JPH07107985B2 - 波形補償方法 - Google Patents
波形補償方法Info
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- JPH07107985B2 JPH07107985B2 JP1195786A JP1195786A JPH07107985B2 JP H07107985 B2 JPH07107985 B2 JP H07107985B2 JP 1195786 A JP1195786 A JP 1195786A JP 1195786 A JP1195786 A JP 1195786A JP H07107985 B2 JPH07107985 B2 JP H07107985B2
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- Japan
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- code error
- code
- signal
- comparator
- bit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は波形補償方法に関し、特にディジタル信号を記
録再生あるいは伝送する場合の符号間干渉の除去方法に
関するものである。
録再生あるいは伝送する場合の符号間干渉の除去方法に
関するものである。
ディジタル信号をVTRなどに記録再生する場合あるいは
電話線路などを介して伝送する場合に、周波数遮断によ
り符号間干渉が生じ、ディジタル信号の“1"と“0"の識
別が困難になることが多い。そこで、従来はこのような
波形補償法の一つとして、第２図に示すような方法が提
案されている。この方法については、ベル システム
テクニカル ジャーナル,1981年11月発行第1997頁から
第2021頁（THE BELL SYSTEM TECHNICAL JOURNAL,Vol.6
0,November 1981,pp.1997-2021）において論じられてい
る。以下この方法をLC（Linear Canceller）と呼ぶこと
にする。この波形補償方法では、基本的に識別再生した
信号を利用して符号間干渉を取り除く。第２図の波形補
償方法の動作の概要を第３図のタイミングチャートを用
いて説明する。第３図（ａ）に符号間干渉のない理想的
な孤立インパルス応答を示す。この信号をｉ（ｔ）とす
る。ｉ（ｔ）の振幅はｔ＝０で１、ｔ＝nT（ｎ≠０）で
０である。このような理想応答を持つ波形で情報an（＝
“1"あるいは“0"）を時刻nTごとに伝送すると常に各nT
において信号の振幅が１あるいは０に維持される。した
がって、信号の振幅が時刻nTにおいて、0.5より大きけ
ればこれを“1"、小さければ“0"と判定すればよい。こ
れに対し、記録再生系あるいは伝送系で周波数特性が劣
化すると（例えば高域部分とする。）再生信号は一般に
第３図（ｂ）に示すように、時刻nT（ｎ≠０）において
振幅が０でなくなり、符号間干渉ｓ（nT）が生じる。こ
の結果、各時刻における信号の振幅がしきい値0.5に近
い状態になり、雑音により符号誤りが発生しやすくな
る。LCでは、このような符号間干渉を以下に示す処理を
行うことで取り除く。第２図において１はLCの入力端で
あり、符号間干渉を持つ波形ｓ（ｔ）が印加される。ｓ
（ｔ）を２経路に分離し、そのうち一方を暫定等化器２
の入力に加え、予備等化する。つぎに、第１の比較器３
により“1"あるいは“0"に識別し、“1"の場合は、第３
図（ｃ）に示すようなパルス信号ｐ（ｔ）を発生する。
このｐ（ｔ）をシフトレジスタ４により逐次所要時間だ
け遅延させた後、その振幅を係数器８により所定の振幅
ｓ（nT）に設定し、加算する。この結果、第３図（ｄ）
に示すように符号間干渉のコピーに相当するcp（ｔ）な
る信号が得られる。さて、分離した他方の信号は遅延回
路５により所定の時間だけ遅延する。つぎに、これらの
信号を減算器６に加え、差をとることにより符号間干渉
のないｉ′（ｔ）が第３図（ｅ）に示すように得られ
る。このｉ′（ｔ）を第２の比較器７で識別再生するこ
とにより元のディジタル信号系列がLCの出力端９に再生
される。
電話線路などを介して伝送する場合に、周波数遮断によ
り符号間干渉が生じ、ディジタル信号の“1"と“0"の識
別が困難になることが多い。そこで、従来はこのような
波形補償法の一つとして、第２図に示すような方法が提
案されている。この方法については、ベル システム
テクニカル ジャーナル,1981年11月発行第1997頁から
第2021頁（THE BELL SYSTEM TECHNICAL JOURNAL,Vol.6
0,November 1981,pp.1997-2021）において論じられてい
る。以下この方法をLC（Linear Canceller）と呼ぶこと
にする。この波形補償方法では、基本的に識別再生した
信号を利用して符号間干渉を取り除く。第２図の波形補
償方法の動作の概要を第３図のタイミングチャートを用
いて説明する。第３図（ａ）に符号間干渉のない理想的
な孤立インパルス応答を示す。この信号をｉ（ｔ）とす
る。ｉ（ｔ）の振幅はｔ＝０で１、ｔ＝nT（ｎ≠０）で
０である。このような理想応答を持つ波形で情報an（＝
“1"あるいは“0"）を時刻nTごとに伝送すると常に各nT
において信号の振幅が１あるいは０に維持される。した
がって、信号の振幅が時刻nTにおいて、0.5より大きけ
ればこれを“1"、小さければ“0"と判定すればよい。こ
れに対し、記録再生系あるいは伝送系で周波数特性が劣
化すると（例えば高域部分とする。）再生信号は一般に
第３図（ｂ）に示すように、時刻nT（ｎ≠０）において
振幅が０でなくなり、符号間干渉ｓ（nT）が生じる。こ
の結果、各時刻における信号の振幅がしきい値0.5に近
い状態になり、雑音により符号誤りが発生しやすくな
る。LCでは、このような符号間干渉を以下に示す処理を
行うことで取り除く。第２図において１はLCの入力端で
あり、符号間干渉を持つ波形ｓ（ｔ）が印加される。ｓ
（ｔ）を２経路に分離し、そのうち一方を暫定等化器２
の入力に加え、予備等化する。つぎに、第１の比較器３
により“1"あるいは“0"に識別し、“1"の場合は、第３
図（ｃ）に示すようなパルス信号ｐ（ｔ）を発生する。
このｐ（ｔ）をシフトレジスタ４により逐次所要時間だ
け遅延させた後、その振幅を係数器８により所定の振幅
ｓ（nT）に設定し、加算する。この結果、第３図（ｄ）
に示すように符号間干渉のコピーに相当するcp（ｔ）な
る信号が得られる。さて、分離した他方の信号は遅延回
路５により所定の時間だけ遅延する。つぎに、これらの
信号を減算器６に加え、差をとることにより符号間干渉
のないｉ′（ｔ）が第３図（ｅ）に示すように得られ
る。このｉ′（ｔ）を第２の比較器７で識別再生するこ
とにより元のディジタル信号系列がLCの出力端９に再生
される。
しかしながら、以上に述べたことは第１の比較器の出力
における符号誤りが少ないときのみ成立する。すなわち
第１の比較器の出力の符号誤りが増加すると減算器６の
出力端で次第にこの誤り符号が隣接する他の符号に悪影
響を及ぼす。この結果、第２の比較器の出力信号中に符
号誤りが増加することになる。
における符号誤りが少ないときのみ成立する。すなわち
第１の比較器の出力の符号誤りが増加すると減算器６の
出力端で次第にこの誤り符号が隣接する他の符号に悪影
響を及ぼす。この結果、第２の比較器の出力信号中に符
号誤りが増加することになる。
この典型的な例を第４図を用いて説明する。第４図
（ａ）は理想孤立波形である。この理想波形が記憶再生
系あるいは伝送系を通過し、周波数特性が劣化し、さら
に雑音が重畳した状態を同図（ｂ）に示す。この結果、
本来“00100"なる符号が第１の比較器３で“01110"と識
別されることになり、±Ｔの時刻に符号誤りが発生す
る。このような符号誤りをもつ信号で第２図に示した処
理を行なうと同図（ｃ）に示す符号間干渉のコピー信号
が得られ、このコピー信号と遅延回路５の出力信号との
差をとると同図（ｄ）に示す信号がえられ、これを第２
の比較器で２値化すると“00000"なるデータ系列が得ら
れる。すなわち、比較器１で生じた時刻±Ｔの符号誤り
は第２の比較器７では元の正しい符号になるが、一方正
しく識別された時刻０の符号は第２の比較器７では誤り
になる。
（ａ）は理想孤立波形である。この理想波形が記憶再生
系あるいは伝送系を通過し、周波数特性が劣化し、さら
に雑音が重畳した状態を同図（ｂ）に示す。この結果、
本来“00100"なる符号が第１の比較器３で“01110"と識
別されることになり、±Ｔの時刻に符号誤りが発生す
る。このような符号誤りをもつ信号で第２図に示した処
理を行なうと同図（ｃ）に示す符号間干渉のコピー信号
が得られ、このコピー信号と遅延回路５の出力信号との
差をとると同図（ｄ）に示す信号がえられ、これを第２
の比較器で２値化すると“00000"なるデータ系列が得ら
れる。すなわち、比較器１で生じた時刻±Ｔの符号誤り
は第２の比較器７では元の正しい符号になるが、一方正
しく識別された時刻０の符号は第２の比較器７では誤り
になる。
本発明の目的はこのように第２の比較器７で符号誤りが
新たに発生するという特性に着目し、従来法よりさらに
符号誤り率を低減できる等化手法を提供することにあ
る。
新たに発生するという特性に着目し、従来法よりさらに
符号誤り率を低減できる等化手法を提供することにあ
る。
本発明では、以下の手法を新たに付加することによりLC
の性能向上を図る。
の性能向上を図る。
第１の比較器の出力データ系列の時点nTの符号に誤りが
発生したとする。この場合、前述の結果から第２の比較
器ではnTに隣接する（ｎ−１）Ｔ、（ｎ＋１）Ｔに符号
誤りが発生する確率が大きくなる。したがって、 （１） 両比較器の出力データ系列をMod2加算すること
により（この結果得られたデータ系列を以下、誤り検出
パターンと呼ぶ）符号誤りの位置を検出できる。さら
に、 （２） 各誤り検出パターンが発生する確率を予め求め
ることにより元の正しい符号を推定することが可能にな
り、これにより符号誤りを訂正することが可能になる。
発生したとする。この場合、前述の結果から第２の比較
器ではnTに隣接する（ｎ−１）Ｔ、（ｎ＋１）Ｔに符号
誤りが発生する確率が大きくなる。したがって、 （１） 両比較器の出力データ系列をMod2加算すること
により（この結果得られたデータ系列を以下、誤り検出
パターンと呼ぶ）符号誤りの位置を検出できる。さら
に、 （２） 各誤り検出パターンが発生する確率を予め求め
ることにより元の正しい符号を推定することが可能にな
り、これにより符号誤りを訂正することが可能になる。
以下、この誤り訂正手法に関して詳細に説明する。
まずある特定の誤り検出パターンが発生する確率を求め
る。
る。
符号間干渉ｓ（nT）を以下enと記述する。任意に時刻nT
における暫定等化器２の出力での符号間干渉をEnとする
と、Enは次式で与えられる。
における暫定等化器２の出力での符号間干渉をEnとする
と、Enは次式で与えられる。
ここでanは信号源のデータ系列である。
このEnを用いて、第１の比較器の出力の符号誤り率Pnを
求める。第３図（ａ）に示すように孤立パルスの振幅は
１に規格化されている。このとき第１の比較器のしきい
値は0.5になる。
求める。第３図（ａ）に示すように孤立パルスの振幅は
１に規格化されている。このとき第１の比較器のしきい
値は0.5になる。
今、時点nTおいて、符号が“1"であれば信号の振幅は１
＋Enになり、しきい値とのレベル差が0.5＋Enになる。
符号が“0"であれば、しきい値とのレベル差は0.5−En
になる。すなわち、符号が“1"のときは符号誤りの点で
はかえって有利になる。“0"のときは符号間干渉により
符号誤りが増す。以上を考慮すると、Pnは次式で与えら
れる。
＋Enになり、しきい値とのレベル差が0.5＋Enになる。
符号が“0"であれば、しきい値とのレベル差は0.5−En
になる。すなわち、符号が“1"のときは符号誤りの点で
はかえって有利になる。“0"のときは符号間干渉により
符号誤りが増す。以上を考慮すると、Pnは次式で与えら
れる。
ただし、 さらに、第２の比較器の入力における時点nTの符号間干
渉をEn′とするとEn′はEnから符号間干渉のコピーに相
当するen-lan+lを差し引くことで得られ、次式のように
なる。
渉をEn′とするとEn′はEnから符号間干渉のコピーに相
当するen-lan+lを差し引くことで得られ、次式のように
なる。
だだし、an′は第１の比較器の出力のデータ系列であ
る。
る。
これから式（２）と同様に、第２の比較器の符号誤り率
Pn′は と与えられる。
Pn′は と与えられる。
以上の式（２），式（４）を用い、一例として１ビット
の孤立誤り検出パターンが発生する確率を求める。第８
図に、両比較器の出力データ系列をMod2加算すると、丁
度孤立パターンになる組み合わせを示す。まず第８図の
ｃに示す誤り検出パターンが発生する確率PT1を求めて
みる。等化器の出力の時点（ｎ−１）T,nT,（ｎ＋１）
Ｔにおける任意の３ビットパターンの組合わせをｉと
し、この時の符号誤り率をPn-1,i，Pn,i，Pn+1,iとして
記述する。この信号を比較器１で逐次識別再生し、その
結果が第８図のｃに示すように（正，誤，正）となる確
率PIiは PIi＝（１−Pn-1,i）・Pn,i・（１−Pn+1,i） …（５） となる。
の孤立誤り検出パターンが発生する確率を求める。第８
図に、両比較器の出力データ系列をMod2加算すると、丁
度孤立パターンになる組み合わせを示す。まず第８図の
ｃに示す誤り検出パターンが発生する確率PT1を求めて
みる。等化器の出力の時点（ｎ−１）T,nT,（ｎ＋１）
Ｔにおける任意の３ビットパターンの組合わせをｉと
し、この時の符号誤り率をPn-1,i，Pn,i，Pn+1,iとして
記述する。この信号を比較器１で逐次識別再生し、その
結果が第８図のｃに示すように（正，誤，正）となる確
率PIiは PIi＝（１−Pn-1,i）・Pn,i・（１−Pn+1,i） …（５） となる。
さらに第１の比較器の出力が確定した条件下でこれに対
応する時点（ｎ−１）T,nT,（ｎ＋１）Ｔの３ビットの
符号が第２の比較器の出力においてすべて正しくなる条
件付確率（遷移確率）PJiを求める。時点nTの条件付き
確率をPJn,iとすると、各ビットごとに次式のように求
められる。
応する時点（ｎ−１）T,nT,（ｎ＋１）Ｔの３ビットの
符号が第２の比較器の出力においてすべて正しくなる条
件付確率（遷移確率）PJiを求める。時点nTの条件付き
確率をPJn,iとすると、各ビットごとに次式のように求
められる。
ただし、PJn-1,i＝１、if PJn-1,i≧１ ただし、PJn-1,i＝０、if PJn-1,i≦０ ただし、PJn+1,i＝１、if PJn+1,i≧１ これから、PJiは次式で与えられる。
PJi＝PJn-1,iPJn,iPJn+1,i …（９） ここで、符号間干渉が小さく、 en＝0,n≧３ …（10） とする。この場合、時点（ｎ−１）T,nT,（ｎ＋１）Ｔ
における３ビットの符号は（ｎ−３）Ｔから（ｎ＋３）
Ｔの範囲に存在する符号の影響を受ける。したがって、
PT1はこれらの７ビットの符号が取り得る全パターンに
対して求め、これを平均することにより得られる。
における３ビットの符号は（ｎ−３）Ｔから（ｎ＋３）
Ｔの範囲に存在する符号の影響を受ける。したがって、
PT1はこれらの７ビットの符号が取り得る全パターンに
対して求め、これを平均することにより得られる。
一例としてSNRを18.5dBに選び、周波数特性がナイキス
ト特性から指数関数的に劣化するときのPT1を検討す
る。波形劣化が大きくなるに伴い、PJjはほぼ１に等し
くなる。すなわち符号誤りが訂正されることを意味す
る。逆に。波形劣化がナイキスト周波数（fT/2）で振幅
が1dB以下と小さくなると、PJiは急速に０に近づく。す
なわち誤りが訂正される確率が低くなる。換言すると符
号誤りが生じる原因が符号間干渉よりはむしろ雑音が主
になることを意味する。雑音に起因する符号誤り率PNは PN＝１−Φ（0.5/σ） …（12） と与えられる。また、PJi＝１が成立するころでは PT1＝Pn …（13） と近似できる。すなわち、PT1は実質的にLCを適用する
前の符号誤り率に等しくなる。
ト特性から指数関数的に劣化するときのPT1を検討す
る。波形劣化が大きくなるに伴い、PJjはほぼ１に等し
くなる。すなわち符号誤りが訂正されることを意味す
る。逆に。波形劣化がナイキスト周波数（fT/2）で振幅
が1dB以下と小さくなると、PJiは急速に０に近づく。す
なわち誤りが訂正される確率が低くなる。換言すると符
号誤りが生じる原因が符号間干渉よりはむしろ雑音が主
になることを意味する。雑音に起因する符号誤り率PNは PN＝１−Φ（0.5/σ） …（12） と与えられる。また、PJi＝１が成立するころでは PT1＝Pn …（13） と近似できる。すなわち、PT1は実質的にLCを適用する
前の符号誤り率に等しくなる。
したがって、PN＋PTがLC適用前の符号誤り率に対応する
と考えてよい。計算結果を第５図中の実線ａに示す。
と考えてよい。計算結果を第５図中の実線ａに示す。
第８図に示す他の誤り検出パターンの発生確率も同様に
求めることができ、これらの確率は第８図のｃのものに
比較し、約３桁以下となる。換言すると、誤り検出パタ
ーンが孤立パターンの場合はLCにより符号誤りが訂正さ
れたと考えるのが妥当であることを意味する。
求めることができ、これらの確率は第８図のｃのものに
比較し、約３桁以下となる。換言すると、誤り検出パタ
ーンが孤立パターンの場合はLCにより符号誤りが訂正さ
れたと考えるのが妥当であることを意味する。
したがって、LC適用後に残留する符号誤りは誤り検出パ
ターンのうち連続して２ビット以上が不一致になるもの
で生じると考えられる。発生確率が高いものを第９図に
示す。これらのパターンの発生確率をPT2,PT3,PT4,PT5
…とすると、LC適用後の符号誤り率はΣPTNx（第２の比
較器の出力データ中に存在する誤り個数）で与えられ
る。前述と同様にこれらの確率を計算できる。
ターンのうち連続して２ビット以上が不一致になるもの
で生じると考えられる。発生確率が高いものを第９図に
示す。これらのパターンの発生確率をPT2,PT3,PT4,PT5
…とすると、LC適用後の符号誤り率はΣPTNx（第２の比
較器の出力データ中に存在する誤り個数）で与えられ
る。前述と同様にこれらの確率を計算できる。
まず発生確率の高いPT2,PT3、を取り上げ、PT2x（１）
＋PT3x（１）＋PNを求めた結果を第５図の実線ｂに示
す。すなわち実線ｂに示す符号誤り率がLC適用後の符号
誤り率となる。
＋PT3x（１）＋PNを求めた結果を第５図の実線ｂに示
す。すなわち実線ｂに示す符号誤り率がLC適用後の符号
誤り率となる。
つぎに、２ビットおよび３ビットの誤り検出パターンに
含まれる符号誤りを訂正する手法を検討する。
含まれる符号誤りを訂正する手法を検討する。
誤り検出パターンが２ビットの場合；第９図から見られ
るように、２ビットのものに関しては、いずれか一方が
誤りであることは分かるがどちらが誤りであるか確定す
ることはできない。そこで第１の比較器で判定する前の
アナログ信号（あるいは第２の比較器の直前）の状態か
ら各ビットの尤度を推定することを試みる。すなわち誤
りが検出された２ビットに対応する等化器の出力信号の
振幅の大小を比較する。２ビットに対応する振幅値をA
1,A2とすると|A1−0.5|,|A2−0.5|を求め、この大小を
比較し、大きい方の信号に対応する第２の比較器の出力
が正しい符号であると判定する。誤り検出パターンが２
ビットと３ビットパターンの誤りを訂正した後の符号誤
り率を第５図ｃに示す。
るように、２ビットのものに関しては、いずれか一方が
誤りであることは分かるがどちらが誤りであるか確定す
ることはできない。そこで第１の比較器で判定する前の
アナログ信号（あるいは第２の比較器の直前）の状態か
ら各ビットの尤度を推定することを試みる。すなわち誤
りが検出された２ビットに対応する等化器の出力信号の
振幅の大小を比較する。２ビットに対応する振幅値をA
1,A2とすると|A1−0.5|,|A2−0.5|を求め、この大小を
比較し、大きい方の信号に対応する第２の比較器の出力
が正しい符号であると判定する。誤り検出パターンが２
ビットと３ビットパターンの誤りを訂正した後の符号誤
り率を第５図ｃに示す。
さらに、残留する誤りの大半は誤り検出パターンが４ビ
ットおよび５ビットのパターン中に存在する誤りが占め
る。
ットおよび５ビットのパターン中に存在する誤りが占め
る。
誤り検出パターンが４ビットおよび５ビットの場合； ４ビットパターンに関しては、２ビットパターンで行な
ったのと同様に前２ビット、後２ビットずつ尤度を推定
することで誤りを訂正することができる。
ったのと同様に前２ビット、後２ビットずつ尤度を推定
することで誤りを訂正することができる。
また、５ビットパターンに関しては、３ビットパターン
と同様に誤り位置が確定しているからこの極性を反転す
れば、符号誤りが訂正できる。
と同様に誤り位置が確定しているからこの極性を反転す
れば、符号誤りが訂正できる。
４ビットおよび５ビットパターンに関して訂正を施した
後の符号誤り率を第５図ｄに示す。第５図から分かるよ
うに本手法を適用することで周波数特性の劣化が著しい
所で大幅に符号誤りが改善される。なお前述した手法を
誤り検出パターンが６ビット以上になるものに対しても
行えば、さらに符号誤り率が改善されることは言うまで
もない。
後の符号誤り率を第５図ｄに示す。第５図から分かるよ
うに本手法を適用することで周波数特性の劣化が著しい
所で大幅に符号誤りが改善される。なお前述した手法を
誤り検出パターンが６ビット以上になるものに対しても
行えば、さらに符号誤り率が改善されることは言うまで
もない。
以下、本発明の実施例を第１図を用いて説明する。第１
図は本発明による波形等化方式のブロック図であり、第
６図は各部のタイミングチャートである。また、第７図
は第１図の回路の一部をさらに詳細に示したものであ
る。第１図の第１の比較器３および第２の比較器７まで
の動作はすでに説明したLCの動作と同様である。まず、
第６図のＡに示す暫定等化器２の出力を第１の比較器３
により識別再生し、さらにこの信号を第１図の遅延回路
10で第２の比較器７の出力に対応する時間まで遅延す
る。第１図の例では、この遅延時間は３ビットになる。
第６図のＣは第２の比較器７の出力でＢに示す符号誤り
ビットに隣接するビットに符号誤りが生じた場合を示し
ている。つぎに、これらの２つの信号を符号誤り検出回
路11に入力し第６図のＥに示すように符号誤り位置を確
定し、この誤り位置の情報を用いて符号誤り低減回路12
で誤りを訂正する。第７図に符号誤り検出回路11および
符号誤り低減回路12（図中点線で囲んだ以外の部分に対
応する）の詳細を示す。まず符号誤り検出回路11では第
２の比較器７および遅延回路10の出力信号の不一致部分
をEOR（排他的論理和）回路14を用いて検出する。さら
に、EOR14の出力信号をシフトレジスタで構成される遅
延回路16により遅延し、このサインを用いてEOR17およ
びEOR18により符号誤り検出パターンの長さを分類す
る。この例ではEOR17により２ビットおよびEOR18により
３ビットのものが分類される。符号誤り検出パターンの
長さが２ビットの場合は前述した様に尤度の判定が必要
になる。これは暫定等化器２の出力をAD変換器19により
ディジタル信号に変換し、この出力を遅延回路20により
１ビット遅延し、これらの大小を減算回路21で比較する
ことで実現できる。減算回路21の出力は遅延回路22によ
り所定時間遅延した後スイッチ回路23に供給される。こ
の信号でEOR17の出力およびこれを１ビット遅延したも
のを選択する。第２の比較器７の出力は遅延回路15によ
り遅延し、これとスイッチ回路23の出力をEOR25に加え
ることで誤り訂正される。さらに、EOR18の出力とEOR25
の出力をEOR26で加算することで誤り検出パターンが３
ビットの符号中の誤りが訂正される。誤り検出パターン
が４ビット以上のものに対しても同様の回路を構成する
ことにより符号誤りが訂正される。
図は本発明による波形等化方式のブロック図であり、第
６図は各部のタイミングチャートである。また、第７図
は第１図の回路の一部をさらに詳細に示したものであ
る。第１図の第１の比較器３および第２の比較器７まで
の動作はすでに説明したLCの動作と同様である。まず、
第６図のＡに示す暫定等化器２の出力を第１の比較器３
により識別再生し、さらにこの信号を第１図の遅延回路
10で第２の比較器７の出力に対応する時間まで遅延す
る。第１図の例では、この遅延時間は３ビットになる。
第６図のＣは第２の比較器７の出力でＢに示す符号誤り
ビットに隣接するビットに符号誤りが生じた場合を示し
ている。つぎに、これらの２つの信号を符号誤り検出回
路11に入力し第６図のＥに示すように符号誤り位置を確
定し、この誤り位置の情報を用いて符号誤り低減回路12
で誤りを訂正する。第７図に符号誤り検出回路11および
符号誤り低減回路12（図中点線で囲んだ以外の部分に対
応する）の詳細を示す。まず符号誤り検出回路11では第
２の比較器７および遅延回路10の出力信号の不一致部分
をEOR（排他的論理和）回路14を用いて検出する。さら
に、EOR14の出力信号をシフトレジスタで構成される遅
延回路16により遅延し、このサインを用いてEOR17およ
びEOR18により符号誤り検出パターンの長さを分類す
る。この例ではEOR17により２ビットおよびEOR18により
３ビットのものが分類される。符号誤り検出パターンの
長さが２ビットの場合は前述した様に尤度の判定が必要
になる。これは暫定等化器２の出力をAD変換器19により
ディジタル信号に変換し、この出力を遅延回路20により
１ビット遅延し、これらの大小を減算回路21で比較する
ことで実現できる。減算回路21の出力は遅延回路22によ
り所定時間遅延した後スイッチ回路23に供給される。こ
の信号でEOR17の出力およびこれを１ビット遅延したも
のを選択する。第２の比較器７の出力は遅延回路15によ
り遅延し、これとスイッチ回路23の出力をEOR25に加え
ることで誤り訂正される。さらに、EOR18の出力とEOR25
の出力をEOR26で加算することで誤り検出パターンが３
ビットの符号中の誤りが訂正される。誤り検出パターン
が４ビット以上のものに対しても同様の回路を構成する
ことにより符号誤りが訂正される。
以上述べてきた方法は暫定等化器の出力の波形歪の形状
に関係なく符号誤りが訂正できる。しかし、孤立パルス
の応答が非対称になることが予め知ることができる場合
には、第１の比較器の出力で符号誤りが発生すると、こ
れにより第２の比較器で発生する符号誤りの位置が確定
するため尤度判定回路は不用になる。
に関係なく符号誤りが訂正できる。しかし、孤立パルス
の応答が非対称になることが予め知ることができる場合
には、第１の比較器の出力で符号誤りが発生すると、こ
れにより第２の比較器で発生する符号誤りの位置が確定
するため尤度判定回路は不用になる。
さらに、係数器８の各係数C-nかC+n（ｎは正の整数）い
ずれかの極性の設定が他方より大きくなる場合には孤立
パルスの波形が非対称になっていることを示すから、係
数器の設定状態を常に監視し、これによりスイッチ回路
23の選択をすることも可能である。
ずれかの極性の設定が他方より大きくなる場合には孤立
パルスの波形が非対称になっていることを示すから、係
数器の設定状態を常に監視し、これによりスイッチ回路
23の選択をすることも可能である。
また、実施例では第２の比較器の出力信号の符号誤り位
置が検出できるから、これと誤り訂正符号を組合わせる
ことによりイレージャ訂正方式の実現も可能である。
置が検出できるから、これと誤り訂正符号を組合わせる
ことによりイレージャ訂正方式の実現も可能である。
以上述べたように本発明によれば、 （１） 両比較器の出力データ系列をMod2加算すること
により（この結果得られたデータ系列を以下、誤り検出
パターンと呼ぶ）符号誤りの位置を検出できる。さら
に、 （２） 各誤り検出パターンが発生する確率を予め求め
ることにより元の正しい符号を推定することが可能にな
り、これにより符号誤りを訂正することが可能になる。
により（この結果得られたデータ系列を以下、誤り検出
パターンと呼ぶ）符号誤りの位置を検出できる。さら
に、 （２） 各誤り検出パターンが発生する確率を予め求め
ることにより元の正しい符号を推定することが可能にな
り、これにより符号誤りを訂正することが可能になる。
この結果、LCの持つ欠点を根本的に改善でき、雑音強調
のない波形等化を実現できる。
のない波形等化を実現できる。
第１図は本発明の一実施例をしめすブロック図、第２図
は従来例をしめすブロック図、第３図は従来例の各部の
波形図、第４図は従来例の欠点を示す波形図、第５図は
本発明による改善効果を符号誤り率で示した図、第６図
は本発明の各部の波形図、第７図は本発明の実施例の詳
細図、第８図は誤り検出パターンが孤立パターンになる
組合せを示す図、第９図は誤り検出パターンが２ビット
以上のものの内で発生確率の最も大きいものを示す図で
ある。
は従来例をしめすブロック図、第３図は従来例の各部の
波形図、第４図は従来例の欠点を示す波形図、第５図は
本発明による改善効果を符号誤り率で示した図、第６図
は本発明の各部の波形図、第７図は本発明の実施例の詳
細図、第８図は誤り検出パターンが孤立パターンになる
組合せを示す図、第９図は誤り検出パターンが２ビット
以上のものの内で発生確率の最も大きいものを示す図で
ある。
フロントページの続き (72)発明者 土居 信数 東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 斎藤 章 茨城県勝田市大字稲田1410番地 株式会社 日立製作所東海工場内 (72)発明者 金子 守 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 日 立ビデオエンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 三田、天野、泉田、土居，「リニアキャ ンセラのディジタルＶＴＲの適用」，1987 年テレビジョン学会全国大会，Ｎｏ．７− 17 Ｍｉｔａ，Ｉｚｕｍｉｔａ，Ｄｏｉ，Ｅ ｔｏ，“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｅｑｕａｌｉ ｚａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆ ｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｒｅ ｃｏｒｄｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＳＭ ＰＴＥ Ｐｒｅｐｒｉｎｔ Ｎｏ．128− 55
Claims (2)
- 【請求項１】入力された符号間干渉を持つ入力波形を分
離し、 上記分離された１の入力波形を所定の閾値により「１」
または「０」に識別して「１」の場合にパルス信号を発
生し、 上記パルス信号を遅延かつ加算して符号間干渉のコピー
信号を作成し、 上記分離された他の入力波形を遅延し、 上記遅延した他の入力波形から上記パルス信号を減じた
結果「１」または「０」に識別して識別信号を出力し、 上記パルス信号と上記識別信号との不一致個所をもって
上記入力波形中の符号誤り位置を特定し、 上記符号誤り位置に基づいて上記識別信号の符号誤りビ
ットを訂正する ことを特徴とする波形補償方法。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 上記符号誤り位置にあるビットを示す信号出力の大小を
比較することにより、上記ビットの尤度を判定して、上
記識別信号の符号誤りビットを訂正する ことを特徴とする波形補償方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1195786A JPH07107985B2 (ja) | 1986-01-24 | 1986-01-24 | 波形補償方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1195786A JPH07107985B2 (ja) | 1986-01-24 | 1986-01-24 | 波形補償方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62171328A JPS62171328A (ja) | 1987-07-28 |
| JPH07107985B2 true JPH07107985B2 (ja) | 1995-11-15 |
Family
ID=11792095
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1195786A Expired - Lifetime JPH07107985B2 (ja) | 1986-01-24 | 1986-01-24 | 波形補償方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07107985B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4679768B2 (ja) * | 2001-08-31 | 2011-04-27 | 三菱電機株式会社 | 軟判定復号装置及び軟判定復号方法 |
| CA2505435A1 (en) * | 2002-12-09 | 2004-06-24 | Motorola, Inc. | Decision feed forward equalizer system and method |
| JP4515418B2 (ja) * | 2006-07-10 | 2010-07-28 | 日本電信電話株式会社 | 等化回路 |
| JP4867649B2 (ja) * | 2006-12-26 | 2012-02-01 | ソニー株式会社 | 信号処理装置および信号処理方法、並びにプログラム |
| JP4973939B2 (ja) * | 2007-10-10 | 2012-07-11 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法、情報処理装置、情報処理方法、及びプログラム |
-
1986
- 1986-01-24 JP JP1195786A patent/JPH07107985B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Ｍｉｔａ，Ｉｚｕｍｉｔａ，Ｄｏｉ，Ｅｔｏ，"ＡｄａｐｔｉｖｅＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓｆｏｒＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＲｅｃｏｒｄｉｎｇＳｙｓｔｅｍｓ"，ＳＭＰＴＥＰｒｅｐｒｉｎｔＮｏ．１２８−５５ |
| 三田、天野、泉田、土居，「リニアキャンセラのディジタルＶＴＲの適用」，１９８７年テレビジョン学会全国大会，Ｎｏ．７−１７ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62171328A (ja) | 1987-07-28 |
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