JPH07107986B2 - 波形補償方法 - Google Patents
波形補償方法Info
- Publication number
- JPH07107986B2 JPH07107986B2 JP2883086A JP2883086A JPH07107986B2 JP H07107986 B2 JPH07107986 B2 JP H07107986B2 JP 2883086 A JP2883086 A JP 2883086A JP 2883086 A JP2883086 A JP 2883086A JP H07107986 B2 JPH07107986 B2 JP H07107986B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- equalizer
- waveform
- intersymbol interference
- comparator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は波形補償方法に関し、特にディジタル信号を記
録再生あるいは伝送する場合の符号間干渉の除去方法に
関するものである。
録再生あるいは伝送する場合の符号間干渉の除去方法に
関するものである。
ディジタル信号をVTRなどに記録再生する場合あるいは
電話線路などを介して伝送する場合に、周波数遮断によ
り符号間干渉が生じ、ディジタル信号の“1"と“0"の識
別が困難になることが多い。そこで、従来はこのような
波形補償法の一つとして、第２図に示すような方法が提
案されている。この方法については、ベル システム
テクニカル ジャーナル、1981年11月発行第1997頁から
第2021頁（THE BELL SYSTEM TECHNICAL JOURNAL、Vol.6
0、Novenber 1981、pp 1997-2021）において論じられて
いる。以下この方法をLC（Linear Canceller）と呼ぶこ
とにする。この波形補償方法では、基本的に識別再生し
た信号を利用して符号間干渉を取り除く。第２図の波形
補償方法の動作の概要を第３図のタイミングチャートを
用いて説明する。第３図（ａ）に符号間干渉のない理想
的な菰立インパルス応答を示す。この信号をｉ（ｔ）と
する。ｉ（ｔ）の振幅はｔ＝０で１、ｔ＝nT（ｎ≠０）
で０である。このような理想応答を持つ波形で情報an
（ｎ“1"あるいは“0"）を時刻nTごとに伝送すると常に
各nTにおいて信号の振幅が１あるいは０に維持される。
したがって、信号の振幅が時刻nTにおいて0.5より大き
ければこれを“1"、小さければ“0"と判定すればよい。
これに対し、記録再生系あるいは伝送系で周波数特性が
劣化すると（例えば高域部分とする。）再生信号は一般
に第３図（ｂ）に示すように、時刻nT（ｎ≠０）におい
て振幅が０でなくなり、符号間干渉ｅ（nT）が生じる。
この結果、各時刻における信号の振幅がしきい値0.5に
近い状態になり、雑音により符号誤りが発生しやすくな
る。LCでは、このような符号間干渉を以下に示す処理を
行うことで取り除く。第２図において１はLCの入力端で
あり、符号間干渉を持つ波形ｅ（ｔ）が印加される。ｅ
（ｔ）を２経路に分離し、そのうち一方を暫定等化器２
の入力に加え、予備等化する。つぎに、第１の比較器３
により“1"あるいは“0"に識別し、“1"の場合は、第３
図（ｃ）に示すようなパルス信号ｐ（ｔ）を発生する。
このｐ（ｔ）をシフトレジスタ４により逐次所要時間だ
け遅延させた後、その振幅を係数器８により所定の振幅
ｓ（nT）に設定し、加算する。この結果、第３図（ｄ）
に示すように符号間干渉のコピーに相当するcp（ｔ）な
る信号が得られる。さて、分離した他方の信号は遅延回
路５（あるいはマッチドフィルタ）により所定の時間だ
け遅延する。つぎに、これらの信号を減算器６に加え、
差をとることにより符号間干渉のないｉ″（ｔ）が第３
図（ｅ）に示すように得られる。このｉ″（ｔ）を第２
の比較器７で識別再生することにより元のディジタル信
号系列がLCの出力端９に再生される。
電話線路などを介して伝送する場合に、周波数遮断によ
り符号間干渉が生じ、ディジタル信号の“1"と“0"の識
別が困難になることが多い。そこで、従来はこのような
波形補償法の一つとして、第２図に示すような方法が提
案されている。この方法については、ベル システム
テクニカル ジャーナル、1981年11月発行第1997頁から
第2021頁（THE BELL SYSTEM TECHNICAL JOURNAL、Vol.6
0、Novenber 1981、pp 1997-2021）において論じられて
いる。以下この方法をLC（Linear Canceller）と呼ぶこ
とにする。この波形補償方法では、基本的に識別再生し
た信号を利用して符号間干渉を取り除く。第２図の波形
補償方法の動作の概要を第３図のタイミングチャートを
用いて説明する。第３図（ａ）に符号間干渉のない理想
的な菰立インパルス応答を示す。この信号をｉ（ｔ）と
する。ｉ（ｔ）の振幅はｔ＝０で１、ｔ＝nT（ｎ≠０）
で０である。このような理想応答を持つ波形で情報an
（ｎ“1"あるいは“0"）を時刻nTごとに伝送すると常に
各nTにおいて信号の振幅が１あるいは０に維持される。
したがって、信号の振幅が時刻nTにおいて0.5より大き
ければこれを“1"、小さければ“0"と判定すればよい。
これに対し、記録再生系あるいは伝送系で周波数特性が
劣化すると（例えば高域部分とする。）再生信号は一般
に第３図（ｂ）に示すように、時刻nT（ｎ≠０）におい
て振幅が０でなくなり、符号間干渉ｅ（nT）が生じる。
この結果、各時刻における信号の振幅がしきい値0.5に
近い状態になり、雑音により符号誤りが発生しやすくな
る。LCでは、このような符号間干渉を以下に示す処理を
行うことで取り除く。第２図において１はLCの入力端で
あり、符号間干渉を持つ波形ｅ（ｔ）が印加される。ｅ
（ｔ）を２経路に分離し、そのうち一方を暫定等化器２
の入力に加え、予備等化する。つぎに、第１の比較器３
により“1"あるいは“0"に識別し、“1"の場合は、第３
図（ｃ）に示すようなパルス信号ｐ（ｔ）を発生する。
このｐ（ｔ）をシフトレジスタ４により逐次所要時間だ
け遅延させた後、その振幅を係数器８により所定の振幅
ｓ（nT）に設定し、加算する。この結果、第３図（ｄ）
に示すように符号間干渉のコピーに相当するcp（ｔ）な
る信号が得られる。さて、分離した他方の信号は遅延回
路５（あるいはマッチドフィルタ）により所定の時間だ
け遅延する。つぎに、これらの信号を減算器６に加え、
差をとることにより符号間干渉のないｉ″（ｔ）が第３
図（ｅ）に示すように得られる。このｉ″（ｔ）を第２
の比較器７で識別再生することにより元のディジタル信
号系列がLCの出力端９に再生される。
しかしながら、以上に述べたことは第１の比較器の出力
における符号誤りが少ないときのみ成立する。すなわち
第１の比較器の出力の符号誤りが増加すると減算器６の
出力端で次第にこの誤り符号が隣接する他の符号に悪影
響を及ぼす。この結果、第２の比較器の出力信号中に符
号誤りが増加することになる。
における符号誤りが少ないときのみ成立する。すなわち
第１の比較器の出力の符号誤りが増加すると減算器６の
出力端で次第にこの誤り符号が隣接する他の符号に悪影
響を及ぼす。この結果、第２の比較器の出力信号中に符
号誤りが増加することになる。
この典型的な例を第４図を用いて説明する。第４図
（ａ）は理想パルス応答である。この理想波形が記録再
生系あるいは伝送系を通過し、周波数特性が劣化し、さ
らに雑音が重畳した状態を同図（ｂ）に示す。この結
果、本来“00100"なる符号が第１の比較器３で“01110"
と識別されることになり、±Ｔの時刻に符号誤りが発生
する。このような符号誤りをもつ信号で第２図に示した
処理を行なうと同図（ｃ）に示す符号間干渉のコピー信
号が得られ、このコピー信号と遅延回路５の出力信号と
の差をとると同図（ｄ）に示す信号がえられ、これを第
２の比較器で２値化すると“00000"なるデータ系列が得
られる。すなわち、比較器１で生じた時刻±Ｔの符号誤
りは第２の比較器７では元の正しい符号になるが、一方
正しく識別された時刻０の符号は第２の比較器７では誤
りになる。この様な現象は記録再生系における波形の劣
化が著しくなればなるほど発生しがちである。
（ａ）は理想パルス応答である。この理想波形が記録再
生系あるいは伝送系を通過し、周波数特性が劣化し、さ
らに雑音が重畳した状態を同図（ｂ）に示す。この結
果、本来“00100"なる符号が第１の比較器３で“01110"
と識別されることになり、±Ｔの時刻に符号誤りが発生
する。このような符号誤りをもつ信号で第２図に示した
処理を行なうと同図（ｃ）に示す符号間干渉のコピー信
号が得られ、このコピー信号と遅延回路５の出力信号と
の差をとると同図（ｄ）に示す信号がえられ、これを第
２の比較器で２値化すると“00000"なるデータ系列が得
られる。すなわち、比較器１で生じた時刻±Ｔの符号誤
りは第２の比較器７では元の正しい符号になるが、一方
正しく識別された時刻０の符号は第２の比較器７では誤
りになる。この様な現象は記録再生系における波形の劣
化が著しくなればなるほど発生しがちである。
本発明の目的は、上述のようにLCが実際に符号誤りの影
響を受けることを考慮し、この様な条件下でもSNRひい
ては符号誤り率を改善する手法を提供することにある。
響を受けることを考慮し、この様な条件下でもSNRひい
ては符号誤り率を改善する手法を提供することにある。
本発明では、暫定等化器の出力である予備等化された信
号から直接符号間干渉のコピーを差し引く構成とし、し
かも暫定等化器の等化条件を規定し、所定の予備等化信
号を得ることによりLCの性能向上を図る。
号から直接符号間干渉のコピーを差し引く構成とし、し
かも暫定等化器の等化条件を規定し、所定の予備等化信
号を得ることによりLCの性能向上を図る。
ここでは、LCの特性を明確にする。
予備等化後の周波数特性をＥ（Ｘ）で与える。
ただし、ｘ＝f/fT （１） fT＝1/T Tはビット周期である。
この場合、予備等化後の孤立パルス応答 ｅ（ｔ）は となる。時刻ｔ＝０の振幅で規格化すると規格化後のイ
ンパルス応答en（ｔ）は en（ｔ）＝ｅ（ｔ）/e（ｔ）t=0 （３） となる。式（３）から、各時点の符号等間干渉はen（±
Ｔ）、en（±2T）……で与えられる。
ンパルス応答en（ｔ）は en（ｔ）＝ｅ（ｔ）/e（ｔ）t=0 （３） となる。式（３）から、各時点の符号等間干渉はen（±
Ｔ）、en（±2T）……で与えられる。
これを用いて、まず暫定等化器の出力端におけるSNRを
求める。符号間干渉の最大値は各時点における符号間干
渉en（nT）の絶対値和で与えられる。信号の振幅はこの
符号間干渉のぶんだけ低下する。これから暫定等化器の
SNRをLEsnrとすると、次式の関係が成立する。
求める。符号間干渉の最大値は各時点における符号間干
渉en（nT）の絶対値和で与えられる。信号の振幅はこの
符号間干渉のぶんだけ低下する。これから暫定等化器の
SNRをLEsnrとすると、次式の関係が成立する。
ここでNLEは暫定等化器の出力端での雑音電力である。
暫定特化器は一例としてトランスバーサルフィルタで構
成するものとし、そのタップ係数をCnとする。暫定等化
器の入力端での雑音をＮ（ｘ）とすると、NLEは次式で
与えられる。
暫定特化器は一例としてトランスバーサルフィルタで構
成するものとし、そのタップ係数をCnとする。暫定等化
器の入力端での雑音をＮ（ｘ）とすると、NLEは次式で
与えられる。
つぎに、この予備等化後の信号から減算器６により符号
間干渉のコピー信号を挙し引いた後の比較器２直前のSN
RをLCsnrとし、これを求める。
間干渉のコピー信号を挙し引いた後の比較器２直前のSN
RをLCsnrとし、これを求める。
（１） 比較器１の出力に符号誤りが存在しない場合：
第３図に示した過程で完全に符号間干渉を除去できる。
したがって （２） 比較器１の出力に符号誤りが存在する場合：符
号誤りの数が少なく、孤立誤りとみなせるものとする。
第３図に示した過程で完全に符号間干渉を除去できる。
したがって （２） 比較器１の出力に符号誤りが存在する場合：符
号誤りの数が少なく、孤立誤りとみなせるものとする。
この場合、符号誤りにより隣接ビットに振幅ｅ（Ｔ）の
波形擾乱が生じると考えてよい。孤立パルスの応答を式
（３）により規格化しているから、符号を判定するしき
い値は0.5である。この場合波形擾乱により隣接ビット
の振幅が等価的に１−2|en（Ｔ）｜に低下するから、比
較器２直前のSNRは次式のように近似できる。
波形擾乱が生じると考えてよい。孤立パルスの応答を式
（３）により規格化しているから、符号を判定するしき
い値は0.5である。この場合波形擾乱により隣接ビット
の振幅が等価的に１−2|en（Ｔ）｜に低下するから、比
較器２直前のSNRは次式のように近似できる。
ただし、 Ｗ＝MAX｛｜en（±Ｔ）｜、…、｜en（±nT）｜…｝ 以上まとめると次式の関係が成立する。
したがって、式（４）、式（８）から が成立すると比較器直前においてSNR（最悪値）が改善
されることになる。符号誤りは実質的にSNRの最悪値で
決るから最終的に符号誤り率が改善されることになる。
換言すると暫定等化器により、式（９）が成立するよう
に伝送された信号を暫定等化器２で予備等化すればよ
い。
されることになる。符号誤りは実質的にSNRの最悪値で
決るから最終的に符号誤り率が改善されることになる。
換言すると暫定等化器により、式（９）が成立するよう
に伝送された信号を暫定等化器２で予備等化すればよ
い。
以下、本発明の実施例を第１図を用いて説明する。第１
図は本発明による波形等化方法のブロック図である。第
１図の第１の比較器３および第２の比較器７までの動作
はすでに説明した第２図に示したものと同様である。た
だし、暫定等化器２の出力を所定の波形に等化した後遅
延回路５に供給する点が根本的に異なる。
図は本発明による波形等化方法のブロック図である。第
１図の第１の比較器３および第２の比較器７までの動作
はすでに説明した第２図に示したものと同様である。た
だし、暫定等化器２の出力を所定の波形に等化した後遅
延回路５に供給する点が根本的に異なる。
次に、予備等化後の信号が式（９）を満たす暫定等化器
の構成方法を検討する。
の構成方法を検討する。
式（９）で与えられる条件が常に成立するには残留等化
誤差en（ｔ）が対称であればよい。すなわち en（ｔ）＝en（−ｔ） （10） 孤立パルス応答が左右非対称になる原因は暫定等化器を
含む全伝送系に位相歪が存在することにある。したがっ
て、暫定等化器の内部に位相等化器を持ちこれにより位
相歪を補償すればよい。位相等化することで雑音が増減
することはない。第５図に位相等化が可能な暫定等化器
の一つの実現形態としてトランスバーサルフィルタを用
いた例を示す。各遅延回路10に遅延時間Ｔを与え、これ
らの出力を各利得調整器11により所定の利得にした後加
算器12により加算することで任意の位相特性を実現する
ことが可能である。
誤差en（ｔ）が対称であればよい。すなわち en（ｔ）＝en（−ｔ） （10） 孤立パルス応答が左右非対称になる原因は暫定等化器を
含む全伝送系に位相歪が存在することにある。したがっ
て、暫定等化器の内部に位相等化器を持ちこれにより位
相歪を補償すればよい。位相等化することで雑音が増減
することはない。第５図に位相等化が可能な暫定等化器
の一つの実現形態としてトランスバーサルフィルタを用
いた例を示す。各遅延回路10に遅延時間Ｔを与え、これ
らの出力を各利得調整器11により所定の利得にした後加
算器12により加算することで任意の位相特性を実現する
ことが可能である。
他の実施例として、第２図の遅延回路５を暫定等化器と
同様の等化器で置き換えた構成にすることも可能であ
る。
同様の等化器で置き換えた構成にすることも可能であ
る。
以上述べたように本発明によれば、LCの内部の暫定等化
器を位相等化が可能な構成にし、予備等化後の孤立パル
スの応答を対称に近づけ、この信号を本線信号として取
り扱うようにしたことで、符号誤りが存在する条件下で
も雑音強調のない波形等化を実現できる。
器を位相等化が可能な構成にし、予備等化後の孤立パル
スの応答を対称に近づけ、この信号を本線信号として取
り扱うようにしたことで、符号誤りが存在する条件下で
も雑音強調のない波形等化を実現できる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、 第２図は従来技術を示すブロック図、 第３図は第２図の従来技術の各部の波形を示す図、第４
図は従来技術の問題点を説明するための波形図 第５図は第１図の実施例の一部詳細を示す図である。
図は従来技術の問題点を説明するための波形図 第５図は第１図の実施例の一部詳細を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 土居 信数 東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 斎藤 章 茨城県勝田市大字稲田1410番地 株式会社 日立製作所東海工場内 (72)発明者 金子 守 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 日 立ビデオエンジニアリング株式会社内 (72)発明者 江藤 良純 東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (56)参考文献 三田、天野、泉田、土居，「リニアキャ ンセラのディジタルＶＴＲへの適用」, 1987年テレビジョン学会全国大会 Ｎｏ. ７−17 Ｍｉｔａ，Ｉｚｕｍｉｔａ，Ｄｏｉ，Ｅ ｔｏ，“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｅｑｕａｌｉ ｚａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆ ｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｒｅ ｃｏｒｄｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＳＭ ＰＴＥ Ｐｒｅｐｒｉｎｔ ｎＯ．128− 55,
Claims (2)
- 【請求項１】入力された符号間干渉を持つ入力波形を暫
定等化器に入力して位相歪を除去あるいは低減し、 上記暫定等化器の出力を第１の識別再生回路で識別再生
し、 上記識別再生した信号から上記入力波形の符号間干渉の
コピー信号を作成し、 上記暫定等化器の出力を遅延させた信号から上記コピー
信号を差引き、 上記差し引いた信号を第２の識別再生回路で識別再生す
ることを特徴とする波形補償方法。 - 【請求項２】上記暫定等化器は、 （ｎ≠０、nTは時刻、en（nT）は各時点の符号間干渉、 Ｗはen（nT）の絶対値の最大値） を満足することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
載の波形補償方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2883086A JPH07107986B2 (ja) | 1986-02-14 | 1986-02-14 | 波形補償方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2883086A JPH07107986B2 (ja) | 1986-02-14 | 1986-02-14 | 波形補償方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62188435A JPS62188435A (ja) | 1987-08-18 |
| JPH07107986B2 true JPH07107986B2 (ja) | 1995-11-15 |
Family
ID=12259302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2883086A Expired - Lifetime JPH07107986B2 (ja) | 1986-02-14 | 1986-02-14 | 波形補償方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07107986B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8701333A (nl) * | 1987-06-09 | 1989-01-02 | Philips Nv | Inrichting voor het bestrijden van intersymboolinterferentie en ruis. |
| KR20050084186A (ko) * | 2002-12-09 | 2005-08-26 | 프리스케일 세미컨덕터, 인크. | 판정 피드 포워드 등화기 시스템 및 방법 |
-
1986
- 1986-02-14 JP JP2883086A patent/JPH07107986B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Ｍｉｔａ，Ｉｚｕｍｉｔａ，Ｄｏｉ，Ｅｔｏ，"ＡｄａｐｔｉｖｅＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓｆｏｒＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＲｅｃｏｒｄｉｎｇＳｙｓｔｅｍｓ"，ＳＭＰＴＥＰｒｅｐｒｉｎｔｎＯ．１２８−５５， |
| 三田、天野、泉田、土居，「リニアキャンセラのディジタルＶＴＲへの適用」，１９８７年テレビジョン学会全国大会Ｎｏ．７−１７ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62188435A (ja) | 1987-08-18 |
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