JPH0716162B2

JPH0716162B2 - デジタルレベル検出回路

Info

Publication number: JPH0716162B2
Application number: JP60283263A
Authority: JP
Inventors: 秀木深澤
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1985-12-17
Filing date: 1985-12-17
Publication date: 1995-02-22
Anticipated expiration: 2010-02-22
Also published as: JPS62142420A; KR870006716A; KR960000841B1

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序で説明する。

Ａ産業上の利用分野Ｂ発明の概要Ｃ従来の技術Ｄ発明が解決しようとする問題点Ｅ問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ作用Ｇ実施例 G₁ 第１の実施例（第１図，第２図） G₂ 第２の実施例（第３図） G₃ 他の実施例Ｈ発明の効果Ａ産業上の利用分野この発明はデジタルレベル検出回路に関する。

Ｂ発明の概要この発明は、デジタルレベル検出回路において、入力信
号のレベルが減少したときのホールドタイムのホールド
係数を非零とすることにより、ホールドタイムの変動を
小さくしたものである。

Ｃ従来の技術８ミリビデオや電子スチルカメラなどのオーディオ信号
系においては、記録時、そのオーディオ信号のレベルを
所定の特性で圧縮して記録し、再生時、再生されたオー
ディオ信号のレベルを、記録時とは相補な特性で伸張し
てもとのオーディオ信号を得るようにしている。

また、８ミリビデオにおいては、オーディオ信号をPCM
信号に変換して記録し、電子スチルカメラにおいては、
記録時、オーディオ信号をアナログ信号からデジタル信
号に変換してから時間軸圧縮を行っている。

そこで、オーディオ信号のレベル圧縮回路として第４図
に示すようなものが考えられている。

すなわち、同図において、アナログのオーディオ信号Sa
が、入力端子（１）を通じてオペアンプ（２）に供給さ
れるとともに、このオペアンプ（２）の負帰還路には可
変アッテネータ（乗算回路）（３）が接続される。した
がって、アッテネータ（３）の減衰量を制御することに
より、アンプ（２）からはレベル圧縮されたオーディオ
信号Scが取り出される。

そして、この信号ScがA/Dコンバータ（４）に供給され
て所定のビット数のデジタル信号Sdに変換され、この信
号Sdが出力端子（５）に取り出される。また、このと
き、信号Sdがデジタルレベル検出回路（６）に供給され
て信号Sdが示すレベル（信号Sdをアナログ信号に変換し
たときのそのアナログ信号のレベル）の検出信号Ｖ
（ｔ）がデジタル信号の状態で取り出され、この信号Ｖ
（ｔ）がアッテネータ（３）に制御信号として供給され
る。

したがって、端子（５）の信号Sdは、オーディオ信号Sa
が、レベル圧縮され、かつ、A/D変換されたデジタル信
号である。

この場合、信号Sdに対するアタック応答特性，ホールド
応答特性およびリカバリ応答特性は、第５図に示すとお
りである。ただし、同図は、これらの応答特性をアナロ
グ信号に変換して示す。

そして、同図Ａはアタック応答特性を示し、信号Sdのレ
ベルが時点ｔ＝０に値ａから値ｂまでステップ的に上昇
したとき、信号（電圧）Ｖ（ｔ）のアタック応答特性
は、Ｖ（ｔ）＝((b^N−a^N)(１−exp(−l/T))＋a^N)^1/N ・・・（ｉ） N,Tは定数で示される。また、同図Ｂはホールド応答特性およびリ
カバリ応答特性を示し、信号Sdのレベルが時点ｔ＝０に
値ａから値ｂまでステップ的に下降したとき、信号Ｖ
（ｔ）のホールド応答特性は、ｔ≦t_Hの期間についてＶ（ｔ）＝ａ・・・（ii）で示され、リカバリ応答特性は、ｔ≧t_Hについて、Ｖ（ｔ）＝（ｂ−ａ）exp（−（ｔ−l_H）/T_R）＋ａ・・・（iii） t_H,T_Rは定数で示される。

なお、このようなホールド応答特性およびリカバリ応答
特性を持たせるのは、信号Saの周波数が低いとき、信号
Ｖ（ｔ）のリップル成分が増大して信号Stが変調され、
この結果、低域の歪みが増大することを防止するためで
ある。

具体的には、上記アタック応答は、聴感上、音の立ち上
がり（小音量→大音量）において、ある程度以下の短い
時間のピークつぶれは気づきにくい性質があるため、こ
のレベル検出回路においては、レベル検出出力を保持す
るために（第６図のラッチ回路（18）でレベル保持して
いる）、コンデンサを用いる関係上、この立ち上がり特
性を０にはできない。従って、上記アタック特性は、第
５図Ａに示すように、ステップ状の入力に対して一次遅
れ形の応答に準じた応答特性をもたれるようにしてい
る。このアタック応答期間は、例えば、８ミリビデオで
は、オーディオNRの規格として3msecが定められてい
る。

また、聴感上、音の立ち下がり（大音量→小音量）にお
いては、大音量時の余韻が重要であり、この時点であま
り速くレベル検出出力を下げて圧伸量を変化させると、
背景ノイズが頻繁に変化し、いわゆる息づき現象を起こ
すことにより、耳障りなブリージングノイズを発生する
ことになる。これを防ぐためにホールド応答では、音の
立ち下がりにおいて、一定期間、レベル検出出力を保持
するようにしたものである。但し、回路上は、ラッチ回
路（18）内のコンデンサで値を保持しつつも僅かに放電
はしているため、保持しているレベル検出出力が2dB低
下するまでの期間をホールド応答期間としている。例え
ば、８ミリビデオでは、オーディオNRの規格として15ms
ecが定められている。

また、上記ホールド応答期間が経過した後、ブリージン
グノイズが目立たないように圧伸量を変化させるため
に、リカバリ応答では、第５図Ｂに示すように、ステッ
プ状の立ち下がり信号に対して一次遅れ形の応答にする
ことにより、圧伸量の変化をゆっくりと行なうようにし
ている。このリカバリ応答において、回路上では、コン
デンサの放電量がホールド応答期間より増えることか
ら、新たなレベル検出出力に接近していくことになる。
このリカバリ応答期間は、例えば、８ミリビデオでは、
オーディオNRの規格として40msecが定められている。

そして、第５図Ａからも明らかなように、アタック応答
特性においては、任意の時点ｔ＝ｉの電圧Vi（＝Ｖ
（ｉ））は、時点ｔ＝ｉよりも１つ前のサンプリング時
点ｔ＝ｉ−１の電圧Vi_-1（＝Ｖ（ｉ−１））に、その差
分ΔＶを加算すればよく、この差分ΔＶは、電圧Vi_-1と
信号Sdの絶対値|Sd|との比で決まるアタック応答用の定
数をもとにして求められる。したがって、初期値を値ａ
としてサンプリング期間ごとの差分を順次加算していけ
ば、その時点ｔの電圧Ｖ（ｔ）が求まる。また、ホール
ド応答特性は、（ii）式にも示すように平坦であり、リ
カバリ応答特性は（iii）式にも示すように、コンデン
サの放電カーブ（指数関数特性）に値ａを加えたもので
あり、したがって、時間軸を離散的にして漸化式で示す
と、（iii）式は、Ｖ（ｔ）＝（|Sd|−Ｖ（ｔ−１））ｋ＋ａ・・・（iv）となる。つまり、電圧Ｖ（ｔ）は、値ａを初期値とし、
現時点ｔ＝ｉの電圧|Sd|と１つ前のサンプリング時点ｔ
＝ｉ−１の電圧V_-1との差に一定値ｋを乗算したもの
を、値ａに繰り返し加算すれば、求めることができる。

したがって、以上のような応答特性を有する検出回路
（６）は、第６図のように構成することができる。

すなわち、同図において、デジタル信号Sdが、入力端子
（11）を通じて絶対値の検出回路（12）に供給されて現
時点ｔ＝ｉにおける信号Sdの絶対値|Sd|を示す信号|Sd|
とされ、この信号|Sd|が除算回路（13）に供給されると
ともに、後述するラッチ（18）から現時点ｔ＝ｉよりも
１つ前のサンプリング時点ｔ＝ｉ−１における信号Vi_-1
（＝Ｖ（ｉ−１））が除算回路（13）に供給される。こ
の除算回路（13）は、（Vi_-1−|Sd|）の減算と、信号Vi
_-1のビットシフトとを繰り返すことによりVi_-1/|Sd|の
除算を実現するものである。そして、その１回の除算に
おいて第１回目の（Vi_-1−|Sd|）の減算を行ったとき、
第５図から明らかなように、アタック応答時・・・Vi_-1−|Sd|＜０リカバリ応答時・・・Vi_-1−|Sd|≧０（ホールド応答時）となるので、その第１回目の減算後の（Vi_-1−|Sd|）の
MSB（符号ビット）は、アタック応答時・・・“1" リカバリ応答時・・・“0" （ホールド応答時）となる。そこで、このMSBがラッチ（31）を通じてスイ
ッチ回路（32）に制御信号として供給される。

そして、アタック応答時には、除算回路（13）からの除
算信号Vi_-1/|Sd|がアドレス信号形成回路（14）に供給
されて比率Vi_-1/|Sd|から各時点に対応するアドレス信
号が形成され、このアドレス信号がROM（15）に供給さ
れて各時点における差分ΔＶ（＝Vi−Vi_-1）を百分率化
した値（係数）k₀が取り出され、この値k₀が乗算回路
（16）に供給されるとともに、検出回路（12）から信号
|Sd|が乗算回路（16）に供給されて信号|Sd|に値k₀が乗
算されることにより各時点における差分ΔＶが求められ
る。

そして、アタック応答時は、スイッチング回路（32）は
図の状態に切り換えられているので、乗算回路（16）か
らの差分ΔＶがスイッチ回路（32）を通じて加算回路
（17）に供給されるとともに、ラッチ（18）から信号Vi
_-1が加算回路（17）に供給され、したがって、加算回路
（17）において、信号Vi_-1に差分ΔＶが加算されて現時
点の信号Viが形成される。そして、この信号Viがラッチ
（18）を通じて出力端子（19）に取り出されるので、こ
の信号Viは、第５図Ａに示すアタック応答特性を有す
る。

一方、ホールド応答時およびリカバル応答時には、上述
のように、除算回路（13）から“0"のMSBが出力される
が、このMSBがラッチ（31）を通じてタイマ用のリトガ
ブルカウンタ（２）にカウントのクリアおよびスタート
信号（カウントイネーブル信号）として供給されてカウ
ンタ（21）は時点ｔ＝０からクロック（図示せず）のカ
ウントをカウント値０からはじめる。そして、カウンタ
（21）の出力がROM（22）にアドレス信号として供給さ
れ、カウント値がｔ≦t_Hの期間にはROM（22）から値０
が取り出され、ｔ＞t_Hの期間には一定値ｋが取り出さ
れ、この値０またはｋが乗算回路（23）に供給される。

さらに、検出回路（12）からの信号|Sd|が減算回路（2
4）に供給されるとともに、ラッチ（18）からの信号Vi
_-1が減算回路（24）に供給されて差分ΔＶ（＝|Sd|−Vi
_-1）が取り出され、この差分ΔＶが乗算回路（23）に供
給されて値０またはｋと乗算される。この場合、差分Δ
Ｖは、第５図Ｂにも示すように一定のサンプリング期間
ごとのものであり、リカバリ応答特性は（iii）式にも
示すように単純な指数関数特性に値ａを加えたものであ
るから、差分ΔＶと値０またはｋとの乗算出力は、ホー
ルド応答時（ｔ≦t_H）またはリカバリ応答時（ｔ≧_Ｈ）
における信号Ｖ（ｔ）の減少分（変化分）を示している
ことになる。

そして、このとき、スイッチ回路（32）は図とは逆の状
態に切り換えられているので、乗算回路（23）の乗算出
力がスイッチ回路（32）を通じて加算回路（17）に供給
される。したがって、加算回路（17）からは、第５図Ｂ
に示すホールド応答特性おびリカバリ応答特性を有する
信号Viが得られ、これが端子（19）に取り出される。

こうして、この検出回路によれば、（ｉ）〜（iii）式
に示したアタック応答特性，ホールド応答特性およびリ
カバリ応答特性を有する検出信号Ｖ（ｔ）を得ることが
できる。

（文献：特願昭60−57215号の明細書および図面）Ｄ発明が解決しようとする問題点上述のホールド応答特性は、（ii）式にも示すように、
０≦ｔ≦t_Hの期間に、Ｖ（ｔ）＝ａであり、時点ｔ＝０のレベルが完全にホールドされ、こ
れは理想的なホールド応答特性である。

ところが実際には、信号Sdが時間的に離散しているの
で、信号Ｖ（ｔ）にエラーを生じることがある。

すなわち、第７図は、信号Sd,V（ｔ）をアナログ信号に
変換して示す。そして、信号Sdが、時間的に連続した信
号、例えばサンプリング周波数の数分の１（＜1/2）の
周波数の正弦波であって、途中からその振幅が小さくな
る信号であるとき、その絶対値をとった信号波形が波線
で示すように変化するものとすれば、時間的に離散して
いる実際の信号Sdは、サンプリングごとに得られるの
で、同図に○印で示すように分布する。

そして、ある時点ｔ＝t₁の信号Sdがピーク値をサンプリ
ングしたデータであるとすれば、信号Sdとサンプリング
周波数とは同期関係にないので、この時点t₁における信
号Sdが最後の最大値となり、以後の信号Sdは時点t₁の信
号Sdよりも小さな値となる。

したがって、上述の検出回路（６）においては、信号Ｖ
（ｔ）は×印で示すように変化し、すなわち、時点t₁か
らVi_-1≧|Sd|となるので、除算回路（13）からのMSBは
時点t₁から“0"になる。したがって、時点ｔ＝t₁から信
号Ｖ（ｔ）のホールドが行われ、時点t₁から期間t_H後の
時点t₉になると、リカバリ応答動作に入ってしまう。

そして、この信号Sdがピーク値をサンプリングしたデー
タとなる時点t₁は、信号Sdのサンプリングとの兼ね合い
で変化するので、ホールド応答の期間t_Hの位置も変化す
ることになり、結果として、ホールドタイム（例えば時
点ｔ＝０から信号Ｖ（ｔ）のレベルが2dB低下するまで
の期間）が、最小はほぼ０（時点ｔ＝０と時点t₉とが一
致するとき）から最大は設定値t_H（時点ｔ＝０と時点t₁
とがほぼ一致するとき）まで大きくばらついてしまう。

即ち、十分なホールド応答期間を経ることなくリカバリ
応答動作に入ることになり、最悪の場合、ホールド応答
期間がまったく無く、直接リカバリ応答動作入る場合も
ある。

このように、ホールド応答期間が十分でないと、背景ノ
イズが頻繁に変化して、いわゆる息づき現象を起こすこ
とにより、耳障りなブリージングノイズを発生すること
になり、聴感上問題となるという不都合がある。また、
その後のリカバリ応答による効果も十分に発揮させるこ
とができないという問題も生じる。

また、例えば８ミリビデオでは、レベル圧縮およびその
制御信号Ｖ（ｔ）の形成をアナログ処理で行うことを前
提にしているので、第８図に実線で示すように信号Ｖ
（ｔ）は変化するが、上述の検出回路（６）では信号Ｖ
（ｔ）は破線で示すように変化し、その差（斜線部分）
が聴感上問題となってしまう。

そこで、本発明は、上記問題点に鑑みてなされなもの
で、その目的とするところは、入力されたデジタルデー
タのピークレベルの絶対値が高レベルである状態から上
記絶対値が低レベルに変化した場合のホールド応答期間
を確保することができ、ホールド応答の効果、即ち背景
ノイズによるいわゆる息づき現象の発生を防止して、聴
感上非常に目立つブリージングノイズの発生を防止する
という効果を十分に発揮できるようにし、更に、ホール
ド期間の確保によりその後のリカバリ応答の効果、即
ち、ホールド期間経過後のブリージングノイズの発生を
防止するという効果を十分に発揮できるようにし、もっ
てこれらホールド応答及びリカバリ応答の確保と、アナ
ログ処理の場合との差を小さくすることにより、聴感上
の特性を改善することができるデジタルレベル検出回路
を提供することにある。

Ｅ問題点を解決するための手段本発明は、入力されたデジタルデータが低レベルから高
レベルにステップ的に変化した場合に、レベル検出出力
が一次遅れ形の応答に準じたアタック応答を示し、上記
入力されたデジタルデータが高レベルから低レベルにス
テップ的に変化した場合に、レベル検出出力を一定期間
保持するホールド応答の後、レベル検出出力が一次遅れ
形の応答に準じたリカバリ応答を示すデジタルレベル検
出回路であって、上記入力されたデジタルデータの絶対
値|Sd|を検出する検出回路（12）と、この検出回路（1
2）からの絶対値|Sd|と前回のレベル検出出力Vi_-1との
比を求める除算回路（13）と、アタック応答用の定数k₀
が記憶され、かつ除算回路（13）の出力に応じた定数k₀
を読み出す第１のメモリ（15）を有するアタック応答用
演算回路と、除算回路（13）の出力に基づいてホールド
期間を計数する計数回路（21）とホールド応答用及びリ
カバリ応答用の定数k₁及びk₂がそれぞれ記憶されている
第２のメモリ（22）を有するホールド・リカバリ応答用
演算回路と、除算回路（13）の出力に基づいて、アタッ
ク応答用演算回路とホールド・リカバリ応答用演算回路
とを選択的に切換え活性化させる切換え手段（32）と、
アタック応答用演算回路とホールド・リカバリ応答用演
算回路のうち、切換え回路（32）にて選択された演算回
路からの出力に基づいて今回の応答動作に応じた変化量
を演算する変化量演算回路（16,23）と、この変化量演
算回路（16,23）の出力と前回のレベル検出出力Vi_-1と
を加算して今回のレベル検出出力とする加算回路（17）
とを具備し、上記アタック応答用の定数k₀をアタック応
答時の時間経過につれて変化する値とし、上記ホールド
応答用及びリカバリ応答用の定数k₁及びk₂を０ではない
値とし、上記第２のメモリ（22）を、上記ホールド期間
に相当する期間内においてホールド応答用の定数k₁を出
力し、ホールド期間経過後においてリカバリ応答用の定
数k₂を出力するようにして構成する。

Ｆ作用本発明に係るデジタルレベル検出回路においては、ま
ず、入力されたデジタルデータのピーク値（絶対値|Sd
|）が低レベルから高レベルに変化した場合、切換え手
段（32）によって、アタック応答用演算回路が活性化さ
れ、第１のメモリ（15）から除算回路（13）の出力に応
じた定数k₀が読み出されて、変化量演算回路（16）から
はアタック応答動作に応じた変化量を示す信号が出力さ
れることになる。その結果、加算回路（17）において変
化量演算回路（16,23）の出力と前回のレベル検出出力V
i_-1とが加算されて、該加算回路（17）から今回のレベ
ル検出出力が取り出されることになる。上記入力された
デジタルデータのピーク値（絶対値|Sd|）が低レベルか
ら高レベルにステップ状に変化した場合は、レベル検出
出力は一次遅れ形の応答に準じた応答波形を有すること
になる。

次に、上記入力されたデジタルデータのピーク値（絶対
値|Sd|）が高レベルである期間においては、検出回路
（12）にて検出した実際の絶対値|Sd|が振幅方向にばら
つくことになるが、ピーク値を検出した時点以降、検出
回路（12）にて検出する実際の絶対値|Sd|がピーク値よ
りも低い値である可能性がある。従来の回路において
は、このような場合、ホールド応答期間であると認識し
て上記入力されたデジタルデータのピーク値（絶対値）
が高レベルであるにも拘らず、ホールド応答動作を行っ
てしまうという誤動作を引き起こしていたが、本発明に
おいては、前回のレベル検出出力よりも今回入力された
絶対値|Sd|が低い場合、一旦、切換え手段（32）によっ
て、ホールド・リカバリ応答用演算回路が活性化され
て、ホールド応答動作が行われるが、このホールド応答
動作においては、０ではない値であるホール応答用の定
数k₁に基づいてホールド応答動作に応じた変化量が決定
されて行くため、レベル検出出力はその定数によって徐
々に低下していくことになる。そのため、ピークを検出
した時点以降、検出回路（12）にて検出する実際の絶対
値|Sd|がピークよりも低い値であっても、前回のレベル
検出出力Vi_-1よりも今回の絶対値|Sd|の方が高い値にな
る場合があり、アタック応答動作に入る確率が増加する
ことになる。その結果、従来のように、ピーク値が高レ
ベルであるにも拘らず完全にホールド応答期間に入ると
いう不都合が回避される。

そして、ピーク値が高レベルから低レベルに変化した段
階で初めて完全なホールド応答期間に入り、ピーク値の
立ち下がりに応じたホールド応答期間を確保することが
できることになる。

従って、本発明に係るデジタルレベル検出回路において
は、入力されたデジタルデータのピークレベルの絶対値
が高レベルである状態から上記絶対値が低レベルに変化
した場合の応答（ホールド応答）の期間を確保すること
ができ、このホールド応答の効果、即ち背景ノイズによ
るいわゆる息づき現象の発生を防止して、聴感上非常に
目立つブリージングノイズの発生を防止するという効果
を十分に発揮することができる。

また、ホールド期間の確保によりその後のリカバリ応答
の効果、即ち、ホールド期間経過後のブリージングノイ
ズの発生を防止するという効果を十分に発揮することが
できる。

また、上記のように、ホールド応答の動作期間t_Hにも信
号Ｖ（ｔ）が下降することになるため、アナログ処理の
場合（第８図の実線で示す特性参照）との差が小さくな
る。

このように、本発明においては、上記ホールド応答及び
リカバリ応答の確保と、アナログ処理の場合との差を小
さくすることができるため、聴感上の特性が改善するこ
とになる。

Ｇ実施例 G₁ 第１の実施例第１図において、ROM（22）には、ホールド応答特性の
係数として値k₁が書き込まれ、リカバリ応答特性の係数
として値k₂が書き込まれる。ただし、 k₁＜0,k₂＜０（k₂＝ｋ） |k₁|＜|k₂| とされる。

このような構成によれば、信号Sdが第２図に示すように
変化したとき（第２図は、信号Sdについて第７図と同
じ）、やはり時点t₁にホールド応答動作が開始される
が、このとき、ROM（22）の出力は値k₁（≠０）となる
ので、信号Ｖ（ｔ）が時間的に連続しているとすれば、
同図に細線で示すように、信号Ｖ（ｔ）は値k₁に対応し
てゆるやかに下降していく（×印は、実際の離散した信
号Ｖ（ｔ）を示す）。

そして、時点t₁後の続くサンプリング時点t₂,t₃におい
ては、Vi_-1≧|Sd|（この信号|Sd|は時点t₂,t₃の信号Sd
の絶対値であり、同図に○印で示したものと等価）なの
で、時点t₂,t₃にそれぞれホールド応答動作が行われ
る。

しかし、次のサンプリング時点t₄には、Vi_-1＜|Sd|なの
で、この時点t₄にはアタック応答動作が行われ、信号Ｖ
（ｔ）は上昇する（細線図示）。

そして、以後、この時点t₂,t₃,t₄におけるような動作が
サンプリング時点ごとにそれぞれ行われるので、信号Ｖ
（ｔ）は×印で示すようになる。

そして、時点t₅には、Vi_-1＜|Sd|となり、アタック応答
動作が行われるとともに、以後は、Vi_-1≧|Sd|なので、
この時点t₅からホールド応答動作になり、時点t₅から期
間t_Hにわたってホールド応答特性となり、さらに、以後
はリカバリ応答特性となる。

なお、このホールド応答特性の期間t_Hにも、信号Ｖ
（ｔ）は、値k₁に応答してゆるやかに下降していく。そ
して、第８図に示すようにステップ入力が供給されたと
きのホールド応答特性は、Ｖ（ｔ）＝（ｂ−ａ）exp（−ｔ）/T_H）＋ａ・・・（ｖ）で示され、リカバリ応答特性は、Ｖ（ｔ）＝（ｂ−Ｖ（t_H））exp（−（ｔ−t_H）/T_R）＋Ｖ（t_H）・・・（vi）で示され、これら（ｖ），（vi）式はコンデンサの放電
カープ（指数関数特性）と同じであある。また、（vi）
式において、Ｖ（t_H）＝ａとすれば、この（vi）式は
（iii）式に一致する。

こうして、この発明においては、ホールド応答動作に
も、信号Ｖ（ｔ）のレベルが下降するようにしたので、
第２図からも明らかなように、本来の正しいホールド応
答動作に近いホールド応答動作が行われる。すなわち、
最後のVi_-1＜|Sd|となった時点t₅が、第２図のように、
時点ｔ＝０における直前の反サイクル期間に位置しない
こともあり、したがって、ホールド応答の動作期間t_Hの
位置も前後にずれることもあるが、サンプリング周期は
μ秒のオーダーであるのに対し、ホールド応答の動作期
間t_Hはｍ秒のオーダーなので、ホールド応答の動作期間
t_Hの位置のずれは、十分に小さくなる。特に、|k₁|を大
きくすれば、動作期間t_Hの位置のずれは、より一層小さ
くなる。ちなみに、８ミリビデオの場合には、一例とし
て、 t_H＝5.4m秒サンプリング周期＝15.9μ秒（４倍のオーバーサンプリング） k₁＝−3.66×10^-5 k₂＝−3.66×10^-4 とすればよい。

また、ホールド応答の動作期間t_Hにも信号Ｖ（ｔ）は下
降するので、アナログ処理の場合との差（第８図の斜線
部分）が小さくなり、聴感上の特性が改善される。

G₂ 第２の実施例第３図に示す例においては、アタック応答の動作時、差
分ΔＶに係数k₀を乗算するとともに、順次加算すること
により所定のアタック特性を得るようにした場合であ
る。

G₃ 他の実施例上述において、ホールド応答時における値k₁を時間とと
もに変化させて第８図に示すアナログ処理時の特性に一
致ないし近似させることもできる。また、レベル伸張回
路のレベル検出回路にも適用できる。

Ｈ発明の効果この発明によれば、ホールド応答動作時にも、信号Ｖ
（ｔ）のレベルが下降するようにしたので、第２図から
も明らかように、本来の正しいホールド応答動作に近い
ホールド応答動作が行われる。また、ホールド応答の動
作期間t_Hにも信号Ｖ（ｔ）は下降するので、アナログ処
理の場合との差が小さくなり、聴感上の特性が改善され
る。

【図面の簡単な説明】

第１図，第３図はこの発明の一例の系統図、第２図，第
４図〜第８図はその説明のための図である。（12）は検出回路、（15），（22）はROMである。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力されたデジタルデータが低レベルから
高レベルにステップ的に変化した場合に、レベル検出出
力が一次遅れ形の応答に準じたアタック応答を示し、上
記入力されたデジタルデータが高レベルから低レベルに
ステップ的に変化した場合に、レベル検出出力を一定期
間保持するホールド応答の後、レベル検出出力が一次遅
れ形の応答に準じたリカバリ応答を示すデジタルレベル
検出回路であって、上記入力されたデジタルデータの絶対値を検出する検出
回路と、上記検出回路からの上記絶対値と前回のレベル検出出力
との比を求める除算回路と、アタック応答用の定数が記憶され、かつ上記除算回路の
出力に応じた定数を読み出す第１のメモリを有するアタ
ック応答用演算回路と、上記除算回路の出力に基づいてホールド期間を計数する
計数回路と、ホールド応答用及びリカバリ応答用の定数
がそれぞれ記憶されている第２のメモリを有するホール
ド・リカバリ応答用演算回路と、上記除算回路の出力に基づいて、アタック応答用演算回
路とホールド・リカバリ応答用演算回路とを選択的に切
換え活性化させる切換え手段と、上記アタック応答用演算回路とホールド・リカバリ応答
用演算回路のうち、上記切換え回路にて選択された演算
回路からの出力に基づいて今回の応答動作に応じた変化
量を演算する変化量演算回路と、上記変化量演算回路の出力と前回のレベル検出出力とを
加算して今回のレベル検出出力とする加算回路とを具備
し、上記アタック応答用の定数はアタック応答時の時間経過
につれて変化する値とされ、上記ホールド応答用及びリカバリ応答用の定数は０では
ない値とされ、上記第２のメモリは、上記ホールド期間に相当する期間
内においてホールド応答用の定数を出力し、ホールド期
間経過後においてリカバリ応答用の定数を出力すること
を特徴とするデジタルレベル検出回路。