JPH0715969A - インバータの制御方法 - Google Patents
インバータの制御方法Info
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- JPH0715969A JPH0715969A JP5156921A JP15692193A JPH0715969A JP H0715969 A JPH0715969 A JP H0715969A JP 5156921 A JP5156921 A JP 5156921A JP 15692193 A JP15692193 A JP 15692193A JP H0715969 A JPH0715969 A JP H0715969A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】フィードバック制御によって出力電流の制御が
行われるインバータの制御方法に関し、出力電流値が外
乱などによって乱れた場合でも、それによる影響を軽減
して制御の安定性を向上させることを目的とする。 【構成】出力電流値と電流指令値との差である電流誤差
値Ｅを求め、電流誤差値Ｅに応じたパルス幅Ｐのパルス
信号によってＰＷＭ制御を行うインバータにおいて、第
ｎ回（ｎは自然数）に出力したパルス幅Ｐn 及び第（ｎ
−１）回に出力したパルス幅Ｐ n−1 から第（ｎ＋１）
回に出力する予測パルス幅Ｐpn＋1 を求め、これと第ｎ
回に求められる電流誤差値Ｅn から、Ｐ n＋1 ＝Ｐpn＋
1 ＋（Ｅn−Ｐpn＋1 ）／ｍによって第（ｎ＋１）回に
出力するパルス幅Ｐ n＋1 を決定する。
行われるインバータの制御方法に関し、出力電流値が外
乱などによって乱れた場合でも、それによる影響を軽減
して制御の安定性を向上させることを目的とする。 【構成】出力電流値と電流指令値との差である電流誤差
値Ｅを求め、電流誤差値Ｅに応じたパルス幅Ｐのパルス
信号によってＰＷＭ制御を行うインバータにおいて、第
ｎ回（ｎは自然数）に出力したパルス幅Ｐn 及び第（ｎ
−１）回に出力したパルス幅Ｐ n−1 から第（ｎ＋１）
回に出力する予測パルス幅Ｐpn＋1 を求め、これと第ｎ
回に求められる電流誤差値Ｅn から、Ｐ n＋1 ＝Ｐpn＋
1 ＋（Ｅn−Ｐpn＋1 ）／ｍによって第（ｎ＋１）回に
出力するパルス幅Ｐ n＋1 を決定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、フィードバック制御に
よって出力電流の制御が行われるインバータの制御方法
に関し、例えば太陽電池を商用電力系統と連系接続する
ための電圧形電流制御方式のインバータの制御に利用さ
れる。
よって出力電流の制御が行われるインバータの制御方法
に関し、例えば太陽電池を商用電力系統と連系接続する
ための電圧形電流制御方式のインバータの制御に利用さ
れる。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来のインバータ８０の回路を示
すブロック図である。図８に示すように、インバータ８
０は、複数のスイッチング素子からなるインバータ主回
路８１、インバータ主回路８１のスイッチング制御を行
うＰＷＭ制御部８２、及び出力フィルタ８３などから構
成されている。
すブロック図である。図８に示すように、インバータ８
０は、複数のスイッチング素子からなるインバータ主回
路８１、インバータ主回路８１のスイッチング制御を行
うＰＷＭ制御部８２、及び出力フィルタ８３などから構
成されている。
【０００３】ＰＷＭ制御部８２は、差動増幅器２２０、
乗算器２２１、演算増幅器（エラーアンプ）２２２、Ｐ
ＷＭパルス生成部２２３、及び出力の基準周波数成分を
抽出するためのバンドパスフィルタ２２４などを有した
フィードバック制御系であり、インバータ８０の動作状
態（出力電流、入力電圧など）を適正に維持するべく各
パルス幅を演算し、所定の周波数のＰＷＭパルスをイン
バータ主回路８１の各スイッチング素子のゲート制御信
号として出力する。
乗算器２２１、演算増幅器（エラーアンプ）２２２、Ｐ
ＷＭパルス生成部２２３、及び出力の基準周波数成分を
抽出するためのバンドパスフィルタ２２４などを有した
フィードバック制御系であり、インバータ８０の動作状
態（出力電流、入力電圧など）を適正に維持するべく各
パルス幅を演算し、所定の周波数のＰＷＭパルスをイン
バータ主回路８１の各スイッチング素子のゲート制御信
号として出力する。
【０００４】ＰＷＭ制御部８２では、例えば太陽電池Ｐ
Ｖからの入力電圧Ｖｉと電圧指令値Ｖｒｅｆとの差を示
す入力誤差信号Ｓａが生成され、この入力誤差信号Ｓａ
と出力電圧（すなわち商用交流電圧）の基本周波数成分
に対応した信号Ｓｂとの乗算によって、制御の目標値を
示す電流指令値信号Ｓｉが生成される。
Ｖからの入力電圧Ｖｉと電圧指令値Ｖｒｅｆとの差を示
す入力誤差信号Ｓａが生成され、この入力誤差信号Ｓａ
と出力電圧（すなわち商用交流電圧）の基本周波数成分
に対応した信号Ｓｂとの乗算によって、制御の目標値を
示す電流指令値信号Ｓｉが生成される。
【０００５】そして、電流指令値信号Ｓｉとフィードバ
ックされた出力電流値Ｓｃとの差を示す信号Ｓｄが生成
され、この信号Ｓｄの大きさに応じたパルス幅のパルス
信号からなるＰＷＭパルスが生成され、このＰＷＭパル
スによってインバータ主回路８１のスイッチング素子の
導通制御が行われる。
ックされた出力電流値Ｓｃとの差を示す信号Ｓｄが生成
され、この信号Ｓｄの大きさに応じたパルス幅のパルス
信号からなるＰＷＭパルスが生成され、このＰＷＭパル
スによってインバータ主回路８１のスイッチング素子の
導通制御が行われる。
【０００６】すなわち、ＰＷＭパルス生成部２２３で生
成される各パルス信号のパルス幅は、電流指令値信号Ｓ
ｉから出力電流値Ｓｃを差し引いた電流誤差値Δｉ（＝
Ｓｉ−Ｓｃ）に比例したものとなっている。なお、ＰＷ
Ｍパルスの周波数（キャリア周波数）は例えば２０ＫＨ
ｚ程度に設定される。
成される各パルス信号のパルス幅は、電流指令値信号Ｓ
ｉから出力電流値Ｓｃを差し引いた電流誤差値Δｉ（＝
Ｓｉ−Ｓｃ）に比例したものとなっている。なお、ＰＷ
Ｍパルスの周波数（キャリア周波数）は例えば２０ＫＨ
ｚ程度に設定される。
【０００７】また、上述のＰＷＭ制御部８２をディジタ
ル回路で構成したインバータ８０においても、上述の演
算内容と同様の演算処理が行われる。つまり、入力され
た出力電流値Ｓｃ、出力電圧の基本周波数成分に対応し
た信号Ｓｂ、入力電圧Ｖｉなどに基づいて、キャリア周
波数に対応した周期で所要のパルス幅値Ｐｗｍが次々と
演算によって求められ、出力される。
ル回路で構成したインバータ８０においても、上述の演
算内容と同様の演算処理が行われる。つまり、入力され
た出力電流値Ｓｃ、出力電圧の基本周波数成分に対応し
た信号Ｓｂ、入力電圧Ｖｉなどに基づいて、キャリア周
波数に対応した周期で所要のパルス幅値Ｐｗｍが次々と
演算によって求められ、出力される。
【０００８】つまり、第ｎ回（ｎは自然数）に対応して
入力された出力電流値Ｓｃ及び電流指令値信号Ｓｉか
ら、電流誤差値Ｅn （＝Δｉ＝Ｓｉ−Ｓｃ）が求めら
れ、第（ｎ＋１）回に出力すべきパルス幅値Ｐｗｍとし
て、電流誤差値Ｅn に直接的に比例した値が算出され
る。
入力された出力電流値Ｓｃ及び電流指令値信号Ｓｉか
ら、電流誤差値Ｅn （＝Δｉ＝Ｓｉ−Ｓｃ）が求めら
れ、第（ｎ＋１）回に出力すべきパルス幅値Ｐｗｍとし
て、電流誤差値Ｅn に直接的に比例した値が算出され
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
インバータ８０においては、出力電流値Ｓｃと電流指令
値信号Ｓｉとの差である電流誤差値Ｅn （又はΔｉ）に
比例した値が次回のパルス幅値Ｐｗｍとなっているた
め、フィードバックされる出力電流値Ｓｃがノイズなど
の外乱によって定常状態から大きくかけ離れた値となっ
た場合には、演算される電流誤差値Ｅn が異常な値とな
り、これが次のパルス幅値Ｐｗｍに直接的に影響を与
え、制御が不安定になるという問題があった。
インバータ８０においては、出力電流値Ｓｃと電流指令
値信号Ｓｉとの差である電流誤差値Ｅn （又はΔｉ）に
比例した値が次回のパルス幅値Ｐｗｍとなっているた
め、フィードバックされる出力電流値Ｓｃがノイズなど
の外乱によって定常状態から大きくかけ離れた値となっ
た場合には、演算される電流誤差値Ｅn が異常な値とな
り、これが次のパルス幅値Ｐｗｍに直接的に影響を与
え、制御が不安定になるという問題があった。
【００１０】なお、上述したアナログ式のインバータ８
０において、ノイズの影響を軽減するために、演算増幅
器２２２の利得を与える帰還抵抗と並列にコンデンサを
接続し、これによって高い周波数領域における不要な利
得を低減させることが行われている。しかし、その場合
には、必要とする周波数特性に応じて複数種類のコンデ
ンサを組み合わせる必要があり、組合せの選定が面倒で
あるとともに、コンデンサの容量が規格で決まっている
ため容量の選定の自由度に制限があり、最適の状態に調
整することは極めて困難である。
０において、ノイズの影響を軽減するために、演算増幅
器２２２の利得を与える帰還抵抗と並列にコンデンサを
接続し、これによって高い周波数領域における不要な利
得を低減させることが行われている。しかし、その場合
には、必要とする周波数特性に応じて複数種類のコンデ
ンサを組み合わせる必要があり、組合せの選定が面倒で
あるとともに、コンデンサの容量が規格で決まっている
ため容量の選定の自由度に制限があり、最適の状態に調
整することは極めて困難である。
【００１１】本発明は、このような問題に鑑み、出力電
流値が外乱などによって乱れた場合でも、それによる影
響を軽減して制御の安定性を向上させることのできるイ
ンバータの制御方法を提供することを目的とする。
流値が外乱などによって乱れた場合でも、それによる影
響を軽減して制御の安定性を向上させることのできるイ
ンバータの制御方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る方
法は、上述の課題を解決するため、出力電流値と電流指
令値との差である電流誤差値Ｅを求め、電流誤差値Ｅに
応じたパルス幅Ｐのパルス信号によってＰＷＭ制御を行
うインバータにおいて、第ｎ回に求められる電流誤差値
Ｅn に対して、第ｎ回に出力したパルス幅Ｐn に応じた
補正を行うことによって、第（ｎ＋１）回に出力するパ
ルス幅Ｐ n＋1 を決定するインバータの制御方法であ
る。
法は、上述の課題を解決するため、出力電流値と電流指
令値との差である電流誤差値Ｅを求め、電流誤差値Ｅに
応じたパルス幅Ｐのパルス信号によってＰＷＭ制御を行
うインバータにおいて、第ｎ回に求められる電流誤差値
Ｅn に対して、第ｎ回に出力したパルス幅Ｐn に応じた
補正を行うことによって、第（ｎ＋１）回に出力するパ
ルス幅Ｐ n＋1 を決定するインバータの制御方法であ
る。
【００１３】請求項２の発明に係る方法は、第ｎ回に出
力したパルス幅Ｐn 及び第（ｎ−１）回に出力したパル
ス幅Ｐ n−1 から第（ｎ＋１）回に出力する予測パルス
幅Ｐpn＋1 を求め、これと第ｎ回に求められる電流誤差
値Ｅn から、次の式 Ｐ n＋1 ＝Ｐpn＋1 ＋（Ｅn −Ｐpn＋1 ）／ｍ 但しｍは正の数 によって第（ｎ＋１）回に出力するパルス幅Ｐ n＋1 を
決定するインバータの制御方法である。
力したパルス幅Ｐn 及び第（ｎ−１）回に出力したパル
ス幅Ｐ n−1 から第（ｎ＋１）回に出力する予測パルス
幅Ｐpn＋1 を求め、これと第ｎ回に求められる電流誤差
値Ｅn から、次の式 Ｐ n＋1 ＝Ｐpn＋1 ＋（Ｅn −Ｐpn＋1 ）／ｍ 但しｍは正の数 によって第（ｎ＋１）回に出力するパルス幅Ｐ n＋1 を
決定するインバータの制御方法である。
【００１４】請求項３の発明に係る方法は、第（ｎ＋
１）回に出力する予測パルス幅Ｐpn＋1 を、次の式 Ｐpn＋1 ＝Ｐn ＋（Ｐn −Ｐ n−1 ） によって求めるインバータの制御方法である。
１）回に出力する予測パルス幅Ｐpn＋1 を、次の式 Ｐpn＋1 ＝Ｐn ＋（Ｐn −Ｐ n−1 ） によって求めるインバータの制御方法である。
【００１５】請求項４の発明に係る方法は、第ｎ回に出
力したパルス幅Ｐn 、第（ｎ−１）回に出力したパルス
幅Ｐ n−1 、第（ｎ＋１）回に出力する予測パルス幅Ｐ
pn＋1 、及び第ｎ回に求められる電流誤差値Ｅn から、
次の式 Ｐ n＋1 ＝Ｐn ＋（Ｅn −Ｐn ）／ｍ 但しｍは正の数 によって第（ｎ＋１）回に出力するパルス幅Ｐ n＋1 を
決定するインバータの制御方法である。
力したパルス幅Ｐn 、第（ｎ−１）回に出力したパルス
幅Ｐ n−1 、第（ｎ＋１）回に出力する予測パルス幅Ｐ
pn＋1 、及び第ｎ回に求められる電流誤差値Ｅn から、
次の式 Ｐ n＋1 ＝Ｐn ＋（Ｅn −Ｐn ）／ｍ 但しｍは正の数 によって第（ｎ＋１）回に出力するパルス幅Ｐ n＋1 を
決定するインバータの制御方法である。
【００１６】
【作用】本発明においては、第ｎ回に求められる電流誤
差値Ｅn をそのままパルス幅値に反映させるのではな
く、電流誤差値Ｅn に対して、第ｎ回のパルス幅Ｐn 、
さらには第（ｎ−１）回のパルス幅Ｐ n−1 に応じた補
正を行い、次回のパルス幅Ｐ n＋1 に寄与する電流誤差
値Ｅn の割合を低減する。
差値Ｅn をそのままパルス幅値に反映させるのではな
く、電流誤差値Ｅn に対して、第ｎ回のパルス幅Ｐn 、
さらには第（ｎ−１）回のパルス幅Ｐ n−1 に応じた補
正を行い、次回のパルス幅Ｐ n＋1 に寄与する電流誤差
値Ｅn の割合を低減する。
【００１７】請求項２の発明においては、第ｎ回のパル
ス幅Ｐn と第（ｎ−１）回のパルス幅Ｐ n−1 とから次
回の予測パルス幅Ｐpn＋1 を求め、予測パルス幅Ｐpn＋
1 を基準として電流誤差値Ｅn による修正が加えられ
る。
ス幅Ｐn と第（ｎ−１）回のパルス幅Ｐ n−1 とから次
回の予測パルス幅Ｐpn＋1 を求め、予測パルス幅Ｐpn＋
1 を基準として電流誤差値Ｅn による修正が加えられ
る。
【００１８】請求項４の発明においては、第ｎ回のパル
ス幅Ｐn を基準として電流誤差値Ｅn による修正が加え
られる。
ス幅Ｐn を基準として電流誤差値Ｅn による修正が加え
られる。
【００１９】
【実施例】図１は本発明に係るインバータ２０を用いた
電源システム１の回路を示すブロック図である。
電源システム１の回路を示すブロック図である。
【００２０】電源システム１は、太陽電池１０、及び電
圧形電流制御方式のインバータ２０から構成され、図示
しない保護継電器などを介して商用電力系統５と連系接
続されている。配電線６には各種の負荷Ｚが接続されて
いる。
圧形電流制御方式のインバータ２０から構成され、図示
しない保護継電器などを介して商用電力系統５と連系接
続されている。配電線６には各種の負荷Ｚが接続されて
いる。
【００２１】インバータ２０は、複数のスイッチング素
子などからなるインバータ主回路２１、１チップのマイ
クロコンピュータ２４、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉ
ｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）２５、変圧器ＰＴ１に
よって検出された出力電圧Ｖｏをディジタル値Ｓｂに変
換するＡＤ変換器２６、変流器ＣＴ２によって検出され
た出力電流Ｉｏをディジタル値Ｓｃに変換するＡＤ変換
器２７、カウンタ回路２８、ドライバ回路２９などから
構成されている。
子などからなるインバータ主回路２１、１チップのマイ
クロコンピュータ２４、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉ
ｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）２５、変圧器ＰＴ１に
よって検出された出力電圧Ｖｏをディジタル値Ｓｂに変
換するＡＤ変換器２６、変流器ＣＴ２によって検出され
た出力電流Ｉｏをディジタル値Ｓｃに変換するＡＤ変換
器２７、カウンタ回路２８、ドライバ回路２９などから
構成されている。
【００２２】マイクロコンピュータ２４は、太陽電池１
０からの入力電圧Ｖｉと電圧指令値Ｖｒｅｆとの差を示
す入力誤差信号Ｓａを生成してＤＳＰ２５に送る他、イ
ンバータ２０の全体の制御を行う。
０からの入力電圧Ｖｉと電圧指令値Ｖｒｅｆとの差を示
す入力誤差信号Ｓａを生成してＤＳＰ２５に送る他、イ
ンバータ２０の全体の制御を行う。
【００２３】ＤＳＰ２５は、マイクロコンピュータ２４
から送られた入力誤差信号Ｓａ、及び入力された信号Ｓ
ｂ，Ｓｃに基づいて、所要のパルス幅値Ｐｗｍを高速で
次々と演算して出力する。また、インバータ２０の単独
運転を検出するために、ＡＤ変換器２６を介して入力さ
れる商用交流電圧波形の信号Ｓｂに含まれる１０Ｈｚの
ゆらぎ成分信号Ｓｅを検出し、マイクロコンピュータ２
４に送る。
から送られた入力誤差信号Ｓａ、及び入力された信号Ｓ
ｂ，Ｓｃに基づいて、所要のパルス幅値Ｐｗｍを高速で
次々と演算して出力する。また、インバータ２０の単独
運転を検出するために、ＡＤ変換器２６を介して入力さ
れる商用交流電圧波形の信号Ｓｂに含まれる１０Ｈｚの
ゆらぎ成分信号Ｓｅを検出し、マイクロコンピュータ２
４に送る。
【００２４】次に、マイクロコンピュータ２４及びＤＳ
Ｐ２５の構成及び動作についてさらに詳しく説明する。
図２はマイクロコンピュータ２４で処理される内容の一
部を機能的に示すブロック図、図３はＤＳＰ２５で処理
される内容の一部を機能的に示すブロック図、図４はマ
イクロコンピュータ２４及びＤＳＰ２５によってＰＷＭ
制御のためのパルス幅値Ｐｗｍが決定される処理を示す
フローチャート、図５はパルス幅値Ｐｗｍに基づいてＰ
ＷＭパルスＳｐｗｍが生成される様子を示すタイミング
チャート、図６はＤＳＰ２５のＰＷＭ演算処理部２５４
の演算内容を示す図である。
Ｐ２５の構成及び動作についてさらに詳しく説明する。
図２はマイクロコンピュータ２４で処理される内容の一
部を機能的に示すブロック図、図３はＤＳＰ２５で処理
される内容の一部を機能的に示すブロック図、図４はマ
イクロコンピュータ２４及びＤＳＰ２５によってＰＷＭ
制御のためのパルス幅値Ｐｗｍが決定される処理を示す
フローチャート、図５はパルス幅値Ｐｗｍに基づいてＰ
ＷＭパルスＳｐｗｍが生成される様子を示すタイミング
チャート、図６はＤＳＰ２５のＰＷＭ演算処理部２５４
の演算内容を示す図である。
【００２５】図２において、マイクロコンピュータ２４
には、太陽電池１０からの入力電圧Ｖｉ、及び変流器Ｃ
Ｔ１によって検出されたインバータ主回路２１への入力
電流Ｉｉを、ディジタル値に変換するためのＡＤ変換器
２４１，２４２が設けられている。マイクロコンピュー
タ２４は、ディジタル値に変換された入力電圧Ｖｉ及び
入力電流Ｉｉに基づいて、太陽電池１０の発電電力であ
る入力電力Ｐを演算し、また、入力電力Ｐが最大となる
ように最大電力追尾制御のための演算処理を行って入力
誤差信号Ｓａを出力する。
には、太陽電池１０からの入力電圧Ｖｉ、及び変流器Ｃ
Ｔ１によって検出されたインバータ主回路２１への入力
電流Ｉｉを、ディジタル値に変換するためのＡＤ変換器
２４１，２４２が設けられている。マイクロコンピュー
タ２４は、ディジタル値に変換された入力電圧Ｖｉ及び
入力電流Ｉｉに基づいて、太陽電池１０の発電電力であ
る入力電力Ｐを演算し、また、入力電力Ｐが最大となる
ように最大電力追尾制御のための演算処理を行って入力
誤差信号Ｓａを出力する。
【００２６】なお、最大電力追尾制御処理においては、
入力電圧Ｖｉの変移方向と入力電力Ｐの増減状態とから
パルス幅値Ｐｗｍの増減方向が決定され、これに対応し
て入力誤差信号Ｓａが出力される。最大電力追尾制御が
行われない場合には、例えば入力電圧一定制御が行われ
る。入力電圧一定制御においては、電圧指令値Ｖｒｅｆ
に相当する値が太陽電池１０の最適動作電圧の近辺の値
に固定的に設定され、その電圧指令値Ｖｒｅｆと入力電
圧Ｖｉとの差電圧が入力誤差信号Ｓａとして求められ
る。
入力電圧Ｖｉの変移方向と入力電力Ｐの増減状態とから
パルス幅値Ｐｗｍの増減方向が決定され、これに対応し
て入力誤差信号Ｓａが出力される。最大電力追尾制御が
行われない場合には、例えば入力電圧一定制御が行われ
る。入力電圧一定制御においては、電圧指令値Ｖｒｅｆ
に相当する値が太陽電池１０の最適動作電圧の近辺の値
に固定的に設定され、その電圧指令値Ｖｒｅｆと入力電
圧Ｖｉとの差電圧が入力誤差信号Ｓａとして求められ
る。
【００２７】また、ＤＳＰ２５から入力されるゆらぎ成
分信号Ｓｅの大きさを基準レベルと比較し、基準レベル
を越えたときに遮断器ＣＢをオフにしてインバータ２０
を商用電力系統５から切り離し、これによって商用電力
系統５の停電時にインバータ２０が単独運転となること
を防止している。
分信号Ｓｅの大きさを基準レベルと比較し、基準レベル
を越えたときに遮断器ＣＢをオフにしてインバータ２０
を商用電力系統５から切り離し、これによって商用電力
系統５の停電時にインバータ２０が単独運転となること
を防止している。
【００２８】図３において、ＤＳＰ２５では、バンドパ
スフィルタ処理部２５１によって商用交流電圧波形から
基本周波数成分に対応した信号Ｓｂを取り出し、乗算処
理部２５２によって、この信号Ｓｂと、マイクロコンピ
ュータ２４から送られてきた入力誤差信号Ｓａとを乗算
して電流指令値信号Ｓｉを生成する。エラーアンプ部２
５３によって、電流指令値信号Ｓｉと出力電流値Ｓｃと
の差Δｉに増幅率Ａを乗じた値である電流誤差値Ｅが求
められる。ＰＷＭ演算処理部２５４では、電流誤差値Ｅ
に基づいて、パルス幅値Ｐｗｍを演算し、カウンタ回路
２８へ出力する。
スフィルタ処理部２５１によって商用交流電圧波形から
基本周波数成分に対応した信号Ｓｂを取り出し、乗算処
理部２５２によって、この信号Ｓｂと、マイクロコンピ
ュータ２４から送られてきた入力誤差信号Ｓａとを乗算
して電流指令値信号Ｓｉを生成する。エラーアンプ部２
５３によって、電流指令値信号Ｓｉと出力電流値Ｓｃと
の差Δｉに増幅率Ａを乗じた値である電流誤差値Ｅが求
められる。ＰＷＭ演算処理部２５４では、電流誤差値Ｅ
に基づいて、パルス幅値Ｐｗｍを演算し、カウンタ回路
２８へ出力する。
【００２９】図５を参照して、カウンタ回路２８は、Ｐ
ＷＭパルスの周期Ｔｐ（例えば５０ｍｓ）毎にカウント
値がリセットされるとともに、ＤＳＰ２５から出力され
たパルス幅値Ｐｗｍがプリセット値として設定される。
そして、カウンタ回路２８は、リセットされた直後か
ら、周期Ｔｐよりも充分に短い周期のカウンタクロック
信号Ｃｃｋをカウントし、カウント値がプリセットされ
た値に達するまで「１」を出力する。これによって、カ
ウンタ回路２８からは、パルス幅値Ｐｗｍに応じた所定
の周波数のＰＷＭパルスＳｐｗｍが出力される。
ＷＭパルスの周期Ｔｐ（例えば５０ｍｓ）毎にカウント
値がリセットされるとともに、ＤＳＰ２５から出力され
たパルス幅値Ｐｗｍがプリセット値として設定される。
そして、カウンタ回路２８は、リセットされた直後か
ら、周期Ｔｐよりも充分に短い周期のカウンタクロック
信号Ｃｃｋをカウントし、カウント値がプリセットされ
た値に達するまで「１」を出力する。これによって、カ
ウンタ回路２８からは、パルス幅値Ｐｗｍに応じた所定
の周波数のＰＷＭパルスＳｐｗｍが出力される。
【００３０】ドライバ回路２９は、ＰＷＭパルスＳｐｗ
ｍに基づいて、インバータ主回路２１の各スイッチング
素子のゲート制御信号として必要な複数のパルス信号Ｐ
ｇを生成し、インバータ主回路２１に出力する。
ｍに基づいて、インバータ主回路２１の各スイッチング
素子のゲート制御信号として必要な複数のパルス信号Ｐ
ｇを生成し、インバータ主回路２１に出力する。
【００３１】さて、ここで、本発明に特有の制御処理で
あるＰＷＭ演算処理部２５４の処理について、図６を参
照して詳しく説明する。ＰＷＭ演算処理部２５４では、
今回である第ｎ回に出力したパルス幅Ｐn 、及び前回で
ある第（ｎ−１）回に出力したパルス幅Ｐ n−1 から、
次回である第（ｎ＋１）回に出力する予測パルス幅Ｐpn
＋1 を、次の（１）式に基づいて求める。
あるＰＷＭ演算処理部２５４の処理について、図６を参
照して詳しく説明する。ＰＷＭ演算処理部２５４では、
今回である第ｎ回に出力したパルス幅Ｐn 、及び前回で
ある第（ｎ−１）回に出力したパルス幅Ｐ n−1 から、
次回である第（ｎ＋１）回に出力する予測パルス幅Ｐpn
＋1 を、次の（１）式に基づいて求める。
【００３２】 Ｐpn＋1 ＝Ｐn ＋（Ｐn −Ｐ n−1 ） ……（１） つまり、予測パルス幅Ｐpn＋1 は、今回のパルス幅Ｐn
に、今回のパルス幅Ｐn と前回のパルス幅Ｐ n−1 との
差を加えたものである。換言すれば、前回と今回のパル
ス幅から直線近似によって求められるものである。
に、今回のパルス幅Ｐn と前回のパルス幅Ｐ n−1 との
差を加えたものである。換言すれば、前回と今回のパル
ス幅から直線近似によって求められるものである。
【００３３】この予測パルス幅Ｐpn＋1 と、今回である
第ｎ回に求められた電流誤差値Ｅnから、次の（２）式
に基づいて、次回である第（ｎ＋１）回に実際に出力す
るパルス幅Ｐ n＋1 を決定する。
第ｎ回に求められた電流誤差値Ｅnから、次の（２）式
に基づいて、次回である第（ｎ＋１）回に実際に出力す
るパルス幅Ｐ n＋1 を決定する。
【００３４】 Ｐ n＋1 ＝Ｐpn＋1 ＋（Ｅn −Ｐpn＋1 ）／ｍ ……（２） 但し、ｍは正の数であり、例えば、「２」「４」「８」
などの値が用いられる。
などの値が用いられる。
【００３５】すなわち、次回に出力されるパルス幅Ｐ n
＋1 は、予測パルス幅Ｐpn＋1 に、電流誤差値Ｅn と予
測パルス幅Ｐpn＋1 との差の１／ｍを加算した値とな
る。これを電流誤差値Ｅn の側から見れば、今回に検出
された電流誤差値Ｅn が、１／ｍに減少された上で予測
パルス幅Ｐpn＋1 に加算されることとなり、次回のパル
ス幅Ｐ n＋1 に寄与する電流誤差値Ｅn の割合が低減さ
れたこととなる。特に、ｍ＝２の場合は、電流誤差値Ｅ
n と予測パルス幅Ｐpn＋1 との平均が用いられたことと
なる。
＋1 は、予測パルス幅Ｐpn＋1 に、電流誤差値Ｅn と予
測パルス幅Ｐpn＋1 との差の１／ｍを加算した値とな
る。これを電流誤差値Ｅn の側から見れば、今回に検出
された電流誤差値Ｅn が、１／ｍに減少された上で予測
パルス幅Ｐpn＋1 に加算されることとなり、次回のパル
ス幅Ｐ n＋1 に寄与する電流誤差値Ｅn の割合が低減さ
れたこととなる。特に、ｍ＝２の場合は、電流誤差値Ｅ
n と予測パルス幅Ｐpn＋1 との平均が用いられたことと
なる。
【００３６】したがって、出力電流値Ｓｃがノイズなど
の外乱によって定常状態から大きくかけ離れた値とな
り、これによって電流誤差値Ｅn が異常な値となった場
合であっても、その異常な電流誤差値Ｅn がパルス幅Ｐ
n＋1 に影響を与える度合いが軽減され、これによって
制御が不安定になることが防止され、制御の安定性を向
上させることができる。
の外乱によって定常状態から大きくかけ離れた値とな
り、これによって電流誤差値Ｅn が異常な値となった場
合であっても、その異常な電流誤差値Ｅn がパルス幅Ｐ
n＋1 に影響を与える度合いが軽減され、これによって
制御が不安定になることが防止され、制御の安定性を向
上させることができる。
【００３７】また、前回と今回のパルス幅から次回の予
測パルス幅Ｐpn＋1 を求め、この予測パルス幅Ｐpn＋1
を基準として電流誤差値Ｅn による修正を加えているの
で、安定性がよい。
測パルス幅Ｐpn＋1 を求め、この予測パルス幅Ｐpn＋1
を基準として電流誤差値Ｅn による修正を加えているの
で、安定性がよい。
【００３８】なお、求められたパルス幅Ｐ n＋1 に、必
要に応じて適当な係数Ｂが乗じられ、これによって、カ
ウンタ回路２８から出力されるＰＷＭパルスＳｐｗｍの
実際のパルス幅の調整が行われる。また、前回及び今回
のパルス幅Ｐ n−1 、Ｐn は、次の演算のためにそれぞ
れレジスタに記憶される。電流誤差値Ｅn は、第ｎ回の
パルス幅Ｐn を出力してから第（ｎ＋１）のパルス幅Ｐ
n＋1 を決定するまでの間の適当なタイミングで得られ
ればよい。
要に応じて適当な係数Ｂが乗じられ、これによって、カ
ウンタ回路２８から出力されるＰＷＭパルスＳｐｗｍの
実際のパルス幅の調整が行われる。また、前回及び今回
のパルス幅Ｐ n−1 、Ｐn は、次の演算のためにそれぞ
れレジスタに記憶される。電流誤差値Ｅn は、第ｎ回の
パルス幅Ｐn を出力してから第（ｎ＋１）のパルス幅Ｐ
n＋1 を決定するまでの間の適当なタイミングで得られ
ればよい。
【００３９】ここで、幅値Ｐｗｍが決定される処理を図
４に示すフローチャートに基づいて説明する。まず、入
力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉ、出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉ
ｏが取り込まれる（＃１１）。入力誤差信号Ｓａ、及び
これに続いて電流指令値信号Ｓｉが算出され（＃１２，
１３）、これと出力電流値Ｓｃとに基づいて電流誤差値
Ｅn が算出される（＃１４）。
４に示すフローチャートに基づいて説明する。まず、入
力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉ、出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉ
ｏが取り込まれる（＃１１）。入力誤差信号Ｓａ、及び
これに続いて電流指令値信号Ｓｉが算出され（＃１２，
１３）、これと出力電流値Ｓｃとに基づいて電流誤差値
Ｅn が算出される（＃１４）。
【００４０】前回及び今回のパルス幅Ｐ n−1 、Ｐn が
レジスタから読み出され、これと電流誤差値Ｅn から次
回のパルス幅Ｐ n＋1 が演算される（＃１５）。演算さ
れたパルス幅Ｐ n＋1 が上限値又は下限値を超える場合
には、それぞれ上限値又は下限値の値がパルス幅Ｐ n＋
1 とされる。これに係数Ｂを乗じたパルス幅値Ｐｗｍが
出力される（＃１６、１７）。
レジスタから読み出され、これと電流誤差値Ｅn から次
回のパルス幅Ｐ n＋1 が演算される（＃１５）。演算さ
れたパルス幅Ｐ n＋1 が上限値又は下限値を超える場合
には、それぞれ上限値又は下限値の値がパルス幅Ｐ n＋
1 とされる。これに係数Ｂを乗じたパルス幅値Ｐｗｍが
出力される（＃１６、１７）。
【００４１】次に、ＰＷＭ演算処理部２５４における演
算処理の他の実施例（第２実施例）を、図７を参照して
説明する。すなわち、第２実施例において、ＰＷＭ演算
処理部２５４では、今回である第ｎ回に出力したパルス
幅Ｐn 、及び今回である第ｎ回に求められた電流誤差値
Ｅn から、次の（３）式に基づいて、次回である第（ｎ
＋１）回に実際に出力するパルス幅Ｐ n＋1 を決定す
る。
算処理の他の実施例（第２実施例）を、図７を参照して
説明する。すなわち、第２実施例において、ＰＷＭ演算
処理部２５４では、今回である第ｎ回に出力したパルス
幅Ｐn 、及び今回である第ｎ回に求められた電流誤差値
Ｅn から、次の（３）式に基づいて、次回である第（ｎ
＋１）回に実際に出力するパルス幅Ｐ n＋1 を決定す
る。
【００４２】 Ｐ n＋1 ＝Ｐn ＋（Ｅn −Ｐn ）／ｍ ……（３） 但し、ｍは上述と同様な正の数である。この第２実施例
によると、次回に出力されるパルス幅Ｐ n＋1 は、今回
のパルス幅Ｐn に、電流誤差値Ｅn とパルス幅Ｐn との
差の１／ｍを加算した値となる。これを電流誤差値Ｅn
の側から見れば、今回に検出された電流誤差値Ｅn が、
１／ｍに減少された上でパルス幅Ｐn に加算されること
となり、次回のパルス幅Ｐ n＋1 に寄与する電流誤差値
Ｅn の割合が低減されたこととなる。
によると、次回に出力されるパルス幅Ｐ n＋1 は、今回
のパルス幅Ｐn に、電流誤差値Ｅn とパルス幅Ｐn との
差の１／ｍを加算した値となる。これを電流誤差値Ｅn
の側から見れば、今回に検出された電流誤差値Ｅn が、
１／ｍに減少された上でパルス幅Ｐn に加算されること
となり、次回のパルス幅Ｐ n＋1 に寄与する電流誤差値
Ｅn の割合が低減されたこととなる。
【００４３】したがって、先の実施例（第１実施例）と
同様に、外乱によって電流誤差値Ｅn が異常な値となっ
た場合であっても、電流誤差値Ｅn のパルス幅Ｐ n＋1
に与える影響の度合いが軽減され、制御の安定性を向上
させることができる。また、第１実施例と比較して、演
算に当たって前回のパルス幅Ｐ n−1 を使用しないの
で、その記憶動作及び読み出し動作が不必要となり、処
理が簡単になる。
同様に、外乱によって電流誤差値Ｅn が異常な値となっ
た場合であっても、電流誤差値Ｅn のパルス幅Ｐ n＋1
に与える影響の度合いが軽減され、制御の安定性を向上
させることができる。また、第１実施例と比較して、演
算に当たって前回のパルス幅Ｐ n−1 を使用しないの
で、その記憶動作及び読み出し動作が不必要となり、処
理が簡単になる。
【００４４】また、いずれの実施例においても、ｍの値
を任意に設定することができるので、ノイズの影響を軽
減するための調整の自由度が高く、ｍの値を細かく調整
することによって、制御の安定性を図って容易に最適の
状態に設定することが可能である。なお、ｍを大きくす
ることによって系の応答性が低下するので、ｍを極端に
大きくすることは避けた方がよい。
を任意に設定することができるので、ノイズの影響を軽
減するための調整の自由度が高く、ｍの値を細かく調整
することによって、制御の安定性を図って容易に最適の
状態に設定することが可能である。なお、ｍを大きくす
ることによって系の応答性が低下するので、ｍを極端に
大きくすることは避けた方がよい。
【００４５】上述の実施例においては、パルス幅値Ｐｗ
ｍの演算処理をＤＳＰ２５によって行ったが、マイクロ
コンピュータ２４によって、又は専用のハード回路によ
って行ってもよい。また、マイクロコンピュータ２４に
よる処理をＤＳＰ２５によって行ってもよい。その他、
インバータ２０又は電源システム１の全体又は各部の構
成、処理動作、処理順序、動作のタイミングなどは、本
発明の主旨に沿って種々変更することが可能である。
ｍの演算処理をＤＳＰ２５によって行ったが、マイクロ
コンピュータ２４によって、又は専用のハード回路によ
って行ってもよい。また、マイクロコンピュータ２４に
よる処理をＤＳＰ２５によって行ってもよい。その他、
インバータ２０又は電源システム１の全体又は各部の構
成、処理動作、処理順序、動作のタイミングなどは、本
発明の主旨に沿って種々変更することが可能である。
【００４６】
【発明の効果】本発明によると、出力電流値が外乱など
によって乱れた場合でも、それによる影響を軽減して制
御の安定性を向上させることができる。
によって乱れた場合でも、それによる影響を軽減して制
御の安定性を向上させることができる。
【００４７】請求項２及び請求項３の発明によると、次
回のパルス幅の予測値を基準として電流誤差値Ｅn によ
る修正を行っているので、安定性が一層向上する。請求
項４の発明によると、演算に当たって前回のパルス幅Ｐ
n−1 を使用しないので、その記憶動作及び読み出し動
作が不必要となり、処理が簡単になる。
回のパルス幅の予測値を基準として電流誤差値Ｅn によ
る修正を行っているので、安定性が一層向上する。請求
項４の発明によると、演算に当たって前回のパルス幅Ｐ
n−1 を使用しないので、その記憶動作及び読み出し動
作が不必要となり、処理が簡単になる。
【図１】本発明に係るインバータを用いた電源システム
の回路を示すブロック図である。
の回路を示すブロック図である。
【図２】マイクロコンピュータで処理される内容の一部
を機能的に示すブロック図である。
を機能的に示すブロック図である。
【図３】ＤＳＰで処理される内容の一部を機能的に示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】ＰＷＭ制御のためのパルス幅値Ｐｗｍが決定さ
れる処理を示すフローチャートである。
れる処理を示すフローチャートである。
【図５】パルス幅値Ｐｗｍに基づいてＰＷＭパルスが生
成される様子を示すタイミングチャートである。
成される様子を示すタイミングチャートである。
【図６】ＤＳＰのＰＷＭ演算処理部の演算内容を示す図
である。
である。
【図７】ＤＳＰのＰＷＭ演算処理部の他の実施例の演算
内容を示す図である。
内容を示す図である。
【図８】従来のインバータの回路を示すブロック図であ
る。
る。
２０ インバータ Ｐ パルス幅 Ｅn 電流誤差値
フロントページの続き (72)発明者 甲野藤 正明 大阪府守口市京阪本通２丁目18番地 三洋 電機株式会社内 (72)発明者 平田 俊之 大阪府守口市京阪本通２丁目18番地 三洋 電機株式会社内 (72)発明者 田中 邦穂 大阪府守口市京阪本通２丁目18番地 三洋 電機株式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】出力電流値と電流指令値との差である電流
誤差値Ｅを求め、電流誤差値Ｅに応じたパルス幅Ｐのパ
ルス信号によってＰＷＭ制御を行うインバータにおい
て、 第ｎ回（ｎは自然数）に求められる電流誤差値Ｅn に対
して、第ｎ回に出力したパルス幅Ｐn に応じた補正を行
うことによって、第（ｎ＋１）回に出力するパルス幅Ｐ
n＋1 を決定することを特徴とするインバータの制御方
法。 - 【請求項２】出力電流値と電流指令値との差である電流
誤差値Ｅを求め、電流誤差値Ｅに応じたパルス幅Ｐのパ
ルス信号によってＰＷＭ制御を行うインバータにおい
て、 第ｎ回（ｎは自然数）に出力したパルス幅Ｐn 及び第
（ｎ−１）回に出力したパルス幅Ｐ n−1 から第（ｎ＋
１）回に出力する予測パルス幅Ｐpn＋1 を求め、これと
第ｎ回に求められる電流誤差値Ｅn から、次の式 Ｐ n＋1 ＝Ｐpn＋1 ＋（Ｅn −Ｐpn＋1 ）／ｍ 但しｍは正の数 によって第（ｎ＋１）回に出力するパルス幅Ｐ n＋1 を
決定することを特徴とするインバータの制御方法。 - 【請求項３】請求項２記載の制御方法において、 第（ｎ＋１）回に出力する予測パルス幅Ｐpn＋1 を、次
の式 Ｐpn＋1 ＝Ｐn ＋（Ｐn −Ｐ n−1 ） によって求めることを特徴とするインバータの制御方
法。 - 【請求項４】出力電流値と電流指令値との差である電流
誤差値Ｅを求め、電流誤差値Ｅに応じたパルス幅Ｐのパ
ルス信号によってＰＷＭ制御を行うインバータにおい
て、 第ｎ回（ｎは自然数）に出力したパルス幅Ｐn 、第（ｎ
−１）回に出力したパルス幅Ｐ n−1 、第（ｎ＋１）回
に出力する予測パルス幅Ｐpn＋1 、及び第ｎ回に求めら
れる電流誤差値Ｅn から、次の式 Ｐ n＋1 ＝Ｐn ＋（Ｅn −Ｐn ）／ｍ 但しｍは正の数 によって第（ｎ＋１）回に出力するパルス幅Ｐ n＋1 を
決定することを特徴とするインバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5156921A JPH0715969A (ja) | 1993-06-28 | 1993-06-28 | インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5156921A JPH0715969A (ja) | 1993-06-28 | 1993-06-28 | インバータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715969A true JPH0715969A (ja) | 1995-01-17 |
Family
ID=15638289
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5156921A Pending JPH0715969A (ja) | 1993-06-28 | 1993-06-28 | インバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0715969A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2451463A (en) * | 2007-07-28 | 2009-02-04 | Converteam Ltd | Controlling VSC active rectifier/inverters under unbalanced operating conditions |
| JP2010529826A (ja) * | 2007-06-04 | 2010-08-26 | サステイナブル エナジー テクノロジーズ | ステップ波電力変換装置のための予測方式および誘導インバータトポロジ |
| JP2011010511A (ja) * | 2009-06-29 | 2011-01-13 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| WO2013026583A1 (en) * | 2011-08-22 | 2013-02-28 | Siemens Aktiengesellschaft | Method for controlling a dc-ac converter of a wind turbine |
| JP2017514429A (ja) * | 2015-04-02 | 2017-06-01 | インターナショナル・グリーン・チップ（テンチン）・カンパニー・リミテッド | Ｄｃブラシレスモータ、装置、およびシステムのパルス幅変調を制御するための方法 |
-
1993
- 1993-06-28 JP JP5156921A patent/JPH0715969A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010529826A (ja) * | 2007-06-04 | 2010-08-26 | サステイナブル エナジー テクノロジーズ | ステップ波電力変換装置のための予測方式および誘導インバータトポロジ |
| GB2451463A (en) * | 2007-07-28 | 2009-02-04 | Converteam Ltd | Controlling VSC active rectifier/inverters under unbalanced operating conditions |
| GB2451463B (en) * | 2007-07-28 | 2012-07-25 | Converteam Technology Ltd | Control methods for VSC active rectifier/inverters under unbalanced operating conditions |
| JP2011010511A (ja) * | 2009-06-29 | 2011-01-13 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| WO2013026583A1 (en) * | 2011-08-22 | 2013-02-28 | Siemens Aktiengesellschaft | Method for controlling a dc-ac converter of a wind turbine |
| JP2017514429A (ja) * | 2015-04-02 | 2017-06-01 | インターナショナル・グリーン・チップ（テンチン）・カンパニー・リミテッド | Ｄｃブラシレスモータ、装置、およびシステムのパルス幅変調を制御するための方法 |
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