.50倍,0.70倍,0.85倍,0.95倍,1.00倍の電流が負荷
側に供給されるように、各トランジスタのエミッタ面積
比と、前記抵抗379に対する前記抵抗381,382,383,384,3
85,386,の抵抗値が設定されている。

また、マルチエミッタを有するトランジスタ401〜430の
各エミッタは前記信号線路370h,370i,370t,370u,370x,3
70y,370zに接続されているが、それぞれのトランジスタ
において複数のエミッタのレベルがすべで“1"になった
ときに、前記トランジスタ401,402,403,428,429,430に
おいてはベース電流が流れなくなり、前記トランジスタ
404〜427においてはベースからコレクタ方向に電流が流
れる。

したがって、u0端子,v0端子,w0端子には第12図Q,R,Sに
示すような電流波形が供給されることになる。

例えば、第12図の時刻t₀から時刻t₁にかけての期間は、
前記信号線路370h,370i,370xのレベルが“1"になってい
るので、前記トランジスタ404,408,429のそれぞれのエ
ミッタのレベルがすべて“1"になり、その結果、ダイオ
ード接続されたトランジスタ431,432,433がいずれもオ
ン状態になり、u0端子からはcf2端子から流出する入力
電流の0.5倍の電流が供給され、v0端子からは入力電流
に等しい電流が供給され、w0端子からは入力電流の0.5
倍の電流が供給される。

また、時刻t₁から時刻t₂にかけての期間は、前記信号線
路370t,370i,370xのレベルが“1"になっているので、前
記トランジスタ410,424,403のそれぞれのエミッタのレ
ベルがすべて“1"になり、その結果、ダイオード接続さ
れたトランジスタ434,435,436がいずれもオン状態にな
り、u0端子からは入力電流の0.7倍の電流が供給され、v
0端子からは入力電流の0.95倍の電流が供給され、w0端
子からは入力電流の0.25倍の電流が供給される。

時刻t₂から時刻t₃にかけての期間は、前記信号線路370
h,370u,370xのレベルが“1"になっているので、前記ト
ランジスタ416,418のそれぞれのエミッタのレベルがす
べて“1"になり、その結果、ダイオード接続されたトラ
ンジスタ437,438がいずれもオン状態になり、u0端子とv
0端子からはそれぞれ入力電流の0.85倍の電流が供給さ
れるが、w0端子からは電流が供給されない。

このようにして、u0端子からは３相全波駆動時に第１図
の固定子巻線１への通電電流信号が送出され、v0端子か
らは固定子巻線２への通電電流信号が送出され、w0端子
からは固定子巻線３への通電電流信号が送出されるが、
全波駆動を行なうためにはこれらの通電電流信号を180
゜の電気角ごとに、それぞれ２系統の信号線路に分配す
る必要がある。

この分配作業を行なうのは第８図の合成回路390である
が、第11図のNANDゲート321とNANDゲート325によるRSフ
リップフロップと、NANDゲート323とNANDゲート348によ
るRSフリップフロップおよびNANDゲート324とNANDゲー
ト349によるRSフリップフロップは、分配のためのタイ
ミング情報をu1端子,v1端子,w1端子に送出する目的で用
意されている。

ところで、加速方向判別回路350は、第11図に示された
論理構成より明らかなように、第10図のコンパレータ32
0から減速指令信号が送出されたときか、あるいは第５
図の順序回路から回転方向不一致信号が送出されたと
き、もしくは初期化信号入力端子のレベルが“0"になっ
ているときに、出力レベルが“1"になって、u1端子,v1
端子,w1端子に送出される出力信号の位相を反転させ
る。

つぎに、通電モード判別回路360は、NANDゲート361,イ
ンバータ362,Dフリップフロップ363,インバータ364,NAN
Dゲート365によって構成され、モータの回転子の起動時
にはＪ端子に接続されたNANDゲート344によって前記Ｄ
フリップフロップ363が初期化されるので、３相準全波
駆動の指令信号を送出する。

モータの回転速度の上昇に伴ってf2端子にFG信号が供給
されるようになり、Ｔフリップフロップ317,318,319に
よるカウンタがカウント動作を開始し、NANDゲート314
によるカウンタのプリセットが規則正しく行なわれるよ
うになって、第10図の時刻t₀から時刻t₁の中間点におい
て、s3端子に印加される位置検出信号のリーディングエ
ッジが到来したときに信号線路370i,370xのレベルがと
もに“1"になっていたとすると、前記Ｄフリップフロッ
プ367の出力レベルが“0"に移行し、それ以後は３相全
波駆動の指令信号を送出する。

なお、NANDゲート365は前記Ｄフリップフロップ367の出
力レベルが“1"で、Ｊ端子のレベルが“0"のときにのみ
bk0端子のレベルを“0"にするが、これは後述するよう
にモータが回転している間にＪ端子のレベルが“0"に移
行したときに、速やかに回転を停止させる目的で用意さ
れたものである。

また、モード切換回路380は前記通電モード判別回路360
の出力に基いて、ステップ電流発生回路370を構成するN
ANDゲート323,324,325の出力信号と、s3端子,z3端子,n3
端子に供給される順序回路200の出力信号を選択してu1
端子,v1端子,w1端子に送出する第１の機能と、前記順序
回路200から供給される回転方向検出信号に基づいて、
Ｕ相の信号とＷ相の信号を入れ換える第２の機能と、加
速方向判別回路350の出力に基づいて、３相分の出力信
号の位相を反転させる第３の機能を有している。

第１の機能は、すでに説明した３相準全波駆動と３相全
波駆動の切り換え、すなわち固定子巻線への通電モード
の切り換えのために必要な機能であり、第２の機能は、
第５図に示された順序回路において、モータの実際の回
転方向に応じてs1端子からの位置検出信号とn1端子から
の位置検出信号を入れ換えているために、再びモード切
換回路380において元に戻す目的で用意されている。

なお、順序回路における位置検出信号の入れ換えによっ
て、第12図Ａの信号波形のリーディングエッジは、モー
タの回転方向の正逆に拘らず、常に第１図の識別帯５の
Ｎ極に着磁された部分とＳ極に着磁された部分の境界位
置を示すことになり、例えば、着磁のばらつきなどによ
って前記識別帯５の無着磁部分の幅が均一でなくなった
としても、３相全波駆動に移行してからはU,V,Wの各相
には均一な幅を有する通信信号が分配されることにな
り、また、回転方向の切り換えに際しても通電開始のタ
イミングがずれることはない。

モード切換回路380の第３の機能は、モータを減速する
必要が生じたときにu1端子,v1端子,w1端子に送出される
信号波形の位相を反転させることによって後述する合成
回路390によって固定子巻線への通電方向を反転させ、
それによって制動トルクを発生させる目的で用意されて
いる。

このようにして第８図ならびに第10図，第11図に示され
た演算増幅器310,コンパレータ320,基準電圧源330およ
び電流分配回路340,加速方向判別回路350,通電モード判
別回路360,ステップ電流発生回路370は第12図A,Bの信号
波形から第12図N,O,P,Q,R,Sの信号波形を作りだして、
つぎに説明する合成回路390に送出している。

なお、第12図Q,R,Sの信号波形の波高値は第８図のＥ端
子に供給される制御電圧に依存することは、これまでの
説明から明らかであろう。

さて、第13図は第８図の合成回路390と第２図の駆動回
路600の具体的な構成を示した回路結線図である。

まず、駆動回路600は、Ｕ相の上側駆動段610,V相の上側
駆動段620,W相の上側駆動段630ならびにＵ相の下側駆動
段640,V相の下側駆動段650,W相の下側駆動段660によっ
て構成され、各駆動段は第１のプラス側給電線路Ｖ_Ｍか
ら給電されるとともに、３組のカレントミラー回路の組
み合わせからなっている。

また、各駆動段ののパワートランジスタは十分に広いエ
ミッタ面積を有しており、例えば、Ｕ相の下側駆動段64
0のパワートランジスタ641はカレントミラー回路の受電
トランジスタ642の100〜200倍のエミッタ面積を有して
いる。

なお、前記駆動段640において、トランジスタ643,644は
カレントミラー回路のベース電流の供給路を形成してい
るが、前記トランジスタ644のコレクタは前記パワート
ランジスタ641のコレクタに直接に接続されて前記パワ
ートランジスタ641が飽和するのを防止している。

つぎに、合成回路390は第１のプラス側給電線路Ｖ_CCか
ら給電され、それぞれ第11図のu0端子,v0端子,w0端子に
接続されるu2端子,v2端子,w2端子から供給される各相の
駆動指令電流を、それぞれ第11図のu1端子,v1端子,w1
子,w1端子に接続されるu3端子,v3端子,w3端子からのタ
イミング情報に基いて、前記駆動段610〜660に分配する
機能を有しており、これらの回路もまたカレントミラー
回路の組み合わせとスイッチ回路によって構成されてい
る。

また、dr2端子には第５図の順序回路のdr1端子からの出
力信号が供給され、sf2端子には第10図の電流分配回路3
40からの出力信号が供給されるが、いま、モータが正方
向に回転していてdr2端子には“0"レベルが印加されて
いるものとして動作の概要を説明すると、モータの起動
直後の３相準全波駆動の通電モードではu2端子,v2端子,
w2端子からの供給電流は零となり、代わりにsf2端子を
介して、トランジスタ392とともにカレントミラー回路
を構成するトランジスタ391に電流が流れ、前記トラン
ジスタ392の３個のスプリットコレクタからトランジス
タ901,902,903に時間とともに変化しない電流が供給さ
れる。

一方、u3端子,v3端子,w3端子を介してトランジスタ904,
905,906,907,908,909には第４図F,G,Eに示される信号波
形と同じ位置検出信号が供給され、各位置検出信号のレ
ベルの“0"または“1"に応じて前記トランジスタ901,90
2,903に供給される電流が、前記上側駆動段610〜630あ
るいは前記下側駆動段640〜660に分配される。

例えば、u3端子のレベルが“1"であるとすると、前記ト
ランジスタ904,905はオン状態となり、トランジスタ910
がオフ状態になって、前記トランジスタ901に供給され
た電流はトランジスタ911,トランジスタ912,トランジス
タ913,トランジスタ914の順に伝達されてＵ相の上側駆
動段610を構成するトランジスタ615に供給され、パワー
トランジスタ611からＵ端子に電流が供給される。

また、このときv3端子,w3端子のレベルは“0"になって
おり、パワートランジスタ651およびパワートランジス
タ661が導通して固定子巻線１〜３への通電が行なわれ
る。

なお、この場合には前記下側駆動段650,660には固定子
巻線2,3からそれぞれ前記上側駆動段610の出力電流の半
分の電流しか供給されないため、前記下側駆動段650,66
0を構成するカレントミラー回路に飽和が生じるが、モ
ータが起動してFG信号が送出されると３相全波駆動に切
り換えられるので大きな問題はない。

通電モードが３相全波駆動になると、トランジスタ392
のコレクタ電流は零になり、代わってu2端子,v2端子,w2
端子から第12図Q,R,Sに示されるような時間とともに変
化する電流が前記トランジスタ901,902,903に供給され
るようになり、また、u3端子,v3端子,w3端子からは、第
12図N,O,Pに示される位置検出信号が供給されるので、
各相の固定子巻線にはほぼ正弦波状の電流が流れて３相
の全波駆動が行なわれる。

なお、モータが逆方向に回転しているときにはdr2端子
のレベルが“1"になって、前記トランジスタ901に供給
された電流はトランジスタ915,916,917ならびにトラン
ジスタ918あるいはトランジスタ919を介してＷ相の上側
駆動段630あるいはＷ相の下側駆動段660に供給され、前
記トランジスタ903に供給された電流はトランジスタ92
0,912,913ならびにトランジスタ914あるいはトランジス
タ921を介してＵ相の上側駆動段610あるいはＵ相の下側
駆動段640に供給されるように信号伝達経路の切り換え
が行なわれるが、これは先にも説明したように回転方向
の切り換えに伴って順序回路200において位置検出信号
の入れ換えを行なっているためである。

ところで、第13図のbk2端子は第11図に示された通電モ
ード判別回路360の第２の出力信号が供給されるとbk0端
子に接続され、そのレベルはモータの停止時や起動時直
前には“0"になっている。

このとき、トランジスタ922はオフ状態にあり、トラン
ジスタ923,924,925がオン状態になって、下側駆動段64
0,650,660を構成するトランジスタ645,655,665への給電
が阻止されるので、前記下側駆動段640,650,660はいず
れもオフ状態となっている。

しかしながら、第５図の順序回路200の論理構成からも
明らかなように、n2,s2,z2端子のいずれかはそのレベル
が“1"にあるので、上側駆動段610,620,630のどれかが
オン状態となり、第２図の電流制限抵抗８を介してホー
ルIC6に回転子の静止位置を検出するために必要な電流
が供給される。

さて、モータの起動時にはbk2端子のレベルが“1"に移
行するので前記トランジスタ922がオフ状態になるが、
すぐさま、固定子巻線１〜３には停止時の位置検出情報
に基づいて通電が行なわれ、前記ホールIC6には回転位
置に検出に必要な電流が供給され続ける。

つぎに、第14図は第２図の抽出回路500の具体的な構成
例を示した回路結線図であり、n4端子,s4端子はそれぞ
れ第２図の信号線路100n,100sに接続され、それぞれに
は第15図A,Bに示す位置検出信号が供給される。

前記入力端子s4に供給される信号は、NANDゲート501とN
ANDゲート502による第１のRSフリップフロップ,NANDゲ
ート503とNANDゲート504による第２のRSフリップフロッ
プ,NANDゲート505とNANDゲート506による第３のRSフリ
ップフロップのリセット信号として用いられ、前記入力
端子n4に供給される信号は前記第１〜第３のフリップフ
ロップの出力更新信号として用いられている。

したがって、第14図の構成では前記入力端子s4のレベル
が“0"になっている間に、前記n4端子のレベルが３回変
化したときに出力端子Ｂに出力信号が現われる。

第14図C,D,Eはそれぞれ第14図のNANDゲート501,503,505
の出力信号波形を示したもので、このようにして前記出
力端子Ｂからは回転子の一回転に一度の絶対位置の検出
信号が得られる。

さて、第２図に戻ってこれまでに説明した動作の概要を
まとめると次のようになる。

まず、Ｊ端子のレベルが“0"になっていて、回転子が停
止している状態においては、Ｕ端子,V端子,W端子のうち
少なくともひとつは高い電位にあり、固定子巻線１〜３
のいずれかと電流制限抵抗８を介してホールIC6に電流
が供給されて回転子の静止位置の検出が行なわれ、前記
ホールIC6が前記静止位置に応じて高電位，中間電位，
低電位の出力を発生する。

前記ホールIC6の出力レベルに応じて分配器100によって
信号線路100n,100s,100zのいずれかのレベルが“1"にさ
れ、この位置検出情報は順序回路200を経由して駆動信
号発生回路300に供給されるが、Ｊ端子のレベルが“0"
になっている間は前記順序回路200は単なるバッファと
して動作し、駆動回路600から前記固定子巻線１〜３へ
の給電も行なわれない。

Ｊ端子のレベルが“1"に移行すると、前記駆動回路600
は、前記駆動信号発生回路300に供給された位置検出情
報に基づいて、Ｕ端子,V端子,W端子のうちいずれかの端
子から電流を供給し、残りの端子から電流を吸い込ませ
て回転子に回転トルクを発生させる。

なお、このときホールIC6が第９図の回転電気角が60゜
の位置、すなわち識別帯５のＮ極とＳ極の境界部や、回
転電気角が390゜の位置に偶然に停止していたとする
と、いずれの場合にも前記ホールIC6は前記識別帯５の
無着磁部分に対向したときと同じ出力を発生し、その情
報基づいて固定子巻線１〜３に通電されるので、第９図
Ｂの特性曲線からもわかるように、回転子は逆方向の回
転トルクを発生することになる。

しかし、ごくわずかだけ回転子が動くことによって正規
の位置検出情報が得られ、それ以後は順序回路200によ
って位置検出信号の受け付け順序が規制されるため円滑
な回転を持続させることができる。

回転子の回転を開始すると、発電巻線７からのFG信号が
現われるので、駆動信号発生回路300は固定子巻線１〜
３への通電モードを３相全波駆動に切り換え、モータの
トルク特性は第９図Ｃに示した特性曲線の包絡線の如く
なる。

通電モードが３相全波駆動に移行してからも、急激な負
荷変動などによって、FG信号が消滅するまでモータの回
転速度が低下すると、通電モード判別回路360を構成す
るＤフリップフロップ367の出力レベルは“1"に戻るの
で、通電モードは再び３相準全波駆動となる。

これに対して、通電モードが３相全波駆動になっている
状態で、Ｊ端子のレベルが“0"に移行した場合には、前
記Ｄフリップフロップ367の出力レベルが“0"にある限
り、bk0端子のレベルは“1"に保持されて固定子巻線１
〜３への通電は続けられる。

このとき、Ｊ端子のレベルは“0"になっているので、加
速方向判別回路350の出力レベルは“1"となり、モード
切換回路380を構成するEX−ORゲート387,388,389の出力
信号の位相が反転して前記固定子巻線１〜３への通電方
向が逆転し、モータは急速に減速される。

ヒータの回転速度が零近くになって、FG信号が消滅する
と、前記Ｄフリップフロップ367の出力レベルが“1"に
移行するので、bk0端子のレベルも“0"に移行して前記
固定子巻線１〜３への通電は停止する。

また、正逆転の切り換え動作時などにおいて、モータが
逆方向に回転を続けているときに、REV端子から正方向
の指令信号が供給されたとすると、指令された回転方向
と実際の回転方向が一致しないので、第５図のen1端子
を介して第10図あるいは第11図のen2端子には“0"レベ
ルが供給される。

第10図のen2端子のレベルが“0"になると、それまでは
オフ状態であったトランジスタ311がオン状態となっ
て、Ｅ端子の電位が零近くまで下降したのと同じことに
なり、演算増幅器310は最大出力電流を電流分配回路340
に供給する。

一方、第12図のen2端子のレベルが“0"になると、加速
方向判別回路350の出力レベルが“1"に移行するので、
固定子巻線１〜３への通電方向は逆転し、モータは急速
に減速する。

モータの回転速度が零を通り越えて、正方向の回転を開
始しだすと第５図のＤフリップフロップ215の出力レベ
ルは“0"になり、dr1端子のレベルが“0"に移行すると
ともにen1端子のレベルは“1"に移行し、以後は停止状
態からの起動時と同じようにモータは加速される。

さて、第１図および第８図に示された本発明の直流無整
流子モータでは、第12図Q,R,Sの信号波形からも明らか
なように、ステップ電流発生回路370によって任意の駆
動電流波形を作りだして駆動回路600に供給し、前記駆
動回路60は前記ステップ電流発生器370の出力電流に比
例した電流を固定子巻線１〜３に供給するので、モータ
の回転時の振動や騒音を容易に低減させることができ
る。

すなわち、第11図のステップ電流発生回路370を構成す
るカレントミラー回路の電流分配比率を決定する抵抗38
1,382,383,384,385,386の抵抗値を、駆動電流波形の形
状を振動や騒音の最も小さくなる状態に選定しておけば
良い。

第16図は振動や騒音の発生メカニズムを説明するために
用意したモータのトルク発生部分の断面図であり、第16
図A,Bにおいて、11は永久磁石４が固着された回転子ヨ
ークであり、12はその上に固定子巻線1a,1bが配置され
た固定子ヨークであり、矢印の付された曲線はすべて磁
力線を表している。

第16図Ａに示された回転子と固定子の相対位置において
は、固定子巻線1a,1bと鎖交する磁束の方向が前記永久
磁石４の着磁方向に対して垂直であるので、前記固定子
巻線1a,1bは着磁向方に平行な向きの力を発生して、そ
れがモータの回転トルクとなる。

ところが、第16図Ｂに示された回転子と固定子の相対位
置においては、前記固定子巻線1a,1bと鎖交する磁束の
方向が前記永久磁石４の着磁方向に対して平行となり、
回転トルクは零になるだけでなく、前記永久磁石４の着
磁方向に対して垂直な向きの力を発生する。

第16図Ｂに示された相対位置関係と、固定子巻線1a,1b
の通電方向では、前記固定子巻線1a,1bはいずれも回転
子を持ち上げる反発力を発生し、前記固定子巻線1a,1b
の通電方向が逆になると、回転子を固定子に吸引させる
吸引力が発生し、これらの反発吸引の繰り返しがモータ
の振動の大きな要因となり、振動の発生に伴って、同時
に騒音も発生する。

この、反発力と吸引力の大きさは第16図Ａの相対位置に
おいて極小となり、第16図Ｂの相対位置において極大と
なるが、これらの中間位置においては、その位置に応じ
て徐々に増加あるいは減少していく。

したがって、振動や騒音を小さくするには、回転子の一
回転あたりの反発・吸引の変動を小さくすれば良く、３
相の直流無整流子モータであれば電気角で120゜ずつ異
ならせて配置された３組の固定子巻線を有しているか
ら、各々の固定子巻線による反発力と吸引力の総和が回
転子の回転によっても殆んど変化しないような駆動電流
波形を作りだせば良い。

具体的には、第12図Ｑの信号波形において、時刻t₀から
時刻t₃までのスロープが振動および騒音に大きく寄与
し、時刻t₀から直機的に電流を増加させた場合には、時
刻t₃以前に直流値が最大になるような電流波形に設定す
ると、スロープを急峻にするにしたがって反発力と吸引
力の変動は急激に増大することが計算によって確認とさ
れている。

すなわち、180゜通電の３相全波駆動においてモータの
回転軸方向の力を最小に押さえて振動と騒音を減少させ
るには、通電開始から60゜までの区間と、通電終了まで
の60゜の区間のスロープの管理が重要なファクタにな
る。

一方、モータのトルク変動の基本周数成分を少なくする
には、第９図Ａのトルク特性と第９図Ｃのトルク特性を
比較すれば明らかなように、個々の固定子巻線につい
て、通電開始から30゜までの区間と、通電終了までの30
゜の区間を除く区間における通電波形の形状の管理が重
要なファクタになる。

なお、第12図Q,R,Sの信号波形は、動作の説明の都合
上、振動および騒音に対しては考慮された形状になって
いるが、トルク変動に対しては必らずしも最適な形には
なっていない。

発明の効果さて、本発明の直流無整流子モータは以上の説明からも
明らかなように、複数の相（実施例においては３相の前
記固定子巻線１〜３を有する直流無整流子モータを示し
たが、その相数は３相に限定されるものではなく、例え
ば、２相の直流無整流子モータであれば、それに適した
駆動電流波形をステップ電流発生回路で作りだせば良
い。）からなる固定子巻線と、前記固定子巻線と対向す
る複数の磁極（実施例においては８個の磁極。）を有す
る永久磁石４を備えた回転子と、前記回転子の回転位置
を検出して各々が前記固定子巻線の相数によって定まる
等しい電気角の活性区間を有する複数の位置検出信号を
発生する位置検出手段（実施例においては、識別帯5,ホ
ールIC6,分配器100によって構成され、電気角で120゜ご
との活性区間を有する３種類の位置検出信号が信号線路
100n,100s,100zに送出される。）と、前記回転子が回転
したときに前記位置検出信号のそれぞれの活性区間を少
なくとも３分割するだけの周波数を有する回転検出信号
を発生する回転検出手段（実施例においては、永久磁石
4,発電巻線7,増幅器400によって構成された回転検出手
段が、前記位置検出信号の活性区間を８分割する周波数
を有する回転検出信号を発生する。）と、外部から供給
される電圧もしくは電流（実施例では、Ｅ端子には誤差
電圧が供給されるものとして説明したが、演算増幅器31
0として電流増幅器を用いれば、入力が電流であっても
良い。）に依存した駆動指令電流を発生するとともに、
起動時には前記複数の位置検出信号に基づいて前記固定
子巻線の通電相を切り換えるようになし、起動後は前記
複数の位置検出信号のうちの唯一の位置検出信号位置検
出信号（実施例においては、正転時に信号線路100sに現
れる位置検出信号を用い、逆転時には信号線路100nに現
れる位置検出信号を用いている。）の所定のエッジを基
準にして、前記回転検出信号のエッジが到来するごとに
出力電流を前記駆動指令電流に比例したステップで段階
的に切り換える駆動信号発生回路300と、前記駆動信号
発生回路の出力電流に比例した電流を前記固定子巻線に
供給する駆動手段（実施例では駆動回路600。）を備え
たことを特徴とするもので、ディジタル的なメモリ回路
を用いることなしに、前記駆動信号発生回路によって、
固定子巻線への通電電流波形の形状を振動や騒音、さら
にはトルク変動が最も小さくなるように設定することが
でき、大なる効果を奏する。

また、第８図ならびに第11図に示した実施例において
は、外部から供給される電圧もしくは電流に依存したト
ルク指令電流を発生する演算増幅器310と、位置検出信
号の所定のエッジが到来するごとに特定の値から回転検
出信号のエッジのカウントを開始するカウンタ（第11図
のＤフリップフロップ317,318,319,NANDゲート321,325
によって４ビットのカウンタが構成されている。）と、
前記演算増幅器からの出力電流を受電し、あらかじめ定
められた分配比率の電流を出力する複数のトランジスタ
を有するカレントミラー回路（第11図のトランジスタ37
1〜378と抵抗379,381〜386によって構成されている。）
と、前記カウンタのカウント値に基いて、複数の出力線
路（実施例では第11図のu0端子,v0端子,w0端子に接続さ
れる信号線路が該当する。）に前記トランジスタの出力
を選択的に送出させるスイッチ回路（第11図において、
前記カレントミラー回路を構成するトランジスタと抵抗
を除く他のトランジスタと抵抗によって構成されてい
る。）と、前記回転検出信号をもとに通電状態の切り換
えタイミングを決定する通電モード判別回路360と、前
記通電モード判別回路が出力を発生するまでは複数の位
置検出信号に基づいた出力電流を送出し、前記通電モー
ド判別回路が出力を発生してからは前記カレントミラー
回路と前記スイッチ回路による出力電流を送出する合成
回路390によって駆動信号発生回路を構成しているの
で、前記カレントミラー回路によって各相の駆動電流の
ばらつきを最小限に押さえることができるとともに、ス
テップ状に変化する電流波形の発生が容易に行なえ、さ
らには、前記通電モード判別回路と前記合成回路の組み
合わせによって、モータの起動時から定常状態の切り換
えが自動的に行なわれるなど、きわめて大なる効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施するために構成されたモータ部分
の概略図、第２図は本発明の一実施例における直流無整
流子モータのブロック構成図、第３図はホールICの内部
回路結線図、第４図は位置検出信号の処理動作を説明す
るための、識別帯の着磁パターンに対応させた信号波形
図、第５図は順序回路の構成例を示した回路結線図、第
６図および第７図は第５図の回路動作を説明するための
信号波形図、第８図は駆動信号発生回路の内部構成を示
したブロック構成図、第９図はモータのトルク特性と通
電切り換えを説明するためのトルク特性図、第10図は演
算増幅器とコンパレータおよび基準電圧源，電流分配回
路のより詳細な構成を示した回路結線図、第11図は加速
方向判別回路，通電モード判別回路，ステップ電流発生
回路，モード切換回路のより詳細な構成を示した回路結
線図、第12図は第11図の各部の信号波形図、第13図は合
成回路と駆動回路の詳細な構成を示した回路結線図、第
14図は抽出回路の構成例を示した回路結線図、第15図は
第14図の要部の信号波形図、第16図はモータのトルク発
生部分の断面図である。 1,2,3……前記固定子巻線、４……永久磁石、５……識
別帯、６……ホールIC、７……発電巻線、300……駆動
信号発生回路、310……演算増幅器、360……通電モード
判別回路、370……ステップ電流発生回路、390……合成
回路、400……増幅器、600……駆動回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の相からなる固定子巻線と、前記固定
子巻線と対向する複数の磁極を有する永久磁石を備えた
回転子と、前記回転子の回転位置を検出して各々が前記
固定子巻線の相数によって定まる等しい電気角の活性区
間を有する複数の位置検出信号を発生する位置検出手段
と、前記回転子が回転したときに前記位置検出信号のそ
れぞれの活性区間を少なくとも３分割するだけの周波数
を有する回転検出信号を発生する回転検出手段と、外部
から供給される電圧もしくは電流に依存した駆動指令電
流を発生するとともに、起動時には前記複数の位置検出
信号に基いて前記固定子巻線の通電相を切り換えるよう
になし、起動後は前記複数の位置検出信号のうちの唯一
の位置検出信号の所定のエッジを基準にして、前記回転
検出信号のエッジが到来するごとに出力電流を前記駆動
指令電流に比例したステップで段階的に切り換える駆動
信号発生回路と、前記駆動信号発生回路の出力電流に比
例した電流を前記固定子巻線に供給する駆動手段を具備
してなる直流無整流子モータ。
【請求項２】外部から供給される電圧もしくは電流に依
存したトルク指令電流を発生する演算増幅器と、位置検
出信号の所定のエッジが到来するごとに特定の値から回
転検出信号のエッジのカウントを開始するカウンタと、
前記演算増幅器からの出力電流を受電し、あらかじめ定
められた分配比率の電流を出力する複数のトランジスタ
を有するカレントミラー回路と、前記カウンタのカウン
ト値に基いて、複数の出力線路に前記トランジスタの出
力を選択的に送出させるスイッチ回路と、前記回転検出
信号をもとに通電状態の切り換えタイミングを決定する
通電モード判別回路と、前記通電モード判別回路が出力
を発生するまでは複数の位置検出信号に基いた出力電流
を送出し、前記通電モード判別回路が出力を発生してか
らは前記カレントミラー回路と前記スイッチ回路による
出力電流を送出する合成回路によって駆動信号発生回路
を構成してなる特許請求の範囲第１項記載の直流無整流
子モータ。