JPH07135766A - 直流チョッパ装置 - Google Patents
直流チョッパ装置Info
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- JPH07135766A JPH07135766A JP27855593A JP27855593A JPH07135766A JP H07135766 A JPH07135766 A JP H07135766A JP 27855593 A JP27855593 A JP 27855593A JP 27855593 A JP27855593 A JP 27855593A JP H07135766 A JPH07135766 A JP H07135766A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 自己消弧型デバイスを用いた自励式変換回路
スナバーコンデンサに吸収されたエネルギーを直流側に
返還する直流チョッパ装置において、制御無駄時間を小
さくして、直流電圧の跳ね上がりを抑え、直流コンデン
サの容量および耐圧を回生電力に見合った適正なものに
する。 【構成】 直流チョッパ装置の主回路に流入する電流を
予測する固定信号を出力する起動補償手段、上記自己消
弧形デバイスのスイッチング周波数に比例する信号を出
力するスイッチング周波数補償手段、上記直流チョッパ
装置へ流入する電流を検出する電流検出手段からなる回
生入力補償手段を設け、該回生入力補償手段の出力を上
記電圧制御手段もしくは上記電流制御手段の入力に加算
するようにした。
スナバーコンデンサに吸収されたエネルギーを直流側に
返還する直流チョッパ装置において、制御無駄時間を小
さくして、直流電圧の跳ね上がりを抑え、直流コンデン
サの容量および耐圧を回生電力に見合った適正なものに
する。 【構成】 直流チョッパ装置の主回路に流入する電流を
予測する固定信号を出力する起動補償手段、上記自己消
弧形デバイスのスイッチング周波数に比例する信号を出
力するスイッチング周波数補償手段、上記直流チョッパ
装置へ流入する電流を検出する電流検出手段からなる回
生入力補償手段を設け、該回生入力補償手段の出力を上
記電圧制御手段もしくは上記電流制御手段の入力に加算
するようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はある直流電力を入力とし
てもう一つの直流電力へ変換する直流チョッパ装置に関
する。さらに詳しくは、自己消弧型デバイスを用いた自
励式変換回路に内蔵され、その自励式変換回路のスナバ
ーコンデンサに吸収されたエネルギーを直流側に返還す
る直流チョッパ装置に関するものである。
てもう一つの直流電力へ変換する直流チョッパ装置に関
する。さらに詳しくは、自己消弧型デバイスを用いた自
励式変換回路に内蔵され、その自励式変換回路のスナバ
ーコンデンサに吸収されたエネルギーを直流側に返還す
る直流チョッパ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８は、１９８７年３月に社団法人電気
学会発行「半導体電力変換回路」に示された自己消弧型
デバイスを用いた自励式変換回路のスナバーコンデンサ
に吸収されたエネルギーを直流側に返還する従来の直流
チョッパ回路の構成を示すブロック図、図９は図８の定
電流源の構成を説明するための自励式変換回路のブロッ
ク図、図１０は図８に示す直流チョッパ回路の動作を示
すタイミングチャートである。
学会発行「半導体電力変換回路」に示された自己消弧型
デバイスを用いた自励式変換回路のスナバーコンデンサ
に吸収されたエネルギーを直流側に返還する従来の直流
チョッパ回路の構成を示すブロック図、図９は図８の定
電流源の構成を説明するための自励式変換回路のブロッ
ク図、図１０は図８に示す直流チョッパ回路の動作を示
すタイミングチャートである。
【０００３】図において、１１は例えばＧＴＯなどの自
己消弧形半導体スイッチ、１２は半導体スイッチ１１が
オフした時リアクトル電流を還流させる還流ダイオー
ド、１３は電流平滑用の直流リアクトル、１４は説明の
ための入力電源を示す定電流源、１５は半導体スイッチ
１の入力を低インピーダンスにするための直流コンデン
サ、１６は説明のための出力側電力を示すための定電圧
源、１７は直流コンデンサ１５の直流電圧Ｅｃ を検出
するための電圧検出手段、１８は直流電流ＩＬ を検出
するための電流検出手段、１９は半導体スイッチ１１を
制御するための半導体スイッチ駆動回路であり、１１か
ら１９で直流チョッパ装置の主回路１を構成する。２１
は直流コンデンサ１５の設定電圧Ｅc *を出力するための
電圧設定手段、２２は直流電圧Ｅc と設定電圧Ｅc *の偏
差を検出する加算器、２３は加算器２２の出力に基づい
て直流コンデンサ１５の直流電圧を制御するための電圧
制御手段、２４は電流検出手段１８の出力ＩL と電圧制
御手段２３の出力ＩL *を加算する加算器、２５は加算器
２４の出力に基づいて直流リアクトル１３の電流ＩL を
制御するための信号Ｖchp を出力する電流制御手段、２
６は半導体スイッチ１１のオンオフ周期を制御するため
の三角波信号Ｖosc を出力する搬送波発生手段、２７は
信号Ｖchp と信号Ｖosc を加算する加算器、２８は加算
器２７の出力に基づいて信号Ｖchp と信号Ｖosc を比較
する比較器であり、その出力は半導体スイッチ駆動回路
１９を介して半導体スイッチ１１に作用する。２１から
２８で直流チョッパ装置の制御回路２を構成する。
己消弧形半導体スイッチ、１２は半導体スイッチ１１が
オフした時リアクトル電流を還流させる還流ダイオー
ド、１３は電流平滑用の直流リアクトル、１４は説明の
ための入力電源を示す定電流源、１５は半導体スイッチ
１の入力を低インピーダンスにするための直流コンデン
サ、１６は説明のための出力側電力を示すための定電圧
源、１７は直流コンデンサ１５の直流電圧Ｅｃ を検出
するための電圧検出手段、１８は直流電流ＩＬ を検出
するための電流検出手段、１９は半導体スイッチ１１を
制御するための半導体スイッチ駆動回路であり、１１か
ら１９で直流チョッパ装置の主回路１を構成する。２１
は直流コンデンサ１５の設定電圧Ｅc *を出力するための
電圧設定手段、２２は直流電圧Ｅc と設定電圧Ｅc *の偏
差を検出する加算器、２３は加算器２２の出力に基づい
て直流コンデンサ１５の直流電圧を制御するための電圧
制御手段、２４は電流検出手段１８の出力ＩL と電圧制
御手段２３の出力ＩL *を加算する加算器、２５は加算器
２４の出力に基づいて直流リアクトル１３の電流ＩL を
制御するための信号Ｖchp を出力する電流制御手段、２
６は半導体スイッチ１１のオンオフ周期を制御するため
の三角波信号Ｖosc を出力する搬送波発生手段、２７は
信号Ｖchp と信号Ｖosc を加算する加算器、２８は加算
器２７の出力に基づいて信号Ｖchp と信号Ｖosc を比較
する比較器であり、その出力は半導体スイッチ駆動回路
１９を介して半導体スイッチ１１に作用する。２１から
２８で直流チョッパ装置の制御回路２を構成する。
【０００４】次に動作について説明する。図８で半導体
スイッチ１１が導通している期間Ｔonの間、半導体スイ
ッチ１１の出力Ｅout は入力電圧Ｅc と等しくなり、半
導体スイッチ１１が導通しない期間Ｔoff の間は還流ダ
イオード１２が導通して電圧Ｅout は零となる。この電
圧は直流リアクトル１３で平滑されるから、入力電圧Ｅ
c と出力電圧Ｅd の関係は次式のようになる。 Ｅd＝Ｅc×Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff） 式１ あるいは Ｅc＝Ｅd×（Ｔon＋Ｔoff）／Ｔon 式２ ここで α＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff） 式３ を半導体スイッチの導通率αと呼ぶ。
スイッチ１１が導通している期間Ｔonの間、半導体スイ
ッチ１１の出力Ｅout は入力電圧Ｅc と等しくなり、半
導体スイッチ１１が導通しない期間Ｔoff の間は還流ダ
イオード１２が導通して電圧Ｅout は零となる。この電
圧は直流リアクトル１３で平滑されるから、入力電圧Ｅ
c と出力電圧Ｅd の関係は次式のようになる。 Ｅd＝Ｅc×Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff） 式１ あるいは Ｅc＝Ｅd×（Ｔon＋Ｔoff）／Ｔon 式２ ここで α＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff） 式３ を半導体スイッチの導通率αと呼ぶ。
【０００５】例えば出力電圧Ｅd を一定としたとき、定
電流電源１４で充電される直流コンデンサの電圧Ｅc は
導通率αを制御することにより一定の値に制御できる。
直流電圧Ｅc の制御のため、直流電圧Ｅc を設定するた
めの電圧設定手段２１と電圧制御手段２３が設けられ、
電圧検出手段１７の出力として得られる入力電圧Ｅcを
一定になるように制御する。電圧制御手段２３の出力Ｉ
L *は電流制御手段２５に作用して、電流検出手段１８の
出力として得られる直流リアクトル１３の電流ＩL を直
流電圧Ｅc が一定になるように制御する。すなわち、電
流制御手段２５の出力Ｖchp は導通率αに相当する。電
流制御手段２５の出力Ｖchp は、搬送波発生手段２６の
出力と比較器２８で比較され、半導体スイッチ１１のＯ
Ｎ／ＯＦＦ信号となって、駆動回路１９を介して、半導
体スイッチ１１に作用する。以上の説明の中で用いた、
入力電源を示す定電流電源１４について詳細に説明す
る。図９は、上記の文献「半導体電力変換回路」に示さ
れた従来の自己消弧型デバイスを用いた自励式変換回路
の構成を示すブロック図である。なお、この図は３相交
流回路のうちの１相分だけを抽出して示したものであ
る。図において、５１ａ、５１ｂは例えばＧＴＯなどか
らなる自己消弧形の変換回路半導体スイッチ、５２ａ、
５２ｂは変換回路帰還ダイオード、５３ａ、５３ｂは変
換回路リアクトル、５４ａ、５４ｂはスナバーダイオー
ド、５５ａ、５５ｂはスナバーコンデンサ、５６ａ、５
６ｂはダイオード、５７は変換回路直流電源、５８は変
換回路交流出力端子、５９ａ、５９ｂは直流チョッパ装
置１へ接続される回生電力出力端子、６０は自励式変換
回路５の出力電圧を決定する変換回路出力電圧指令手
段、６１は同じく自励式変換回路５のスイッチング周期
を決定する信号を発生する変換回路搬送波発生手段、６
２は加算器、６３は比較手段、６４ａ、６４ｂは信号を
絶縁増幅して半導体スイッチ５６ａ、５６ｂを駆動する
ための変換回路駆動手段であり、５１から６４で自励式
変換回路５を構成するとともに回生電力出力端子５９
ａ、５９ｂは、図８における直流チョッパ装置主回路１
の定電流源１４を構成する。
電流電源１４で充電される直流コンデンサの電圧Ｅc は
導通率αを制御することにより一定の値に制御できる。
直流電圧Ｅc の制御のため、直流電圧Ｅc を設定するた
めの電圧設定手段２１と電圧制御手段２３が設けられ、
電圧検出手段１７の出力として得られる入力電圧Ｅcを
一定になるように制御する。電圧制御手段２３の出力Ｉ
L *は電流制御手段２５に作用して、電流検出手段１８の
出力として得られる直流リアクトル１３の電流ＩL を直
流電圧Ｅc が一定になるように制御する。すなわち、電
流制御手段２５の出力Ｖchp は導通率αに相当する。電
流制御手段２５の出力Ｖchp は、搬送波発生手段２６の
出力と比較器２８で比較され、半導体スイッチ１１のＯ
Ｎ／ＯＦＦ信号となって、駆動回路１９を介して、半導
体スイッチ１１に作用する。以上の説明の中で用いた、
入力電源を示す定電流電源１４について詳細に説明す
る。図９は、上記の文献「半導体電力変換回路」に示さ
れた従来の自己消弧型デバイスを用いた自励式変換回路
の構成を示すブロック図である。なお、この図は３相交
流回路のうちの１相分だけを抽出して示したものであ
る。図において、５１ａ、５１ｂは例えばＧＴＯなどか
らなる自己消弧形の変換回路半導体スイッチ、５２ａ、
５２ｂは変換回路帰還ダイオード、５３ａ、５３ｂは変
換回路リアクトル、５４ａ、５４ｂはスナバーダイオー
ド、５５ａ、５５ｂはスナバーコンデンサ、５６ａ、５
６ｂはダイオード、５７は変換回路直流電源、５８は変
換回路交流出力端子、５９ａ、５９ｂは直流チョッパ装
置１へ接続される回生電力出力端子、６０は自励式変換
回路５の出力電圧を決定する変換回路出力電圧指令手
段、６１は同じく自励式変換回路５のスイッチング周期
を決定する信号を発生する変換回路搬送波発生手段、６
２は加算器、６３は比較手段、６４ａ、６４ｂは信号を
絶縁増幅して半導体スイッチ５６ａ、５６ｂを駆動する
ための変換回路駆動手段であり、５１から６４で自励式
変換回路５を構成するとともに回生電力出力端子５９
ａ、５９ｂは、図８における直流チョッパ装置主回路１
の定電流源１４を構成する。
【０００６】次に動作について説明する。図において変
換回路出力電圧指令手段６０と変換回路搬送波発生手段
６１の出力を比較手段６３で比較し、その極性に応じて
変換回路半導体スイッチ５６ａ、５６ｂをＯＮ／ＯＦＦ
するいわゆるＰＷＭ制御を行っている。この種の装置
は、変換回路リアクトル５３ａ、５３ｂのリアクタンス
が比較的大きく、変換回路半導体スイッチ５１ａ、５１
ｂのＯＮ／ＯＦＦに伴って変換回路リアクトル５３ａ、
５３ｂに蓄えられたエネルギーをいかに処理するかが問
題となる。通常このエネルギーはスナバーダイオード５
４ａ、５４ｂを介してスナバーコンデンサ５５ａ、５５
ｂに蓄えられ、その後ダイオード５６ａ、５６ｂを介し
て回生電力出力端子５９ａ、５９ｂに導かれる。回生電
力出力端子５９ａ、５９ｂが図８における直流チョッパ
装置主回路１の定電流電源４の詳細構成である。
換回路出力電圧指令手段６０と変換回路搬送波発生手段
６１の出力を比較手段６３で比較し、その極性に応じて
変換回路半導体スイッチ５６ａ、５６ｂをＯＮ／ＯＦＦ
するいわゆるＰＷＭ制御を行っている。この種の装置
は、変換回路リアクトル５３ａ、５３ｂのリアクタンス
が比較的大きく、変換回路半導体スイッチ５１ａ、５１
ｂのＯＮ／ＯＦＦに伴って変換回路リアクトル５３ａ、
５３ｂに蓄えられたエネルギーをいかに処理するかが問
題となる。通常このエネルギーはスナバーダイオード５
４ａ、５４ｂを介してスナバーコンデンサ５５ａ、５５
ｂに蓄えられ、その後ダイオード５６ａ、５６ｂを介し
て回生電力出力端子５９ａ、５９ｂに導かれる。回生電
力出力端子５９ａ、５９ｂが図８における直流チョッパ
装置主回路１の定電流電源４の詳細構成である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の自励式変換回路
に内蔵された直流チョッパ装置は以上のように構成され
ており、図１０のタイミングチャートに示されるように
動作するため、以下に述べるような不具合が生じる場合
があり、この対策のため直流コンデンサ１５の容量を十
分に大きくする等の必要が生じ、装置が不経済になると
いう問題があった。不具合１ 図１０のタイムチャートにおいて、時刻ｔ1 で、例えば
自励式変換回路５側で変換回路搬送波発生手段６１の出
力周波数がステップ状に変化し、その結果定電流電源１
４からの入力電流Ｉinがステップ状に増加した場合に
は、回生電流もこの変化に応じて急変する必要がある。
しかし実際には （１）入力電流Ｉin増加 （２）直流電圧Ｅc 増加 （３）直流電圧基準Ｅc との偏差発生 （４）電圧制御手段２３の出力ＩL *増加 （５）電流制御手段２５の出力Ｖchp 増加 （６）導通率α増加 （７）回生電流ＩL 増加 の経過を繰り返して、直流電圧Ｅc が直流電圧基準値と
等しくなるまで制御されるため、制御無駄時間が大き
く、その間直流電圧Ｅc が大きく跳ね上がる。これを抑
えるために、直流コンデンサ１５をより大容量とする
か、より高耐圧のものとしたり、さらには制御系の応答
を上げるために、半導体スイッチ１１のスイッチング周
波数を上げることがなされている。この結果半導体スイ
ッチ１１の損失が増加するなどの欠点を生じていた。
に内蔵された直流チョッパ装置は以上のように構成され
ており、図１０のタイミングチャートに示されるように
動作するため、以下に述べるような不具合が生じる場合
があり、この対策のため直流コンデンサ１５の容量を十
分に大きくする等の必要が生じ、装置が不経済になると
いう問題があった。不具合１ 図１０のタイムチャートにおいて、時刻ｔ1 で、例えば
自励式変換回路５側で変換回路搬送波発生手段６１の出
力周波数がステップ状に変化し、その結果定電流電源１
４からの入力電流Ｉinがステップ状に増加した場合に
は、回生電流もこの変化に応じて急変する必要がある。
しかし実際には （１）入力電流Ｉin増加 （２）直流電圧Ｅc 増加 （３）直流電圧基準Ｅc との偏差発生 （４）電圧制御手段２３の出力ＩL *増加 （５）電流制御手段２５の出力Ｖchp 増加 （６）導通率α増加 （７）回生電流ＩL 増加 の経過を繰り返して、直流電圧Ｅc が直流電圧基準値と
等しくなるまで制御されるため、制御無駄時間が大き
く、その間直流電圧Ｅc が大きく跳ね上がる。これを抑
えるために、直流コンデンサ１５をより大容量とする
か、より高耐圧のものとしたり、さらには制御系の応答
を上げるために、半導体スイッチ１１のスイッチング周
波数を上げることがなされている。この結果半導体スイ
ッチ１１の損失が増加するなどの欠点を生じていた。
【０００８】不具合２ 図１０のタイムチャートにおいて、時刻ｔ2 で定電流電
源１４からの入力電流Ｉinがステップ状に低下した場合
には、導通率αを多少大きくして回生電流ＩLをこれに
見合って抑制する必要がある。しかし実際にはこれも不
具合１の場合と同様に電圧制御手段２３の出力ＩL *が入
力電流Ｉinに見合って低下するまでに制御系の応答時間
に比例した遅れが生じるため、直流電圧Ｅc が大きく低
下する。これを抑えるために、直流コンデンサをより大
容量にするか、半導体スイッチ１１をより高耐圧のもの
としたり、さらには制御系の応答を上げるために、半導
体スイッチ１１のスイッチング周波数を上げることがな
されている。この結果半導体スイッチ１１の損失が増加
するなどの欠点を生じていた。
源１４からの入力電流Ｉinがステップ状に低下した場合
には、導通率αを多少大きくして回生電流ＩLをこれに
見合って抑制する必要がある。しかし実際にはこれも不
具合１の場合と同様に電圧制御手段２３の出力ＩL *が入
力電流Ｉinに見合って低下するまでに制御系の応答時間
に比例した遅れが生じるため、直流電圧Ｅc が大きく低
下する。これを抑えるために、直流コンデンサをより大
容量にするか、半導体スイッチ１１をより高耐圧のもの
としたり、さらには制御系の応答を上げるために、半導
体スイッチ１１のスイッチング周波数を上げることがな
されている。この結果半導体スイッチ１１の損失が増加
するなどの欠点を生じていた。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明に係わる直流チ
ョッパ装置は、自己消弧型デバイスを用いた自励式変換
回路と組合せて使用され、自励式変換回路のスイッチン
グ周波数が変化したり、電流が変化することによって回
生すべきスナバーエネルギーが変化したときでも、それ
に見合うように電圧制御信号あるいは電流制御信号を補
償する手段を設けたものである。
ョッパ装置は、自己消弧型デバイスを用いた自励式変換
回路と組合せて使用され、自励式変換回路のスイッチン
グ周波数が変化したり、電流が変化することによって回
生すべきスナバーエネルギーが変化したときでも、それ
に見合うように電圧制御信号あるいは電流制御信号を補
償する手段を設けたものである。
【００１０】
【作用】この発明に係る直流チョッパ装置は、回生電力
補償手段を設け、その出力を直流チョッパ装置の電流制
御手段あるいは電圧制御手段に入力することにより、チ
ョッパ周波数あるいは回生電流の急変時にも電流制御手
段からの基準信号を回生エネルギーの変化に見合うよう
に速やかに変化させるようにしたものである。
補償手段を設け、その出力を直流チョッパ装置の電流制
御手段あるいは電圧制御手段に入力することにより、チ
ョッパ周波数あるいは回生電流の急変時にも電流制御手
段からの基準信号を回生エネルギーの変化に見合うよう
に速やかに変化させるようにしたものである。
【００１１】
実施例１．この発明を、図によって説明する。図１は本
発明による直流チョッパ装置の一実施例の構成を示すブ
ロック図、図２は動作状態補償手段の構成を示すブロッ
ク図、図３、図４は動作状態補償手段の変形例を示すブ
ロック図、図６、図７は図１に示す直流チョッパ装置の
動作を示すタイミングチャートである。図中、上述した
従来例におけると同一もしくは相当する部分には同一の
符号を付し、特に必要のないかぎり説明を省略する。
発明による直流チョッパ装置の一実施例の構成を示すブ
ロック図、図２は動作状態補償手段の構成を示すブロッ
ク図、図３、図４は動作状態補償手段の変形例を示すブ
ロック図、図６、図７は図１に示す直流チョッパ装置の
動作を示すタイミングチャートである。図中、上述した
従来例におけると同一もしくは相当する部分には同一の
符号を付し、特に必要のないかぎり説明を省略する。
【００１２】図１および図２（ａ）において、２９は回
生電力補償手段、３０は入力電流検出手段、３１は動作
状態補償手段、３２は加算器である。また、３３ａは周
波数／電圧変換器であり、変換回路５における比較手段
６３の出力を周波数／電圧変換して変換回路５のスイッ
チング周波数に比例した直流電圧を出力する。３３ｂは
係数器、３３ｃは変換回路５の動作中に閉じる接点であ
り、３３ａ、３３ｂおよび３３ｃで変換回路スイッチン
グ周波数補償手段３３を構成する。さらに、３４ａは可
変抵抗器からなる分圧器、３４ｂは３３ｃと同じく変換
回路５の動作中に閉じる接点であり、３４ａと３４ｂと
で起動補償手段３３を構成している。３５は加算器であ
り、３３、３４および３５とで動作状態補償手段３１を
構成している。
生電力補償手段、３０は入力電流検出手段、３１は動作
状態補償手段、３２は加算器である。また、３３ａは周
波数／電圧変換器であり、変換回路５における比較手段
６３の出力を周波数／電圧変換して変換回路５のスイッ
チング周波数に比例した直流電圧を出力する。３３ｂは
係数器、３３ｃは変換回路５の動作中に閉じる接点であ
り、３３ａ、３３ｂおよび３３ｃで変換回路スイッチン
グ周波数補償手段３３を構成する。さらに、３４ａは可
変抵抗器からなる分圧器、３４ｂは３３ｃと同じく変換
回路５の動作中に閉じる接点であり、３４ａと３４ｂと
で起動補償手段３３を構成している。３５は加算器であ
り、３３、３４および３５とで動作状態補償手段３１を
構成している。
【００１３】次に動作について説明する。まず、直流チ
ョッパ装置の主回路１および制御回路２について、入力
電流ＩＬだけが何らかの原因で変化した場合について述
べる。ある時点で入力電流Ｉｉｎが急激に変化したとす
ると、この時点で電流制御手段２３の入力には入力電流
検出手段３０からの信号が回生電力補償信号として加算
される。すなわち、入力電流Ｉinが急激に変化して、直
流チョッパ装置の電流が変化しても、電流制御手段の電
流指令がこれに見合って変化するため、リアクトル電流
ＩL も入力電流Ｉinに見合って流れることができる。こ
のため、直流電圧Ｅc も変動が抑えられ、その結果、従
来の直流チョッパ装置に比較して、より小型で経済性、
応答性に優れた装置が実現できる。
ョッパ装置の主回路１および制御回路２について、入力
電流ＩＬだけが何らかの原因で変化した場合について述
べる。ある時点で入力電流Ｉｉｎが急激に変化したとす
ると、この時点で電流制御手段２３の入力には入力電流
検出手段３０からの信号が回生電力補償信号として加算
される。すなわち、入力電流Ｉinが急激に変化して、直
流チョッパ装置の電流が変化しても、電流制御手段の電
流指令がこれに見合って変化するため、リアクトル電流
ＩL も入力電流Ｉinに見合って流れることができる。こ
のため、直流電圧Ｅc も変動が抑えられ、その結果、従
来の直流チョッパ装置に比較して、より小型で経済性、
応答性に優れた装置が実現できる。
【００１４】このように、入力電流Ｉinが急激に変化し
て、直流チョッパ装置の電流も急激に変化しても、従来
の装置であれば、図８に示すようにリアクトル電流ＩL *
の変化は電圧制御手段２２の出力ＩL の変化に見合って
ゆっくりと変化するため、リアクトル電流ＩL が入力電
流Ｉinに見合って流れることができず、結果として、直
流電圧Ｅc が大きく変動していたが、本発明では、回生
電力補償手段２９から入力電流Ｉinに見合った回生電力
補償信号が与えられるため、従来のような不具合は生じ
ない。
て、直流チョッパ装置の電流も急激に変化しても、従来
の装置であれば、図８に示すようにリアクトル電流ＩL *
の変化は電圧制御手段２２の出力ＩL の変化に見合って
ゆっくりと変化するため、リアクトル電流ＩL が入力電
流Ｉinに見合って流れることができず、結果として、直
流電圧Ｅc が大きく変動していたが、本発明では、回生
電力補償手段２９から入力電流Ｉinに見合った回生電力
補償信号が与えられるため、従来のような不具合は生じ
ない。
【００１５】次に、何らかの原因で変換回路５の主回路
搬送波発生手段６１の周波数が変化した場合について述
べる。この場合のタイミングチャート図６において、時
刻ｔ1 で変換回路搬送波発生手段６１の周波数が例えば
ステップ状に増加したとする。この時点で電流制御手段
２３の入力にはスイッチング周波数補償手段３３からの
信号が回生電力補償信号としてステップ状に加算され
る。すなわち、変換回路搬送波発生手段６１の周波数が
ステップ状に変化して、直流チョッパ装置の回生電力が
急変しても、電流制御手段の電流指令がこれに見合って
ステップ状に変化するため、リアクトル電流ＩL も主回
路搬送波発生手段６１の周波数にほぼ比例する回生電力
に見合って流すことができる。このため、直流電圧Ｅc
も変動が抑えられる。また、時刻ｔ2 〜ｔ3 の間のよう
に搬送波よりも出力電圧指令が大きくなる期間は、回生
電力がなくなると同時に周波数／電圧変換器の出力もな
くなるため回生電力の変化に電流制御手段の電流指令が
これに見合って変化する。その結果、従来の直流チョッ
パ装置に比較して、より小型で経済性、応答性に優れた
装置が実現できる。
搬送波発生手段６１の周波数が変化した場合について述
べる。この場合のタイミングチャート図６において、時
刻ｔ1 で変換回路搬送波発生手段６１の周波数が例えば
ステップ状に増加したとする。この時点で電流制御手段
２３の入力にはスイッチング周波数補償手段３３からの
信号が回生電力補償信号としてステップ状に加算され
る。すなわち、変換回路搬送波発生手段６１の周波数が
ステップ状に変化して、直流チョッパ装置の回生電力が
急変しても、電流制御手段の電流指令がこれに見合って
ステップ状に変化するため、リアクトル電流ＩL も主回
路搬送波発生手段６１の周波数にほぼ比例する回生電力
に見合って流すことができる。このため、直流電圧Ｅc
も変動が抑えられる。また、時刻ｔ2 〜ｔ3 の間のよう
に搬送波よりも出力電圧指令が大きくなる期間は、回生
電力がなくなると同時に周波数／電圧変換器の出力もな
くなるため回生電力の変化に電流制御手段の電流指令が
これに見合って変化する。その結果、従来の直流チョッ
パ装置に比較して、より小型で経済性、応答性に優れた
装置が実現できる。
【００１６】このように、変換回路半導体スイッチのス
イッチング周波数がステップ状に変化して、この周波数
にほぼ比例する回生電力がステップ状に変化し、直流チ
ョッパ装置の電流が急変しても、従来の装置であれば、
図８に示すようにリアクトル電流ＩL *の変化は電圧制御
手段２２の出力ＩL の変化に見合ってゆっくりと変化す
るため、リアクトル電流ＩL が入力電流Ｉinに見合って
流れることができず、結果として、直流電圧Ｅc が大き
く変動していたが、本発明によれば、回生電力補償手段
２９から変換回路半導体スイッチのスイッチング周波数
変化に見合った回生電力補償信号がステップ状に与えら
れるため、従来のような不具合は生じない。
イッチング周波数がステップ状に変化して、この周波数
にほぼ比例する回生電力がステップ状に変化し、直流チ
ョッパ装置の電流が急変しても、従来の装置であれば、
図８に示すようにリアクトル電流ＩL *の変化は電圧制御
手段２２の出力ＩL の変化に見合ってゆっくりと変化す
るため、リアクトル電流ＩL が入力電流Ｉinに見合って
流れることができず、結果として、直流電圧Ｅc が大き
く変動していたが、本発明によれば、回生電力補償手段
２９から変換回路半導体スイッチのスイッチング周波数
変化に見合った回生電力補償信号がステップ状に与えら
れるため、従来のような不具合は生じない。
【００１７】以上の説明では、変換回路搬送波発生手段
６１の周波数がステップ状に変化した場合について述べ
たが、連続的に変化する場合においても同様に作用する
ことは言うまでもない。なお、自励式変換回路のスナバ
ー回路に吸収されるエネルギーは自励式変換回路の主回
路に流れる電流に比例するため、自励式変換回路の主回
路電流を検出して、上記した周波数／電圧変換器の出力
とを周知の乗算手段によって乗算し、これを新たな変換
回路スイッチング周波数補償信号とすれば、より正確な
補償が行えるという利点がある。
６１の周波数がステップ状に変化した場合について述べ
たが、連続的に変化する場合においても同様に作用する
ことは言うまでもない。なお、自励式変換回路のスナバ
ー回路に吸収されるエネルギーは自励式変換回路の主回
路に流れる電流に比例するため、自励式変換回路の主回
路電流を検出して、上記した周波数／電圧変換器の出力
とを周知の乗算手段によって乗算し、これを新たな変換
回路スイッチング周波数補償信号とすれば、より正確な
補償が行えるという利点がある。
【００１８】また、自励式変換回路の起動時においても
チョッパ装置の電流制御手段２５出力は速やかに応答で
きるため直流電圧Ｅc が大きく変動することが避けられ
るという利点もある。なお、自励式変換回路５の起動時
には起動補償回路３４から予め予測値に基づいて設定さ
れる起動補償信号が与えられるようになっているため、
チョッパ装置の電流制御手段２５の出力は瞬時に応答で
きる。起動補償回路３４単独の作用による動作をタイミ
ングチャート図７（ａ）に示す。ここで、起動補償回路
３４に微分回路３６を追加し、図２（ｂ）のように構成
することによって、起動補償信号が起動時には起動補償
回路３４単独設置の場合と同様に作用するが、定常状態
には全く影響を与えなくなるという利点が生じる。この
場合のタイミングチャートを図７（ｂ）に示す。
チョッパ装置の電流制御手段２５出力は速やかに応答で
きるため直流電圧Ｅc が大きく変動することが避けられ
るという利点もある。なお、自励式変換回路５の起動時
には起動補償回路３４から予め予測値に基づいて設定さ
れる起動補償信号が与えられるようになっているため、
チョッパ装置の電流制御手段２５の出力は瞬時に応答で
きる。起動補償回路３４単独の作用による動作をタイミ
ングチャート図７（ａ）に示す。ここで、起動補償回路
３４に微分回路３６を追加し、図２（ｂ）のように構成
することによって、起動補償信号が起動時には起動補償
回路３４単独設置の場合と同様に作用するが、定常状態
には全く影響を与えなくなるという利点が生じる。この
場合のタイミングチャートを図７（ｂ）に示す。
【００１９】以上の説明では、回生電力補償手段が負荷
電流検出手段、変換回路スイッチング周波数補償手段、
起動補償手段から構成されているものとしているが、動
作の説明からも明らかなように、負荷電流検出手段、変
換回路スイッチング周波数補償手段、起動補償手段はそ
れぞれ単独で使用するか、あるいは任意の２つの要素を
組合せて使用することによって、従来のチョッパー装置
における不具合を解消できる。どのような組合せを用い
るかは自励式変換回路５の負荷条件等によって適宜選択
すればよい。
電流検出手段、変換回路スイッチング周波数補償手段、
起動補償手段から構成されているものとしているが、動
作の説明からも明らかなように、負荷電流検出手段、変
換回路スイッチング周波数補償手段、起動補償手段はそ
れぞれ単独で使用するか、あるいは任意の２つの要素を
組合せて使用することによって、従来のチョッパー装置
における不具合を解消できる。どのような組合せを用い
るかは自励式変換回路５の負荷条件等によって適宜選択
すればよい。
【００２０】回生電力補償手段の変形例を図３、図４に
示す。図３は本発明による回生電力補償手段の第１の変
形例であって、図１においては負荷電流検出手段３０の
出力が動作状態補償手段と加算されて電流制御手段２５
に与えられていたのに対して、ここでは、電圧制御手段
２３に与えられている。この場合の動作は第１図の場合
と同様で、また同様の効果がある。また、この変形例で
は電圧制御手段２３の出力が直流チョッパ装置の電流指
令と対応するため直流チョッパ装置の電流ＩL は電圧制
御手段２２の上限値で抑えられ過電流になりにくいとい
う別の効果がある。なお、図１においては回生電力補償
手段２９の出力は加算器２４に加えられているが、回生
電力補償手段２９の各要素の信号は単独にあるいはすべ
てを加算器２２に加えることができることは言うまでも
な
示す。図３は本発明による回生電力補償手段の第１の変
形例であって、図１においては負荷電流検出手段３０の
出力が動作状態補償手段と加算されて電流制御手段２５
に与えられていたのに対して、ここでは、電圧制御手段
２３に与えられている。この場合の動作は第１図の場合
と同様で、また同様の効果がある。また、この変形例で
は電圧制御手段２３の出力が直流チョッパ装置の電流指
令と対応するため直流チョッパ装置の電流ＩL は電圧制
御手段２２の上限値で抑えられ過電流になりにくいとい
う別の効果がある。なお、図１においては回生電力補償
手段２９の出力は加算器２４に加えられているが、回生
電力補償手段２９の各要素の信号は単独にあるいはすべ
てを加算器２２に加えることができることは言うまでも
な
【００２１】図４は、本発明による回生電力補償手段の
第２の変形例であって、電圧制御手段２３は電圧検出手
段１７、電圧設定手段２１、起動補償回路３４からの各
出力信号が適当なインピーダンス２３２ 、２３３ 、２
３４ で接続されるとともに、帰還回路にインピーダン
ス２３５ を有する演算増幅器２３１ で構成されてい
る。なお、図１と相違する部分のみを抽出して示したも
のである。インピーダンス２３４ と２３５ は通常同一
定数でよい。この場合の動作も第１図の場合と同様であ
る。
第２の変形例であって、電圧制御手段２３は電圧検出手
段１７、電圧設定手段２１、起動補償回路３４からの各
出力信号が適当なインピーダンス２３２ 、２３３ 、２
３４ で接続されるとともに、帰還回路にインピーダン
ス２３５ を有する演算増幅器２３１ で構成されてい
る。なお、図１と相違する部分のみを抽出して示したも
のである。インピーダンス２３４ と２３５ は通常同一
定数でよい。この場合の動作も第１図の場合と同様であ
る。
【００２２】実施例２．図５は本発明による直流チョッ
パ装置の電圧制御回路の第２の実施例であり、図１との
相違点のみを抽出したものである。図中１４1 、１４2
‥‥‥１４n は自励式変換回路のｎ個のスナバー回路か
らなる定電流源、２９1 、２９2 ‥‥‥２９n はｎ個の
定電流源１４1 、１４2 ‥‥‥１４n に接続されたｎ個
の回生電力補償手段を示す。
パ装置の電圧制御回路の第２の実施例であり、図１との
相違点のみを抽出したものである。図中１４1 、１４2
‥‥‥１４n は自励式変換回路のｎ個のスナバー回路か
らなる定電流源、２９1 、２９2 ‥‥‥２９n はｎ個の
定電流源１４1 、１４2 ‥‥‥１４n に接続されたｎ個
の回生電力補償手段を示す。
【００２３】次に動作について説明する。従来の装置で
はｎ台の自励式変換回路のスナバーエネルギー回生のた
め、少なくともｎ個の直流チョッパ装置を設けていた。
この実施例ではｎ個の自励式変換回路のスナバーエネル
ギー回生のため、少なくとも１台の直流チョッパ装置を
設けるとともにｎ個の回生電力補償手段２９1 、２９2
‥‥‥２９n の出力を加算して電流制御手段２３の入力
に導くようにした。このため、ｎ個の自励式変換回路５
それぞれの動作モードが変化してもｎ個の回生電力補償
手段が直流チョッパ装置の入力電流の変化を補償する回
生入力補償信号を電流制御手段の入力に与えているた
め、リアクトル電流ＩＬは入力電流Ｉinに見合って流れ
直流電圧Ｅc の変動も抑えるられるとともに、直流チョ
ッパ装置の個数も低減することができ、経済性に優れて
いる装置を提供することができる。この場合、実施例１
における回生電力補償手段の第１の変形例のように、回
生電力補償手段２９の各要素の信号は単独にあるいはす
べてを加算器２２に加えることができることは言うまで
もない。
はｎ台の自励式変換回路のスナバーエネルギー回生のた
め、少なくともｎ個の直流チョッパ装置を設けていた。
この実施例ではｎ個の自励式変換回路のスナバーエネル
ギー回生のため、少なくとも１台の直流チョッパ装置を
設けるとともにｎ個の回生電力補償手段２９1 、２９2
‥‥‥２９n の出力を加算して電流制御手段２３の入力
に導くようにした。このため、ｎ個の自励式変換回路５
それぞれの動作モードが変化してもｎ個の回生電力補償
手段が直流チョッパ装置の入力電流の変化を補償する回
生入力補償信号を電流制御手段の入力に与えているた
め、リアクトル電流ＩＬは入力電流Ｉinに見合って流れ
直流電圧Ｅc の変動も抑えるられるとともに、直流チョ
ッパ装置の個数も低減することができ、経済性に優れて
いる装置を提供することができる。この場合、実施例１
における回生電力補償手段の第１の変形例のように、回
生電力補償手段２９の各要素の信号は単独にあるいはす
べてを加算器２２に加えることができることは言うまで
もない。
【００２４】
【発明の効果】この発明に係わる直流チョッパ装置は、
自励式変換回路のスイッチング周波数が変化したり、電
流が変化することによって回生すべきスナバーエネルギ
ーが変化したときでも、それに見合うように電圧制御信
号あるいは電流制御信号を補償する手段を設けたので、
回生電力が変化しても電圧制御手段あるいは電流制御手
段の出力に時間遅れが生じることがなく、直流コンデン
サの容量や、半導体スイッチの耐圧を回生電力に見合っ
た適正なものにすることが可能となり、従来の直流チョ
ッパ装置と比較して、より小型で経済性、応答性ともに
優れたチョッパ装置を実現できる。
自励式変換回路のスイッチング周波数が変化したり、電
流が変化することによって回生すべきスナバーエネルギ
ーが変化したときでも、それに見合うように電圧制御信
号あるいは電流制御信号を補償する手段を設けたので、
回生電力が変化しても電圧制御手段あるいは電流制御手
段の出力に時間遅れが生じることがなく、直流コンデン
サの容量や、半導体スイッチの耐圧を回生電力に見合っ
た適正なものにすることが可能となり、従来の直流チョ
ッパ装置と比較して、より小型で経済性、応答性ともに
優れたチョッパ装置を実現できる。
【図１】この発明の直流チョッパ装置の第１の実施例に
おけるブロック図である。
おけるブロック図である。
【図２】この発明の動作状態補償手段のブロック図であ
る。
る。
【図３】この発明の動作状態補償手段の第１の変形例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】この発明の動作状態補償手段の第２の変形例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】この発明の直流チョッパ装置の第２の実施例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】この発明の直流チョッパ装置における第１のタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図７】この発明の直流チョッパ装置における第２のタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図８】従来の直流チョッパ装置におけるブロック図で
ある。
ある。
【図９】従来の自励式変換回路のブロック図である。
【図１０】従来の直流チョッパ回路におけるタイミング
チャートである。
チャートである。
１：直流チョッパ装置主回路 １１：自己消孤形半導体スイッチ １２：還流ダイオード １３：直流リアクトル １４：定電流源 １５：直流コンデンサ １６：定電圧源 １７：電圧検出手段 １８：電流検出手段 １９：半導体スイッチ駆動回路 ２：制御回路 ２１：電圧設定手段 ２２：加算器 ２３：電圧制御手段 ２４：加算器 ２５：電流制御手段 ２６：搬送波発生手段 ２７：加算器 ２８：比較器 ２９：回生電力補償手段 ３０：負荷電流検出手段 ３１：動作状態補償手段 ３２：加算器 ３３：変換回路スイッチング周波数補償手段 ３３ａ：周波数／電圧変換器 ３３ｂ：係数器 ３３ｃ：接点 ３４：起動補償回路 ３４ａ：分圧器 ３４ｂ：接点 ３５：加算器 ５：自励式変換回路
Claims (3)
- 【請求項１】 半導体スイッチ、リアクトル、直流電圧
検出手段および直流電流検出手段を有する主回路と、直
流電圧を制御するための電圧制御手段および直流電流を
制御するための電流制御手段を有する制御回路とを具備
し、自励式変換回路における自己消弧形デバイスの転流
時に、この自己消弧形デバイスに並列に接続されたスナ
バー回路で吸収されるエネルギーを入力として電力回生
を行う直流チョッパ装置において、上記直流チョッパ装
置の主回路に流入する電流を予測する固定信号を出力す
る起動補償手段、上記自己消弧形デバイスのスイッチン
グ周波数に比例する信号を出力するスイッチング周波数
補償手段、上記直流チョッパ装置への入力電流を検出す
る入力電流検出手段のいずれかの出力を上記電圧制御手
段もしくは上記電流制御手段の入力に加算するようにし
たことを特徴とする直流チョッパ装置。 - 【請求項２】 半導体スイッチ、リアクトル、直流電圧
検出手段および直流電流検出手段を有する主回路と、直
流電圧を制御するための電圧制御手段および直流電流を
制御するための電流制御手段を有する制御回路とを具備
し、自励式変換回路における自己消弧形デバイスの転流
時に、この自己消弧形デバイスに並列に接続されたスナ
バー回路で吸収されるエネルギーを入力として電力回生
を行う直流チョッパ装置において、上記直流チョッパ装
置の主回路に流入する電流を予測する固定信号を出力す
る起動補償手段、上記自己消弧形デバイスのスイッチン
グ周波数に比例する信号を出力するスイッチング周波数
補償手段、上記直流チョッパ装置への入力電流を検出す
る入力電流検出手段の任意の組合せからの信号を加算し
て出力する回生入力補償手段を設け、該回生入力補償手
段の出力を上記電圧制御手段もしくは上記電流制御手段
の入力に加算するようにしたことを特徴とする直流チョ
ッパ装置。 - 【請求項３】 半導体スイッチ、リアクトル、直流電圧
検出手段および直流電流検出手段を有する主回路と、直
流電圧を制御するための電圧制御手段および直流電流を
制御するための電流制御手段を有する制御回路とを具備
し、自励式変換回路における自己消弧形デバイスの転流
時に、この自己消弧形デバイスに並列に接続されたスナ
バー回路で吸収されるエネルギーを入力として電力回生
を行う直流チョッパ装置において、複数の自励式変換回
路に接続された上記各スナバー回路を並列に接続すると
ともに上記各スナバー回路毎に設けられて、上記直流チ
ョッパ装置の主回路への入力電流を予測する固定信号を
出力する起動補償手段、上記自己消弧形デバイスのスイ
ッチング周波数に比例する信号を出力するスイッチング
周波数補償手段、上記直流チョッパ装置への入力電流を
検出する入力電流検出手段のいずれか、もしくは該起動
補償手段、スイッチング周波数補償手段、入力電流検出
手段の任意の組合せからなる回生入力補償手段を設け、
該回生入力補償手段の出力を上記電圧制御手段もしくは
上記電流制御手段の入力に加算し、上記複数の自励式変
換回路からのエネルギーを１台の直流チョッパ装置で電
力回生を行うようにしたことを特徴とする直流チョッパ
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27855593A JP2836458B2 (ja) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | 直流チョッパ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27855593A JP2836458B2 (ja) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | 直流チョッパ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07135766A true JPH07135766A (ja) | 1995-05-23 |
| JP2836458B2 JP2836458B2 (ja) | 1998-12-14 |
Family
ID=17598899
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27855593A Expired - Fee Related JP2836458B2 (ja) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | 直流チョッパ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2836458B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001103739A (ja) * | 1999-09-23 | 2001-04-13 | Texas Instr Inc <Ti> | ヒステリシススイッチモード電源の周波数制御 |
| JP2001197745A (ja) * | 2000-01-07 | 2001-07-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の保護制御方法および保護制御装置 |
-
1993
- 1993-11-08 JP JP27855593A patent/JP2836458B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001103739A (ja) * | 1999-09-23 | 2001-04-13 | Texas Instr Inc <Ti> | ヒステリシススイッチモード電源の周波数制御 |
| JP2001197745A (ja) * | 2000-01-07 | 2001-07-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の保護制御方法および保護制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2836458B2 (ja) | 1998-12-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |