JPH0713199Y2

JPH0713199Y2 - ランプ駆動回路

Info

Publication number: JPH0713199Y2
Application number: JP1988027055U
Authority: JP
Inventors: 輝儀三原; 博池田
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1988-02-29
Filing date: 1988-02-29
Publication date: 1995-03-29
Anticipated expiration: 2003-02-28
Also published as: JPH01130297U

Description

【考案の詳細な説明】 A.産業上の利用分野本考案は、ランプ駆動回路、特にランプ点灯開始時のラ
ッシュ電流を抑えてソフトスタートできるランプ駆動回
路に関する。

B.従来の技術従来、ヘッドライトその他のランプを半導体スイッチ、
例えばMOSFET（絶縁ゲート形の電界効果トランジスタ）
で駆動する典型的なランプ駆動回路としては、第７図に
示すものがある。

図において、V_DD電源とアース間に接続したランプ１の
高電位側、すなわちV_DD電源とランプ１間に、半導体ス
イッチを構成するMOSFET2のドレイン・ソース間を接続
し、そして、MOSFET2のゲート・ソース間に加えられる
電圧をオン・オフすることによって、MOSFET2をオン・
オフ状態にスイッチングしランプ１を点灯または消灯さ
せる。

この場合、ランプ１を点灯開始させる時の初期フィラメ
ント抵抗は点灯時の抵抗の数10分の１であるため、MOSF
ET2をオンさせてランプ１を点灯開始する時、ランプ１
とMOSFET2の直列回路に第８図に示す如く点灯時の電流I
_Oの数10倍に相当するラッシュ電流が流れ、MOSFET2の安
全動作域を越えてしまう。

第９図は、上述するラッシュ電流を抑制できるようにし
た従来のランプ駆動回路である。

図において、ランプ１とV_DD電源間に接続したMOSFET2の
ドレイン・ソース間に抵抗３を並列接続し、抵抗３を通
してランプ１に所定の予熱電流I_Tを常時流すことによ
り、ランプ１のフィラメントを予熱しておき、そしてMO
SFET2をオンすることによりランプ１を点灯させるもの
である。この時のランプ電流I_Lは第10図に示すようにな
る。

このようなランプ駆動回路にあっては、MOSFET2をオン
させてランプ１を点灯開始する時のラッシュ電流のピー
ク値は、第10図に示すように大幅に減少させることがで
き、ラッシュ電流をMOSFET2の安全動作域に抑え得る。

また、点灯指令信号が入力されると半導体スイッチをハ
ーフオンさせてランプの予熱を開始し、タイマーの設定
遅延時間後に半導体スイッチをフルオンさせてランプを
点灯させるようにしたランプ駆動回路が知られている
（例えば、実開昭59−189429号公報参照）。さらに、半
導体スイッチと並列に接続された抵抗器を介してランプ
に予熱電流を供給し、ランプの端子電圧が所定の電圧に
達したら半導体スイッチをフルオンしてランプを点灯さ
せるようにしたランプ駆動回路も知られている（例え
ば、実開昭57−27698号公報参照）。

ところで、ランプ１の予熱時間は、MOSFET2がフルオン
した時のランシュ電流のピーク値がMOSFET2の安全動作
域以下に抑えるのに十分な時限に設定しなければならな
い。例えば、60Wの車両用ヘッドランプの場合、5Aの定
常電流I_Oに対し2Aの予熱電流I_Tを10秒間流すと、ラッシ
ュ電流は15Aに抑えることができる。なお、ランプを予
熱しない場合、ラッシュ電流は約60Aとなる。

したがって、ラッシュ電流をさらに抑えるためには、ラ
ンプの予熱時間をさらに長くすれば良いが、このように
するとランプの点灯遅れが問題になるため、予熱時間は
通常100msまでしか許されず、実用的には数ms〜数10ms
の間に設定されるのが好ましい。

C.考案が解決しようとする問題点第９図に示すようにランプ１に常時電流を流して予熱す
る回路方式では、ランプ点灯開始時のラッシュ電流を抑
えることができるが、消灯時の電力損失が問題になる。

また、ランプ点灯後、所定の予熱時間だけ予熱を行うよ
うにした後者のランプ駆動回路では、電源電圧や周囲温
度の変化、ランプの頻繁な点滅などによって予熱電流が
変動し、例えば電源電圧が低下したり周囲温度が上昇す
ると予熱電流が小さくなって許容される予熱時間内に充
分な予熱が行われず、半導体スイッチのフルオンのタイ
ミングを逸してランプを点灯できないおそれがある。

さらに、このように予熱電流が変動すると、ランプの予
熱状態が不安定になり、半導体スイッチフルオン時のラ
ッシュ電流値が変動する。このため、半導体スイッチに
は、このようなラッシュ電流の変動分を考慮して不必要
に大きな容量を選定しなければならない。

本考案の目的は、ランプを確実に予熱するランプ駆動回
路を提供することにある。

D.問題点を解決するための手段第１図は、本考案のランプ駆動回路のクレーム対応図で
ある。

図において、ランプ10は電源V_DDとアース間に接続さ
れ、ランプ10の主電流を制御する半導体スイッチ11がラ
ンプ10と電源V_DD間に接続されている。

主電流をモニタするためのモニタ回路12は、半導体スイ
ッチ11に並列に接続されている。

定電流制御回路13は、主電流と比例してモニタ回路12に
発生する電圧を入力とし、ランプ10に流れる電流が予め
設定されたランプ予熱電流になるように半導体スイッチ
11のゲート電圧を制御する。

判定回路14は、予熱に伴い上昇するランプ10の端子電圧
V_Lが予め設定した基準電圧E₂を越えたかを比較判定す
る。

昇圧回路15は、判定回路14がランプ端子電圧V_Lが基準電
圧E₂を越えたことを判定した時、該判定回路14から送出
される出力信号により起動され、半導体スイッチ10のフ
ルオン用ゲート電圧を生成する。

したがって、全体として定電流制御回路13および判定回
路14はランプ10をソフトスタートさせる駆動回路を構成
することになる。

E.作用本考案においては、定電流制御回路13がモニタ回路12か
ら検出された電圧に基づいて、ランプ電流が設定予熱電
流となるように半導体スイッチを制御してランプ10を予
熱し、そして、予熱により上昇するランプ端子電圧V_Lが
基準電圧E₂を越えたことが判定回路14により判定される
と、昇圧回路15を起動して半導体スイッチ４をフルオン
し、ランプ10をソフトスタートさせることになる。

したがって本考案にあっては、ランプ10の予熱電流およ
び予熱期間を時限要素以外の設定電圧で選定できるよう
になっているから、自由に変えることができ、また、ラ
ンプ10の主電流をモニタし、この主電流が常に予め設定
したランプ予熱電流となるようにフィードバック制御を
行うから、電源電圧や温度等が変化してもランプ10の予
熱が確実になり、フルオンのタイミング喪失がなくなっ
て、不必要に大きな容量の半導体スイッチが不要にな
り、しかもタイマ要素を含まないので、小チップサイズ
でIC化を可能にする。

F.実施例本考案の一実施例を図面について説明する。

第２図は、本考案のランプ駆動回路方式を適用した実施
例の全体構成図であり、第１図と同一の部分には同一符
号を付して説明する。

第２図において、半導体スイッチ11はｎチャンネルのMO
SFETから構成され、このMOSFET11のドレインはV_DD電源
に、ソースはランプ10の一端にそれぞれ接続されてい
る。また、MOSFET11のドレイン・ソース間には、ランプ
10への主電流をモニタするカレントミラー用MOSFET12a
のドレイン・ソースが並列に接続され、そして、カレン
トミラー用MOSFET12aのソースには電流検出用の抵抗12b
が直列に接続されている。

ここで、カレントミラー用MOSFET12aおよび抵抗12bは、
モニタ回路12を構成するものである。

定電流制御回路13は、ランプ予熱電流を一定に制御する
もので、この定電流制御回路13には、モニタ回路12の抵
抗12bの両端に発生する端子電圧ΔViが入力されるてい
ると共に、ランプ電流を予め定めたランプ予熱電流に制
御するための設定基準電圧E₁が入力されている。また、
定電流制御回路13の出力はアナログスイッチ16を介して
主MOSFET11およびカレントミラー用MOSFET12aのゲート
に接続され、これらMOSFETのゲート電圧V_G1をフィード
バック制御するようになっている。

判定回路14は、ランプ10の端子電圧V_Lを設定基準電圧E₂
と比較し、ランプ端子電圧V_Lが基準電圧E₂以上となった
か否かを判定するもので、ランプ端子電圧V_Lが基準電圧
E₂を越えた時送出される出力信号S₁は昇圧回路15に入力
されるようになっている。

昇圧回路15は、出力信号S₁により起動されることで、V
_DD以上に昇圧されたゲート電圧V_G2を発生し、このゲー
ト電圧V_G2はダイオード17を介して主MOSFET11およびカ
レントミラー用MOSFET12aのゲートに印加されるように
なっている。

入力制御回路18は、入力端子19に入力されるランプ点灯
指令信号S₂を反転するインバータ18aと、このインバー
タ18aの反転出力を一方の入力とし、判定回路14からの
出力信号S₁を他方の入力とするNORゲート18bと、インバ
ータ18aの反転出力をゲート入力とするMOSFET18cとから
構成されている。また、NORゲート18bの出力はアナログ
スイッチ16のゲートに接続され、MOSFET18cのドレイン
はアナログスイッチ16のソースに接続され、さらにMOSF
ET18cのソースはアースされている。

次に、上記のように構成された本実施例のランプ駆動回
路の動作を第３図のタイムチャートを参照しながら説明
する。

まず、入力端子19へのランプ点灯指令信号S₂が“L"レベ
ルの時、入力制御回路18のインバータ18aの出力は“H"
となっているため、MOSFET18cがオンし、これにより主M
OSFET11およびカレントミラー用MOSFET12aのゲート電圧
V_G1はアース電位、すなわちV_G1＝０となる。したがっ
て、主MOSFET11およびカレントミラー用MOSFET12aはオ
フ状態にあり、ランプ10は消灯している。

ランプ点灯指令信号S₂が第３図（ａ）に示すように“H"
に変ると、インバータ18aを通しての反転出力“L"によ
ってMOSFET18cがオフし、さらにNORゲート18bの出力が
第３図（ｂ）のように“H"になるため、アナログスイッ
チ16がオンされる。すると、定電流制御回路13の出力が
アナログスイッチ16を通して第３図（ｃ）に示すように
予熱用のゲート電圧V_G1として表わされ、このゲート電
圧V_G1が主MOSFET11およびカレントミラー用MOSFET12aの
ゲートに加えられる。これにより、これらMOSFET11およ
び12aが導通し、電流が流れ始めることにより抵抗12bの
端子電圧ΔViが基準電圧E₁になるようにゲート電圧V_G1
をコントロールする。すなわち、定電流制御回路13は、
抵抗12bの両端に発生する電圧ΔVi（第３図（ｄ）参
照）を内部のオペアンプでＡ倍に増幅し、Ａ・ΔVi＝E₁
となるように制御して、所定のランプ予熱電流が流れた
時点で各MOSFET11,12aが安定動作に入り、ランプ10を予
熱する。ランプ10のフィラメントが予熱され続けると、
その抵抗値が上がるため、ランプ10の端子電圧V_Lは第３
図（ｅ）のように徐々に上昇する。

ランプ10の端子電圧V_Lは判定回路14において基準電圧E₂
と比較され、その結果、端子電圧V_Lが基準電圧E₂を越え
たことが判定されると、判定回路14は出力信号S₁を送出
し、これを昇圧回路15に加えて該昇圧回路15を起動する
ことによりV_DD以上のゲート電圧V_G2（第３図（ｃ）参
照）を発生させ、MOSFET11,12aのゲートに加える。した
がって、各MOSFET11,12aは急速にフルオンされ、これに
伴いランプ10の電流はピーク値を経て定常状態になる。
このときのピーク電流は予熱のために比較的小さな値に
抑えられる。また、ΔViおよびV_Lは第３図（ｄ），
（ｅ）のように変化する。

一方、判定回路14の出力信号S₁は、入力制御回路18のNO
Rゲート18bにも入力されるため、NORゲート18bの出力は
“L"に反転される。すると、アナログスイッチ16がオフ
して定電流制御回路13の出力をカットする。入力端子19
のランプ点灯指令信号S₂が“L"になると、MOSFET18cが
オンしてゲート電圧V_G2をアースに流すため、両MOSFET1
1,12aはオフする。そしてランプ端子電圧V_Lも“L"にな
り、かつ判定回路14の出力信号S₁も“L"になるため、昇
圧回路15は停止し、駆動回路は初期状態にリセットされ
る。

上述した本実施例にあっては、ランプ10の予熱電流およ
び予熱期間は、定電流制御回路13の基準電圧E₁および判
定回路14の基準電圧E₂を選定することにより設定される
ものであるから、従来のようなタイマ要素による時間制
御が不要になり、しかもランプの抵抗値を直接モニタし
ているのと等価となるため、電源電圧および周囲温度等
が変化しても、これがランプの予熱に影響せず、ランプ
の予熱を確実に実行し得ると共に、主MOSFETのフルオン
のタイミングが喪失されることがない。したがって、従
来のように不必要に大きな容量の主MOSFETを使用する必
要がなくなる。また、回路にはタイマ要素を含まないの
で、IC化したときの構成素子数が少なくなり、小チップ
化が可能になる。

第４図は、定電流制御回路13の具体例を示す回路図であ
る。

図において、定電流制御回路13は、モニタ回路12の抵抗
12aの端子電圧を増幅する増幅器13aと、この増幅器13a
の出力を非反転入力とし、基準電圧E₁を反転入力とする
コンパレータ13bと、このコンパレータ13bの“H"出力に
よりオンされるMOSFET13cとから構成され、MOSFET13cの
ドレインはアナログスイッチ16のソースに接続されるよ
うになっている。

第５図は、判定回路14の具体例を示すものであって、判
定回路14はランプ端子電圧V_Lを非回転入力とし、基準電
圧E₂を反転入力とするオペアンプ14aから構成される。

また、第６図は、昇圧回路15の具体例を示す回路図であ
る。

図において、昇圧回路15は、判定回路13からのハイレベ
ル出力信号S₁が入力された時に発振する発振器15aと、
この発振器15aにインバータ15bを介して接続したコンデ
ンサ15cと、このコンデンサ15cの一端と出力端子15dと
の接続点にダイオード15eを介して接続したV_DD電源とか
ら構成され、発振器15aの発振動作に伴いV_DD電源により
充電されたコンデンサ15cの充電電圧をV_DD電圧に重畳し
て出力端子15dに放電することにより昇圧するものであ
る。

−変形例− なお、上述した本考案の実施例にあっては、半導体スイ
ッチ11にMOSFETを用いた場合について説明したが、これ
に限定されない。また、主電流のモニタ回路12も実施例
に示す素子構成のものに限定されない。

さらにまた、実施例では、定電流制御回路13およひ判定
回路14の基準電圧を固定した場合について述べたが、こ
れら基準電圧を任意に選定できる可変方式としても良
い。

G.考案の効果本考案によれば、ランプの主電流をモニタし、ランプに
流れる予熱電流が予め設定した値になるようにフィード
バック制御を行うようにしたので、電源電圧および周囲
温度等が変化しても、これに影響されることなくランプ
の予熱を確実に実行でき、フルオンのタイミングを喪失
するおそれもなく、不必要に大きな容量の半導体スイッ
チも不要となる。また、タイマ要素が不要になるため、
パワーIC化した時の素子数が減少し、小チップ化が可能
になる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案のランプ駆動回路のクレーム対応図であ
る。第２図〜第６図は本考案の一実施例を説明するもので第
２図はランプ駆動回路の構成図、第３図（ａ）〜（ｅ）
は各部信号のタイムチャート、第４図は定電流制御回路
の回路構成図、第５図は判定回路の構成図、第６図は昇
圧回路の回路構成図である。第７図〜第10図は従来例を説明するもので、第７図はラ
ンプ駆動回路の概略図、第８図はそのランプ電流の特性
図、第９図は他の従来例のランプ駆動回路の概略図、第
10図はそのランプ電流の特性図である。 10:ランプ、11:半導体スイッチ 12:主電流モニタ回路 13:定電流制御回路 14:判定回路、15:昇圧回路 16:アナログスイッチ 18:入力制御回路

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】ランプとその電源間に接続した主電流を制
御する半導体スイッチと、予熱に伴い上昇する前記ランプの端子電圧が予め設定し
た基準電圧を越えたかを比較判定する判定回路と、前記判定回路によりランプ端子電圧が基準電圧を越えた
ことが判定されたときの出力信号により起動され前記半
導体スイッチのフルオン用ゲート電圧を生成する昇圧回
路とを備えたランプ駆動回路において、前記主電流をモニタするためのモニタ回路と、前記主電流と比例して前記モニタ回路に発生する電圧を
入力とし前記ランプに流れる電流が予め設定したランプ
予熱電流になるように前記半導体スイッチのゲート電圧
を制御する定電流制御回路とを備えることを特徴とする
ランプ駆動回路。