JPS62171328A - 波形補償方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は波形補償方法に関し、特にディジタル信号を記
録再生あるいは伝送する場合の符号間干渉の除去方法に
関するものである。

〔従来の技術〕

ディジタル信号をＶＴＲなどに記録再生する場合あるい
はｆｆ１ｆｆ、！線路などを介して伝送する場合に。

周波数遮断により符号間干渉が生じ、ディジタル信号の
ＩＩ　Ｉ　ＩＩとＩＩ　ＯＩＩの識別が固定になること
が多い。そこで、従来はこのような波形補償法の一つと
して、第２図に示すような方法が提案されている。この
方法については、ベル　システム　テクニカル　ジャー
ナル、１９８１年１１月発行第１９９７頁から第２０２
１頁（ＴＨＥ　　ＢＥＬＬＳ　Ｙ　Ｓ　Ｔ　Ｅ　Ｍ　　
　　Ｔ　Ｅ　Ｃト■　Ｎ　Ｔ　ｃ　Ａ　ＬＪＯＵＲＮＡ
ｒ−、Ｖｏｌ、６０．Ｎｏｖｅｍｂｅｒ＋９８１．ｐｐ
、１．９９７−２０２１）　におイテ論じられている。

以下この方法をＬＣ（ＬｉｎｅａｒＣａｎｃｅｌｌｅｒ
）と呼ぶことにする。この波形補償方法では、基本的に
識別再生した信号を利用して符号間干渉を取り除く。第
２図の波形補償方法の動作の概要を第３図のタイミング
チャートを用いて説明する。第３図（ａ）に符号間干渉
のない利息的な孤立インパルス応答を示す。この信号を
ｉ　　（ｔ）とする、　　ｉ　　（ｔ）の振幅は１＝０
で１、ｔ＝ｎＴ　（ｎ≠０）で０である。このような理
想応答を持つ波形で情報ａｎ（＝’″ｌ′″あるいは′
Ｏ”）を時刻ｎＴごとに伝送すると常に各ｎＴにおいて
信号の振幅が１あるいはＯに維持される。

したがって、信号の振幅が時刻ｎＴにおいて、０．５よ
り大きければこれをＬＬ　Ｌ　Ｈ１小さければＩＩ　Ｏ
７１と判定すればよい。これに対し、記録再生系あるい
は伝送系で周波数特性が劣化すると（例えば高域部分と
する。）再生信号は一般に第３図（ｂ）に示すように、
時刻ｎＴ（ｎ≠０）において振幅が０でなくなり、符号
間干渉５（ｎＴ）が生じる。この結果、各時刻における
信号の振幅がしきい値０．５に近い状態になり、雑音に
より符号誤りが発生しやすくなる。ＬＣでは、このよう
な符号間干渉を以下に示す処理を行うことで取り除く。

第２図において１はＬＣの入力端であり、符号間干渉を
持つ波形ｓ　（ｔ）が印加される。

ｓ　（ｔ）を２経路に分離し、そのうち一方を暫定等花
器２の入力に加え、予備等化する。つぎに、第１の比較
器３によりＪ＃　Ｉ　ＩＩあるいは′Ｏ″に識別し、１
′１７４の場合は、第３図（ｃ）に示すようなパルス信
号ｐ　（ｔ）を発生する。このｐ　（ｔ）をシフトレジ
スタ４により逐次所要時間だけ遅延させた後、その振幅
を係数器８により所定の振幅５（ｎＴ）に設定し、加算
する。この結果、第３図（ｄ）に示すように符号間干渉
のコピーに相当するｃｐ（ｔ）なる信号が得られる。さ
て１分離した他方の信号は遅延回路５により所定の時間
だけ遅延する。つぎに、これらの信号を減算器６に加え
、差をとることにより符号間干渉のないｔ’（ｔ）が第
３図（ｅ）に示すように得られる。

このｉ’（ｔ）を第２の比較器７で識別再生することに
より元のディジタル信号系列がＬＣの出力端９に再生さ
れる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら１以上に述べたことは第１の比較器の出力
における符号誤りが少ないときのみ成立する。すなわち
第１の比較器の出力の符号誤りが増加すると減算器６の
出力端で次第にこの誤り符号が隣接する他の符号に悪影
響を及ぼす。この結果、第２の比較器の出力信号中に符
号誤りが増加することになる。

この典型的な例を第４図を用いて説明する。第４図（ａ
）は理想孤立波形である。この理想波形が記録再生系あ
るいは伝送系を通過し１周波数特性が劣化し、さらに雑
音が重畳した状態を同図（ｂ）に示す。この結果、本来
”ＯＯ１００″なる符号が第１の比較器３で”０１１１
０”と識別されることになり、±Ｔの時刻に符号誤りが
発生する。このような符号誤りをもつ信号で第２図に示
した処理を行なうと同図（ｃ）に示す符号間干渉のコｅ
−信号が得られ、このコピー信号と遅延回路５の出力４
３号との差をとると同図（ｄ）に示す信号がえられ、こ
れを第２の比較器で２値化すると”ｏ　ｏ　ｏ　ｏ　ｏ
”なるデータ系列が得られる。

すなわち、比較器１で生じた時刻±Ｔの符号誤りは第２
の比較器７では元の正しい符号になるが。

一方正しく識別された時刻Ｏの符号は第２の比較器７で
は誤りになる。

本発明の目的はこのように第２の′比較器７で符号誤り
が新たに発生するという特性に着目し、従来法よりさら
に符号誤り率を低減できる等化手法を提供することにあ
る。

〔問題点を解決する手段〕 本発明では、以下の手法を新たに付加することによりＬ
Ｃの性能向上を図る。

第１の比較器の出力データ系列の時点ｎＴの符号に誤り
が発生したとする。この場合、前述の結果から第２の比
較器ではｎＴに隣接する（ｎ−１）Ｔ、（ｎ＋１）Ｔに
符号誤りが発生する確率が大きくなる。したがって。

（１）両比較器の出力データ系列をＭｏｄ２加算するこ
とにより（この結果得られたデータ系列を以下、誤り検
出パターンと呼ぶ）符号誤りの位置を検出できる。さら
に。

（２）各誤り検出パターンが発生する確率を予め求める
ことにより元の正しい符号を推定することが可能になり
、これにより符号誤りを訂正することが可能になる。

〔作用〕

以下、この誤り訂正手法に関して詳細に説明する。

まずある特定の誤り検出パターンが発生する確率を求め
る。

符号間予ｅｓ（ｎＴ）を以下ｅｎと記述する。

任意の時刻ｎＴにおける暫定等止器２の出力での符号間
干渉をＥｎとすると、Ｅｏは次式で与えられる。

Ｅｎ＝　　Σ　　ｅ　（１−Ｑ　ａ　ｏ＋Ｑ　　　　　
−（１）＋ｇロー２ 悲≠０ ここでａｎは信号源のデータ系列である。

このＥｎを用いて、第１の比較器の出力の符号誤り率Ｐ
ｎを求める。第３図（ａ）に示すように孤立パルスの振
幅は１に規格化されている。このとき第１の比較器のし
きい値は０．５になる。

今１時点ｎＴおいて、符号がＩＩ　Ｉ　ＩＩであれば信
号の振幅は１＋Ｅｎになり、しきい値とのレベル差が０
．５＋Ｅｎになる。符号が１１０　Ｈであれば、しきい
値とのレベル差は０．５−Ｅｎになる。すなわち、符号
がＩｔ　１７１のときは符号誤りの点ではかえって有利
になり　Ｉｔ　Ｏ７７のときは符号間干渉により符号誤
りが増す。以上を考慮すると、Ｐｎは次式で与えられる
。

ただし、 Φ（Ｚ）＝１／ｒ　Ｊｅｘｐ（−Ｚ２／２）ｄｚさらに
、第２の比較器の入力における時点ｎＴの符号間干渉を
Ｅｎ′とするとＥｎ′はＥｎから符号間干渉のコピーに
相当するｅｎ−Ｊｅａｎ十！を差し引くことで得られ、
次式のようになる。

Ｅｎ′＝Σ（Ｏｎ−ｊＺａｎ＋ｊ２　　ｅｎ−ｊＺａｎ
＋Ｊ２’）　　　”’（３）２＝−２ １≠０ ただし、ａ工、′は第１の比較器の出力のデータ系列で
ある。

これから式（２）と同様に、第２の比較器の符号誤り率
Ｐ。′は と与えられる。

以上の式（２）１式（４）を用い、−例として１ビツト
の孤立誤り検出パターンが一発生する確率を求める。表
１に両比較器の出力データ系列をＭｏｄ２加算すると、
丁度孤立パターンになる組み合わせを示す。まず第８図
のＣに示す誤り検出パターンが発生する確率ＰＴＩ求め
てみる。等止器の出力の時点（ｎ−１）Ｔ、ｎＴ、（ｎ
＋１）Ｔにおける任意の３ビツトパターンの組合わせを
ｉとし、この時の符号誤り率をＰ。−１＋ｉ＋Ｐｎ＋ｌ
＋Ｐ、ヤｉ＋１として記述する。この信号を比較器ｌで
逐次識別再生し、その結果が第８図のＣに示すように（
正、誤、正）となる確率Ｐ１．はＰＩｔ＝（Ｉ　　Ｐｎ
−ｘ＋ｉ）”Ｐｎ＋ｔ’（Ｉ　　Ｐｎ＋ｔ、ｉ）　　”
’（５）となる。

さらに第１の比較器の出力が確定した条件下でこれに対
応する時点（ｎ−１）Ｔ、ｎＴ、（ｎ＋　１）Ｔの３ビ
ツトの符号が第２の比較器の出力においてすぺで正しく
なる条件付確率（遷移確率）ＰＪｉを求める。時点ｎＴ
の条件付き確率をＰ　Ｊ　ｎ、□とすると、各ビットと
毎に次式のように求められる。

ただし、ＰＪｉ、　ｌ　ｒ　ｉ　”　ｌ、１ｆＰＪｎ−
１＋ｉ≧まただし、Ｐ　Ｊ　ｎ　−１ｒ　ｌ＝　Ｏｌｉ
　ｆ　　Ｐ　Ｊ　ｎ　−０，Ｌ≦Ｏただし、Ｐ　Ｊ　ｎ
　十ｉ　２．＝　１、ｉｆ　　ＰＪｎ十ｔ＋ｔ≧１これ
から、ＰＪｉは次式で与えられる。

Ｐ　Ｊ　＜　＝　Ｐ　Ｊ　ｎ　−１ｒ　ｉ　Ｐ　Ｊ　ｎ
　ｒ　ｔ　Ｐ　Ｊ　ｎヤ、、、　　　−（９）ここで、
符号間干渉が小さく、 ｅｙｅ：Ｏｗｎ≧３　　　　　・・・（１０）とする。

この場合、時点（ｎ−１）Ｔ、ｎＴ。

（ｎ＋１）Ｔにおける３ビｙトの符号は（ｎ−３）Ｔか
ら（ｎ＋３）Ｔの範囲に存在する符号の影響を受ける。

したがって、ＰＴＩはこれらの７ビツトの符号が取り得
る全パターンに対して求め、これを平均することにより
得られる。

−例としてＳＮＲを１８．５　ｄ　Ｂに選び１周波数特
性がナイキスト特性から指数関数的に劣化するときのＰ
ＴＩを検討する。波形劣化が大きくなるに伴い、ＰＪｉ
はほぼ１に等しくなる。すなわち符号誤りが訂正される
ことを意味する。逆に、波形劣化がナイキスト周波数（
ｆｒ／２）で振幅がｌｄＢ以下と小さくなると、ＰＪｉ
は急速に０に近づく。すなわち誤りが訂正される確率が
低くなる。換言すると符号誤りが生じる原因が符号間干
渉よりはむしろ雑音が主になることを意味する。

雑音に起因する符号誤り率ＰＮは ＰＮ＝１−Φ　（０，５／σ）　　　　　　・・・（１
２）と与えられる。また、ＰＪ工＝１が成立するところ
では Ｐ　Ｔ　１　＝　Ｐ　ｎ　　　　　　　　　＝・（１３
）と近似できる。すなわち、ＰＴＩは実質的にＬＣを適
用する前の符号誤り率に等しくなる。

したがって、ＰＮ＋ＰＴがＬＣ適用前の符号誤り率に対
応すると考えてよい。計算結果を第５図中の実ＪＪａに
示す。

第８図に示す他の誤り検出パターンの発生確率も同様に
求めることができ、これらの確率は第８図のＣのものに
比較し、約３桁以下となる。換言すると、誤り検出パタ
ーンが孤立パターンの場合はＬＣにより符号誤りが訂正
されたと考えるのが妥当であることを、己味する。

したがって、ｒ−ｃ適用後に残留する符号誤りは誤り検
出パターンのうち連続して２ピツ・１−以上が不一致に
なるもので生じると考えられる。発生確率が高いものを
第９図に示す。これらのパターンの発生確率をＰＴ２．
ＰＴ３．ＰＴ４．ＰＴ５・・・とすると、ＬＣ適用後の
符号誤り率はΣＰＴＮｘ（第２の比較器の出力データ中
に存在する誤り個数）で与えられる。前述と同様にこれ
らの確率を計算できる。

まず発生確率の高いＰＴ２．ＰＴ３．を取り上げ、ＰＴ
２ｘ　（１）＋ＰＴ３ｘ　（１）＋ＰＮを求めた結果を
第５図の実線すに示す。すなわち実線すに示す符号誤り
率がＬＣ適用後の符号誤り率となる。

つぎに、２ピツ１へおよび３ビツトの誤り検出パターン
に含まれる符号誤りを訂正する手法を検討する。

誤り検出パターンが２ビツトの場合；第９図から見られ
るように、２ビツトのものに関しては。

いずれか一方が誤りであることは分かるがどちらが誤り
であるか確定することはできない。そこで第１の比較器
で判定する前のアナログ信号（あるいは第２の比較器の
直前）の状態から各ピッ１−の尤度を推定することを試
みる。すなわち誤りが検出された２ビｙ　ｈに対応する
等止器の出力信号の振幅の大小を比較する。２ビツトに
対応する振幅値をＡＩ、Ａ２とするとｌＡｌ−０，５１
゜１Ａ２−０．５１を求め、この大小を比較し、大きい
方の信号に対応する第２の比較器の出力が正しい符号で
あると判定する。誤り検出パターンが２ピントと３ビツ
トパターンの誤りを訂正した後の符号誤り率を第５図Ｃ
に示すつ さらに、残留する誤りの大半は誤り検出パターンが４ビ
ットおよび５ビツトのパターン中に存在する誤りが占め
る。

誤り検出パターンが４ビツトおよび５ピツｌ〜の場合； ４ビットパターンに関しては、２ビツトパターンで行な
ったのと同様に前２ビット、後２ビットずつ尤度を推定
することで誤りを訂正することができる。

また、５ビツトパターンに関しては、３ビツトパターン
と同様に誤り位置が確定しているからこの極性を反転す
れば、符号誤りが訂正できる。

４ビツトおよび５ピノ１−パターンに関して訂正を施し
た後の符号誤り率を第５図ｄに示す。第５図から分かる
ように本手法を適用することで周波数特性の劣化が著し
い所で大幅に符号誤りが改善される。なお前述した手法
を誤り検出パターンが６ビツト以上になるものに対して
も行えば、さらに符号誤り率が改善されることは言うま
でもない。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を第１図を用いて説明する。第１
図は本発明による波形等化方式のブロック図であり、第
６図は各部のタイミングチャートである。また、第７図
は第１図の回路の一部をさらに詳細に示したものである
。第１図の第１の比較器３および第２の比較器７までの
動作はすでに説明したＬＣの動作と同様である。まず、
第６図のＡに示す暫定等止器２の出力を第１の比較器３
により識別再生し、さらにこの信号を第１図の遅延回路
１０で第２の比較器７の出力に対応する時間まで遅延す
る。第１図の例では、この遅延時間は３ビツトになる。

第６図のＣは第２の比較器７の出力でＢに示す符号誤り
ビットに隣接するピッＩ−に符号誤りが生じた場合を示
している。つぎに、これらの２つの信号を符号誤り検出
回路１１に入力し第６図のＥに示すように符号誤り位置
を確定し、この誤り位置の情報を用いて符号誤り低減回
路１２で誤りを訂正する。第７図に符号誤り検出回路１
１および符号誤り低減回路１２（図中点線で囲んだ以外
の部分に対応する）の詳細を示す。

まず符号誤り検出回路１１では第２の比較器７および遅
延回路１０の出力信号の不一致部分をＥＯＲ（排他的論
理和）回路１４を用いて検出する。さらに、ＦＯＲｌ　
４の出力信号をシフ１〜レジスタで構成される遅延回路
１６により遅延し、この信号を用いてＥＯＲ１７および
ＥＯＲ１８により符号誤り検出パターンの長さを分類す
る。この例ではＥＯＲ１７により２ビツトおよびＥ　Ｏ
Ｒ１８により３ビツトのものが分類される。符号誤り検
出パターンの長さが２ビツトの場合は前述した様に尤度
の判定が必要になる。これは暫定等化器２の出力をＡＤ
変換器１９によりディジタル信号に変換し、この出力を
遅延回路２０により１ビツト遅延し、これらの大小を減
算回路２１で比較することで実現できる。減算回路２１
の出力は遅延回路２２により所定時間遅延した後スイッ
チ回路２３に供給される。この信号でＥＯＲ１７の出力
およびこれを１ピツ１へ遅延したものを選択する。

第２の比較ｃｒ７の出力は遅延回路１５により遅延し、
これとスイッチ回路２３の出力をＥＯＲ２５に加えるこ
とで誤りが訂正される。さらに、ＥＯＲ１８の出力とＥ
ＯＲ２５の出力をＥＯＲ２６で加算することで誤り検出
パターンが３ピッ１−の符号中の誤りが訂正される。誤
り検出パターンが４ビツト以上のものに対しても同様の
回路を構成することにより符号誤りが訂正される。

以上述べてきた方法は暫定等化器の出力の波形歪の形状
に関係なく符号誤りが訂正できる。しかし、孤立パルス
の応答が非対称になることが予め知ることができる場合
には、第１の比較器の出力で符号誤りが発生すると、こ
れにより第２の比較器で発生する符号誤りの位置が確定
するため尤度判定回路は不用になる。

さらに、係数器８の各係数Ｃ−ｏかＣ＋ｎ（ｎは正の整
数）いずれかの極性の設定が他方より大きくなる場合に
は孤立パルスの波形が非対称になっていることを示すか
ら、係数器の設定状態を常に監視し、これによりスイッ
チ回路２３の選択をすることも可能である。

また、実施例では第２の比較器の出力信号の符号誤り位
置が検出できるから、これと誤り訂正符号を組合わせる
ことによりイレージヤ訂正方式の実現も可能である。

〔発明の効果〕

以上述べたように本発明によれば、 （１）両比較器の出力データ系列をＭ　ｏ　ｄ　２加算
することにより（この結果得られたデータ系列を以下、
誤り検出パターンと呼ぶ）符号誤りの位置を検出できる
。さらに、 （２）各誤り検出パターンが発生する確率を予め求める
ことにより元の正しい符号を推定することが可能になり
、これにより符号誤りを訂正することが可能になる。

この結果、ＬＣの持つ欠点を根本的に改善でき、雑音強
調のない波形等化を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例をしめずブロック図、第２図
は従来例をしめずブロック図、第３図は従来例の各部の
波形図、第４図は従来例の欠点を示す波形図、第５図は
本発明による改善効果を符号誤り率で示した図、第６図
は本発明の各部の波形図、第７図は本発明の実施例の詳
細図、第８図は誤り検出パターンが孤立パターンになる
組合せを示す図、第９図は誤り検出パターンが２ビット
以上のものの内で発生確率の最も大きいものを示す図で
ある。 千　３　つ 才４　芭 ００００１ＱＱＱ −５−４−，３−２−１０１２３４５Δ第５目 循預＾徨太（えδ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、符号間干渉をもつディジタル信号を第１の識別再生
   回路で識別再生し、パルス化した信号から符号間干渉の
   コピー信号を作成し、これを該符号間干渉をもつディジ
   タル信号から差引き、この後再び第２の識別再生回路で
   識別再生する方法において、第１の識別回路及び第２の
   識別回路の出力のディジタル信号のデータ値が一致しな
   い場合に、この不一致個所およびその近傍を含むｎビッ
   トのパターンから発生確率の高いパターンを推定し、こ
   れにより第２の比較器の符号誤りを訂正することを特徴
   とする波形補償方法。 ２、特許請求の範囲第１項において、検出された符号誤
   りを第１あるいは第２の識別再生回路の入力信号の絶対
   値の大小を比較する尤度判定手段をもちいて、符号誤り
   を訂正することを特徴とする波形補償方法。