JPH05130076A - 最尤シーケンス距離計算器用装置、最尤シーケンスデコード用装置及びデコード方法 - Google Patents
最尤シーケンス距離計算器用装置、最尤シーケンスデコード用装置及びデコード方法Info
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- JPH05130076A JPH05130076A JP4113194A JP11319492A JPH05130076A JP H05130076 A JPH05130076 A JP H05130076A JP 4113194 A JP4113194 A JP 4113194A JP 11319492 A JP11319492 A JP 11319492A JP H05130076 A JPH05130076 A JP H05130076A
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/18—Error detection or correction; Testing, e.g. of drop-outs
- G11B20/1833—Error detection or correction; Testing, e.g. of drop-outs by adding special lists or symbols to the coded information
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
- H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
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- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】通信チャネルないし記録装置からサンプルされ
た値のシーケンスを処理するシーケンスデコーダで使用
する最尤シーケンス距離計算器を提供する。 【構成】距離計算器はシーケンスが２状態トレリスをベ
ースにできる最尤デコーダで使用することが出来る。こ
れにはデュオバイナリ、ダイコードあるいは部分応答ク
ラスＩＶ信号方式が含まれる。２つの状態に対する残存
者距離はその状態に対して検出されたピーク振幅と比例
する。従って状態のピーク振幅は反対極性の振幅が検出
されトレリス経路を反対極性状態に変換するまでピーク
検出器により記憶される。ある状態への経路を変換する
しきい値は反対極性状態のピーク振幅と最尤しきい値に
より決定される。状態のピーク振幅だけが記憶されるの
で、非境界距離絶対値増大は問題ではない。
た値のシーケンスを処理するシーケンスデコーダで使用
する最尤シーケンス距離計算器を提供する。 【構成】距離計算器はシーケンスが２状態トレリスをベ
ースにできる最尤デコーダで使用することが出来る。こ
れにはデュオバイナリ、ダイコードあるいは部分応答ク
ラスＩＶ信号方式が含まれる。２つの状態に対する残存
者距離はその状態に対して検出されたピーク振幅と比例
する。従って状態のピーク振幅は反対極性の振幅が検出
されトレリス経路を反対極性状態に変換するまでピーク
検出器により記憶される。ある状態への経路を変換する
しきい値は反対極性状態のピーク振幅と最尤しきい値に
より決定される。状態のピーク振幅だけが記憶されるの
で、非境界距離絶対値増大は問題ではない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明はアナログ・チャネルを
通したディジタル送信分野に関する。
通したディジタル送信分野に関する。
【０００２】
【従来の技術】音声やデータ信号の交信はしばしばアナ
ログ信号をディジタル信号に変換して行われている。そ
してそれらディジタル信号は送信器から受信器に送ら
れ、必要に応じアナログに再変換されて利用者に送られ
る。このディジタル送信はしばしばアナログ・チャネル
を通して行われる。ディジタル情報はディジタル値を表
す「記号」の形で送信され、時には隣接する記号が重複
する場合があり、記号間干渉として知られる現象が生じ
る。この干渉はディジタル送信を壊乱させることがあ
り、ディジタル情報を受信する際にエラーにつながるこ
とになる。磁気記録チャネルでは、チャネルから壊乱し
た形態で出力された２値記号シーケンスをデコードする
方法が必要である。ＭＬＳＥ（最尤シーケンス推定）デ
コードは、記号間干渉を受けるディジタル送信を受信、
デコードするパルス検出器で、従来、有効な手段として
用いられてきた。ディジタル検出用クラスＩＶ部分応答
信号方式は特に磁気記録チャネルに適しており、抽出し
た振幅検出を磁気記録に適用することが出来る。データ
・エラーの伝ぱんを最小にするため、信号は２値数のシ
ーケンスに変えられ、ノイズが存在する中で最尤シーケ
ンスを決定する手順を適用することが出来る。シーケン
スを検出することにより、ビットのシーケンスを検出、
処理して、エラーを最小化する。
ログ信号をディジタル信号に変換して行われている。そ
してそれらディジタル信号は送信器から受信器に送ら
れ、必要に応じアナログに再変換されて利用者に送られ
る。このディジタル送信はしばしばアナログ・チャネル
を通して行われる。ディジタル情報はディジタル値を表
す「記号」の形で送信され、時には隣接する記号が重複
する場合があり、記号間干渉として知られる現象が生じ
る。この干渉はディジタル送信を壊乱させることがあ
り、ディジタル情報を受信する際にエラーにつながるこ
とになる。磁気記録チャネルでは、チャネルから壊乱し
た形態で出力された２値記号シーケンスをデコードする
方法が必要である。ＭＬＳＥ（最尤シーケンス推定）デ
コードは、記号間干渉を受けるディジタル送信を受信、
デコードするパルス検出器で、従来、有効な手段として
用いられてきた。ディジタル検出用クラスＩＶ部分応答
信号方式は特に磁気記録チャネルに適しており、抽出し
た振幅検出を磁気記録に適用することが出来る。データ
・エラーの伝ぱんを最小にするため、信号は２値数のシ
ーケンスに変えられ、ノイズが存在する中で最尤シーケ
ンスを決定する手順を適用することが出来る。シーケン
スを検出することにより、ビットのシーケンスを検出、
処理して、エラーを最小化する。
【０００３】ＭＬＳＥ、特にビタビ（Viterbi)・アルゴ
リズムは、ノイズと記号間干渉が存在する中で記号（パ
ルス）シーケンスの検出を向上するために用いられる。
ＭＬＳＥはＧ．Ｄ．フォーニィにより「ビタビ・アルゴ
リズム」ＩＥＥＥ会報61巻３号1973年３月pp.268-278お
よびＲ．Ｗ．ウッドほかにより「磁気記録チャネル上で
のクラスＩＶ部分応答のビタビ検出」ＩＥＥＥ通信トラ
ンザクション、ＣＯＭ-34巻1986年５月pp.454-461に説
明されている。ビタビ・アルゴリズムの記号間干渉問題
への使用に関する初期の参考文献の１つ（小林「ディジ
タル磁気記録システムへの確率的デコードの適用」ＩＢ
Ｍ研究開発ジャーナル15巻１号1971年pp.64-74）は、磁
気記録チャネル上のクラスＩＶ部分応答に関連してい
た。基本的にそのアルゴリズムはトレリス（trellis ）
の分枝に沿って「最良」のルートを決定する反復的方法
を提供するものである。それぞれの枝に対して、その枝
の確率の対数に相当する「距離」を計算する場合は、ビ
タビ・アルゴリズムを最高の対数確率、即ち最尤シーケ
ンスを集積する経路を判定するのに使用することが出来
る。基本的に受信するシーケンス（ａn ）を想定（ｎは
整数の時間指数）すると、全ての可能な送信シーケンス
（ｂn ）の中から（ａn）を最も受信するようにしそう
なものを選択、すなわち（ｂn）を選択してＰ（（ａn）
｜（ｂn））を最大にするのである。
リズムは、ノイズと記号間干渉が存在する中で記号（パ
ルス）シーケンスの検出を向上するために用いられる。
ＭＬＳＥはＧ．Ｄ．フォーニィにより「ビタビ・アルゴ
リズム」ＩＥＥＥ会報61巻３号1973年３月pp.268-278お
よびＲ．Ｗ．ウッドほかにより「磁気記録チャネル上で
のクラスＩＶ部分応答のビタビ検出」ＩＥＥＥ通信トラ
ンザクション、ＣＯＭ-34巻1986年５月pp.454-461に説
明されている。ビタビ・アルゴリズムの記号間干渉問題
への使用に関する初期の参考文献の１つ（小林「ディジ
タル磁気記録システムへの確率的デコードの適用」ＩＢ
Ｍ研究開発ジャーナル15巻１号1971年pp.64-74）は、磁
気記録チャネル上のクラスＩＶ部分応答に関連してい
た。基本的にそのアルゴリズムはトレリス（trellis ）
の分枝に沿って「最良」のルートを決定する反復的方法
を提供するものである。それぞれの枝に対して、その枝
の確率の対数に相当する「距離」を計算する場合は、ビ
タビ・アルゴリズムを最高の対数確率、即ち最尤シーケ
ンスを集積する経路を判定するのに使用することが出来
る。基本的に受信するシーケンス（ａn ）を想定（ｎは
整数の時間指数）すると、全ての可能な送信シーケンス
（ｂn ）の中から（ａn）を最も受信するようにしそう
なものを選択、すなわち（ｂn）を選択してＰ（（ａn）
｜（ｂn））を最大にするのである。
【０００４】ビタビ・アルゴリズムではデータは受信し
てすぐにはデコードされない。代わりにデコードするデ
ィジットに続いて所定のコード深さを有するデータのシ
ーケンスが最初に集められる。次に経路の距離を計算し
て、限定された可能な数のメッセージが選択される。そ
れぞれのメッセージは現在デコードしようとするディジ
ットをはるかに越えたデコード深さを通して広がってお
り、そのような１つの残存者シーケンスはそれぞれのデ
ータ状態で終了している。それぞれの残存者シーケンス
と実際に受信するデータの間の相関は考察中の全デコー
ド深さに対して計算される。残存者シーケンスの最高に
相関するものが唯一の残存者シーケンスとして選択され
る。デコード深さ内の最初に受信したディジタル・ディ
ジットは次に、その唯一の残存者シーケンスは正しいシ
ーケンスであるとの一時的な想定の下で常時デコードさ
れる。部分応答信号方式を使用することで、記号間干渉
をより適切に対処することが出来、所与のチャネルの帯
幅をより効率的に使用することが出来る。部分応答シス
テムでは、制御された量の記号間干渉は許容される。部
分応答システムは多項式１＋Ｄ，１−Ｄおよび（１−Ｄ
2 ）で記述され、それぞれデュオバイナリ、ダイコー
ド、クラスＩＶとも呼ばれる。
てすぐにはデコードされない。代わりにデコードするデ
ィジットに続いて所定のコード深さを有するデータのシ
ーケンスが最初に集められる。次に経路の距離を計算し
て、限定された可能な数のメッセージが選択される。そ
れぞれのメッセージは現在デコードしようとするディジ
ットをはるかに越えたデコード深さを通して広がってお
り、そのような１つの残存者シーケンスはそれぞれのデ
ータ状態で終了している。それぞれの残存者シーケンス
と実際に受信するデータの間の相関は考察中の全デコー
ド深さに対して計算される。残存者シーケンスの最高に
相関するものが唯一の残存者シーケンスとして選択され
る。デコード深さ内の最初に受信したディジタル・ディ
ジットは次に、その唯一の残存者シーケンスは正しいシ
ーケンスであるとの一時的な想定の下で常時デコードさ
れる。部分応答信号方式を使用することで、記号間干渉
をより適切に対処することが出来、所与のチャネルの帯
幅をより効率的に使用することが出来る。部分応答シス
テムでは、制御された量の記号間干渉は許容される。部
分応答システムは多項式１＋Ｄ，１−Ｄおよび（１−Ｄ
2 ）で記述され、それぞれデュオバイナリ、ダイコー
ド、クラスＩＶとも呼ばれる。
【０００５】ＭＬＳＥ問題は所定のグラフで最短ルート
を見つける問題と似ている。ビタビ・アルゴリズムは自
然の反復的解法として生じる。このアルゴリズムはしば
しば図１に示すようなトレリスで図示できる状態ダイア
グラムと関連している。図１の２状態トレリスでは、各
々のノードは所与の時間での明瞭な状態を示し、各々の
枝は次の瞬間でのある新しい状態への移転を表してい
る。トレリスは全ての可能な状態シーケンスに対しトレ
リスを通過する一意的な経路に対応するものであり、ま
たその逆のものである。２つの状態間の最短の経路部分
を残存者（サバイバー）と呼ぶ。どのような時間間隔に
対しても１つ以上の残存者がある可能性があるが、最短
の完全な経路はそれらの残存者の１つを通過して続行し
なければならない。従っていずれの時間Ｋでも、残存者
の数とその長さだけを覚える必要がある。時間Ｋ＋１に
到着するには、全てのＫ時間残存者を１時間単位延長
し、延長した経路部分の長さを計算し、各々のノードＸ
K+1 に対して、対応する（Ｋ＋１）時間残存者としてＸ
K+1 で終了する最短延長経路部分を選択するだけであ
る。
を見つける問題と似ている。ビタビ・アルゴリズムは自
然の反復的解法として生じる。このアルゴリズムはしば
しば図１に示すようなトレリスで図示できる状態ダイア
グラムと関連している。図１の２状態トレリスでは、各
々のノードは所与の時間での明瞭な状態を示し、各々の
枝は次の瞬間でのある新しい状態への移転を表してい
る。トレリスは全ての可能な状態シーケンスに対しトレ
リスを通過する一意的な経路に対応するものであり、ま
たその逆のものである。２つの状態間の最短の経路部分
を残存者（サバイバー）と呼ぶ。どのような時間間隔に
対しても１つ以上の残存者がある可能性があるが、最短
の完全な経路はそれらの残存者の１つを通過して続行し
なければならない。従っていずれの時間Ｋでも、残存者
の数とその長さだけを覚える必要がある。時間Ｋ＋１に
到着するには、全てのＫ時間残存者を１時間単位延長
し、延長した経路部分の長さを計算し、各々のノードＸ
K+1 に対して、対応する（Ｋ＋１）時間残存者としてＸ
K+1 で終了する最短延長経路部分を選択するだけであ
る。
【０００６】図１に示す２状態トレリスでは、上部の枝
およびノードは（１）状態経路を表し、下部の状態枝と
ノードは（−１）ないし（０）状態経路を表す。対角枝
は状態を変える経路を表す。時間Ｋでのノード距離（累
積対数確度）はＫ−１でのノード距離と経路距離の関数
でしかない。それらは次の式で与えられる。 MK(-1) = max[MK-1(-1), MK-1(1) - YK - VT] (1) MK(1) = max[MK-1(1), MK-1(-1) + YK - VT] (2) ここで MK(-1)はt = Kでの(-1)距離値 MK(1) はt = Kでの(1)距離値 YKはt = Kでの信号振幅 VTはYKに対するしきい振幅、シーケンス・パルスとパル
ス無しの間の最尤値。VTは一般的にほぼYK/2の値を有す
る。VTはYKとノイズ間の最尤値に等しいように設定され
る。VTはYKの平均ピーク値ないし所定ないしプログラム
可能な値で設定できる。従ってMK-1(1) - YK - VT ≧ M
K-1：例えばMK(-1)≠MK-1(-1)ならば式（１）に対する
状態の変化が生じる。式（２）に対する状態の変化はM
K-1(-1) + YK -VT ≧ MK-1(-1)：例えばMK(1)≠MK-1(1)
ならば生じる。
およびノードは（１）状態経路を表し、下部の状態枝と
ノードは（−１）ないし（０）状態経路を表す。対角枝
は状態を変える経路を表す。時間Ｋでのノード距離（累
積対数確度）はＫ−１でのノード距離と経路距離の関数
でしかない。それらは次の式で与えられる。 MK(-1) = max[MK-1(-1), MK-1(1) - YK - VT] (1) MK(1) = max[MK-1(1), MK-1(-1) + YK - VT] (2) ここで MK(-1)はt = Kでの(-1)距離値 MK(1) はt = Kでの(1)距離値 YKはt = Kでの信号振幅 VTはYKに対するしきい振幅、シーケンス・パルスとパル
ス無しの間の最尤値。VTは一般的にほぼYK/2の値を有す
る。VTはYKとノイズ間の最尤値に等しいように設定され
る。VTはYKの平均ピーク値ないし所定ないしプログラム
可能な値で設定できる。従ってMK-1(1) - YK - VT ≧ M
K-1：例えばMK(-1)≠MK-1(-1)ならば式（１）に対する
状態の変化が生じる。式（２）に対する状態の変化はM
K-1(-1) + YK -VT ≧ MK-1(-1)：例えばMK(1)≠MK-1(1)
ならば生じる。
【０００７】図２Ａおよび２Ｂでは５時間単位をカバー
する４状態トレリスのアルゴリズムが図示されている。
図２Ａは完全トレリスを示しており、それぞれの枝には
長さが示されている。実際の適用では、長さは受信デー
タの関数である。図２Ｂは最初のノードから最後のノー
ドへの最短経路をアルゴリズムで判定する５つの反復的
なステップを示している。各々の段階では、４つないし
それ以下の残存者だけがその長さとともに示されてい
る。図２からは、各々の時間間隔に対し各々のノードは
２つの別々の経路部分を出力し、そのような最短経路部
分は「残存する」ものであることが分かる。従って時間
間隔５により、ビタビ・アルゴリズムは最短経路を判定
している。
する４状態トレリスのアルゴリズムが図示されている。
図２Ａは完全トレリスを示しており、それぞれの枝には
長さが示されている。実際の適用では、長さは受信デー
タの関数である。図２Ｂは最初のノードから最後のノー
ドへの最短経路をアルゴリズムで判定する５つの反復的
なステップを示している。各々の段階では、４つないし
それ以下の残存者だけがその長さとともに示されてい
る。図２からは、各々の時間間隔に対し各々のノードは
２つの別々の経路部分を出力し、そのような最短経路部
分は「残存する」ものであることが分かる。従って時間
間隔５により、ビタビ・アルゴリズムは最短経路を判定
している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ビタビ・アルゴリズム
を磁気記録チャネル出力をデコードするのに適用した２
つの従来例としては、ドリボほかによる米国特許第 4,6
44,564号およびアカンポラによる米国特許第 4,087,787
号がある。ドリボほかは２つの残存者シーケンスを用
い、２つの距離の間の相違距離を処理する方法を開示し
ている。ドリボほかでは、各々のサンプルを受信する
と、従来の特許は反復的に新しい残存者シーケンス・ペ
アと新しい相違距離を判定する。ドリボほかはときどき
より正確であるが速度に関して問題のあるディジタル形
式で実施され、実施にはより多くの電子技術を必要とす
る。更に電圧信号のリセットは望むようには自動的に生
じない。アカンポラは、経路距離の記憶、更新をはじめ
とする経路距離演算を行うために、タップ遅延ラインと
サンプル・保持回路からなるビタビデコーダを使用す
る。アカンポラの経路距離は時間に束縛されずに増大す
ることがある。距離のオーバーフローを防ぐために、１
つの距離は任意にゼロに設定する。その距離の最初の値
はまず他の全ての距離から減算して経路距離の間の差の
保全性を保持する。より単純で任意性の少ない実施が望
まれる。更にそれらのタップ遅延ラインは可変遅延によ
り実施される必要があろう。
を磁気記録チャネル出力をデコードするのに適用した２
つの従来例としては、ドリボほかによる米国特許第 4,6
44,564号およびアカンポラによる米国特許第 4,087,787
号がある。ドリボほかは２つの残存者シーケンスを用
い、２つの距離の間の相違距離を処理する方法を開示し
ている。ドリボほかでは、各々のサンプルを受信する
と、従来の特許は反復的に新しい残存者シーケンス・ペ
アと新しい相違距離を判定する。ドリボほかはときどき
より正確であるが速度に関して問題のあるディジタル形
式で実施され、実施にはより多くの電子技術を必要とす
る。更に電圧信号のリセットは望むようには自動的に生
じない。アカンポラは、経路距離の記憶、更新をはじめ
とする経路距離演算を行うために、タップ遅延ラインと
サンプル・保持回路からなるビタビデコーダを使用す
る。アカンポラの経路距離は時間に束縛されずに増大す
ることがある。距離のオーバーフローを防ぐために、１
つの距離は任意にゼロに設定する。その距離の最初の値
はまず他の全ての距離から減算して経路距離の間の差の
保全性を保持する。より単純で任意性の少ない実施が望
まれる。更にそれらのタップ遅延ラインは可変遅延によ
り実施される必要があろう。
【０００９】
【課題を解決するための手段】最尤シーケンス距離計算
器は、交信チャネルないし記録装置から抽出した値のシ
ーケンスを処理するシーケンスデコーダで使用される。
距離計算器は、シーケンスが２状態トレリスをベースに
することが出来る場合に最尤デコーダで使用することが
出来る。これにはデュオバイナリ、ダイコード、クラス
ＩＶ信号方式が含まれる。２つの状態の残存者距離はそ
の状態に対して検出されたピーク振幅に比例する。従っ
てある状態のピーク振幅はある反対極性の振幅を検出し
てトレリス経路を反対の極性状態に変えるまでピーク検
出器で記憶される。ある状態への経路変換しきい値は反
対極性状態のピーク振幅と最尤しきい値により決定され
る。状態のピーク振幅だけが記憶されるので、非有界距
離絶対値成長は問題ではない。最尤シーケンス距離計算
器により行われるシーケンス推定はビタビ・アルゴリズ
ムの使用をベースにしている。ビタビ距離計算器は反対
極性のピーク振幅を検出することにより１つの状態から
他の状態への転移を示すことのできるピーク検出器を用
いて構築する。部分応答信号方式では、信号は（１）と
（−１）信号レベルを越えることがあり、従って間違っ
たしきい値がピーク検出器により記憶されることがあ
る。しかしこの問題はピーク検出器をゲートで制御して
適切なときにピークを検出するか、アナログでの実施で
はピーク検出器前にサンプル・保持を用いて解決でき
る。サンプル・保持（Ｓ／Ｈ）は信号がその予期される
（１）ないし（−１）レベルにある時に信号振幅を保持
時間に保持するものである。ピーク検出器は次に保持時
間中だけピーク検出するためにゲート制御される。部分
応答クラスＩＶでは、サンプル・保持は介在クラスＩＶ
データストリームをデマルチプレクスするのにも使用さ
れる。
器は、交信チャネルないし記録装置から抽出した値のシ
ーケンスを処理するシーケンスデコーダで使用される。
距離計算器は、シーケンスが２状態トレリスをベースに
することが出来る場合に最尤デコーダで使用することが
出来る。これにはデュオバイナリ、ダイコード、クラス
ＩＶ信号方式が含まれる。２つの状態の残存者距離はそ
の状態に対して検出されたピーク振幅に比例する。従っ
てある状態のピーク振幅はある反対極性の振幅を検出し
てトレリス経路を反対の極性状態に変えるまでピーク検
出器で記憶される。ある状態への経路変換しきい値は反
対極性状態のピーク振幅と最尤しきい値により決定され
る。状態のピーク振幅だけが記憶されるので、非有界距
離絶対値成長は問題ではない。最尤シーケンス距離計算
器により行われるシーケンス推定はビタビ・アルゴリズ
ムの使用をベースにしている。ビタビ距離計算器は反対
極性のピーク振幅を検出することにより１つの状態から
他の状態への転移を示すことのできるピーク検出器を用
いて構築する。部分応答信号方式では、信号は（１）と
（−１）信号レベルを越えることがあり、従って間違っ
たしきい値がピーク検出器により記憶されることがあ
る。しかしこの問題はピーク検出器をゲートで制御して
適切なときにピークを検出するか、アナログでの実施で
はピーク検出器前にサンプル・保持を用いて解決でき
る。サンプル・保持（Ｓ／Ｈ）は信号がその予期される
（１）ないし（−１）レベルにある時に信号振幅を保持
時間に保持するものである。ピーク検出器は次に保持時
間中だけピーク検出するためにゲート制御される。部分
応答クラスＩＶでは、サンプル・保持は介在クラスＩＶ
データストリームをデマルチプレクスするのにも使用さ
れる。
【００１０】
【実施例】交信チャネルないし記録装置から抽出した値
のシーケンスを処理するシーケンスデコーダで使用する
最尤シーケンス距離計算器を説明する。以下の説明で
は、信号タイプやアルゴリズム・タイプなどの数々の詳
細を記述して本発明のより完全な説明を提供している。
しかし当業者に取ってはそれらの詳細なしでも本発明を
実施できることは明かである。他の例でよく知られた特
徴は本発明を不必要に曖昧にしないために詳しくは説明
しない。ビタビ・アルゴリズムを距離計算器に使用する
ことで記号間干渉が存在する中で、特に部分応答状況
で、最尤受信手法を提供できることが示されている。ア
ナログ・チャネルを通したディジタル送信では、記号間
干渉は頻繁にある。理想的にはサンプルZnは対応する入
力シーケンスanないしその単純な関数に等しい。しかし
実際にはサンプルはノイズと隣接する入力an' の両方に
より乱される。後者の効果を記号間干渉と称する。部分
応答に関し、クラスＩＶ部分応答は磁気記録チャネルに
特に適切であることが分かっている。部分応答信号は中
間バンド周波数を強調し、高低の両周波数でノイズや歪
に比較的影響を受けなくなる。
のシーケンスを処理するシーケンスデコーダで使用する
最尤シーケンス距離計算器を説明する。以下の説明で
は、信号タイプやアルゴリズム・タイプなどの数々の詳
細を記述して本発明のより完全な説明を提供している。
しかし当業者に取ってはそれらの詳細なしでも本発明を
実施できることは明かである。他の例でよく知られた特
徴は本発明を不必要に曖昧にしないために詳しくは説明
しない。ビタビ・アルゴリズムを距離計算器に使用する
ことで記号間干渉が存在する中で、特に部分応答状況
で、最尤受信手法を提供できることが示されている。ア
ナログ・チャネルを通したディジタル送信では、記号間
干渉は頻繁にある。理想的にはサンプルZnは対応する入
力シーケンスanないしその単純な関数に等しい。しかし
実際にはサンプルはノイズと隣接する入力an' の両方に
より乱される。後者の効果を記号間干渉と称する。部分
応答に関し、クラスＩＶ部分応答は磁気記録チャネルに
特に適切であることが分かっている。部分応答信号は中
間バンド周波数を強調し、高低の両周波数でノイズや歪
に比較的影響を受けなくなる。
【００１１】作動理論 図３は本発明の距離計算器で実現できる一般的な信号波
形を示している。次の点に留意する。すなわちMK(-1)は
(-1)状態経路上のt = Kでの距離値（シーケンスの確率
の対数）、MK(1)は(1)状態経路上のt = Kでの距離値、Y
Kはt = Kでの信号振幅、VTはしきい値でシーケンス・パ
ルス(YK)とパルスなし（ノイズ）の間の最尤値。時間t
< Kに(-)パルスが生じ、t > Kに(+)パルスが生じる図３
の波形を考える（ここでK はあるランダムな時点）。t
< K - Mでは(+)パルスを検出せずにt =K - 1で最大(-)
パルスをYK-1を想定する（検出は１つの極性状態経路か
ら他の極性状態経路への可能な変換と定義される）。そ
うするとt = K - 1で、 -YK-1 - VT + MK-2(1) ≧ MK-2(-1) (3) (-)パルスが生じ、(1)距離は変わらず、MK-1(1) = MK-2
(1)で MK-1(-1) = -YK-1 - VT + MK-1(1) (4) となるのでMK(-1)は増大する。反対極性パルスの検出前
の最大パルスは経路のその極性状態部分の距離を決定す
る。従ってMK-1(-1)はMK-m(-1)ではなく(4)式により決
定される。もしMK(1) ≧ MK-1(1)ならば、t = Kで(-1)
状態から(1)状態へのビタビ・トレリス経路転移が次の
場合に生じる。なぜなら YK - VT + MK-1(1) ≧ MK-1(1) (5) YK - VT ≧ MK-1(1) - MK-1(-1) (6) (4)式から YK - VT ≧ MK-1(1) + YK-1 + VT - MK-1(1) (7) ないし YK - VT ≧ YK-1 + VT (8) および YK ≧ YK-1 + 2VT (9) したがって2VTの(+)しきい値プラス最大の先の(-)振幅
は、(+)に対して設定される。(8)ないし(9)の条件が満
たされればシーケンス・パルスは検出される。
形を示している。次の点に留意する。すなわちMK(-1)は
(-1)状態経路上のt = Kでの距離値（シーケンスの確率
の対数）、MK(1)は(1)状態経路上のt = Kでの距離値、Y
Kはt = Kでの信号振幅、VTはしきい値でシーケンス・パ
ルス(YK)とパルスなし（ノイズ）の間の最尤値。時間t
< Kに(-)パルスが生じ、t > Kに(+)パルスが生じる図３
の波形を考える（ここでK はあるランダムな時点）。t
< K - Mでは(+)パルスを検出せずにt =K - 1で最大(-)
パルスをYK-1を想定する（検出は１つの極性状態経路か
ら他の極性状態経路への可能な変換と定義される）。そ
うするとt = K - 1で、 -YK-1 - VT + MK-2(1) ≧ MK-2(-1) (3) (-)パルスが生じ、(1)距離は変わらず、MK-1(1) = MK-2
(1)で MK-1(-1) = -YK-1 - VT + MK-1(1) (4) となるのでMK(-1)は増大する。反対極性パルスの検出前
の最大パルスは経路のその極性状態部分の距離を決定す
る。従ってMK-1(-1)はMK-m(-1)ではなく(4)式により決
定される。もしMK(1) ≧ MK-1(1)ならば、t = Kで(-1)
状態から(1)状態へのビタビ・トレリス経路転移が次の
場合に生じる。なぜなら YK - VT + MK-1(1) ≧ MK-1(1) (5) YK - VT ≧ MK-1(1) - MK-1(-1) (6) (4)式から YK - VT ≧ MK-1(1) + YK-1 + VT - MK-1(1) (7) ないし YK - VT ≧ YK-1 + VT (8) および YK ≧ YK-1 + 2VT (9) したがって2VTの(+)しきい値プラス最大の先の(-)振幅
は、(+)に対して設定される。(8)ないし(9)の条件が満
たされればシーケンス・パルスは検出される。
【００１２】t = Kでの(1)パルスの後、t = K + Nで他
の(1)パルスを考える。この時点でトレリス経路はt = K
での最後のパルス以来、２つのパルスを保持してい
る。１つの経路は、t = Kでの(1)パルスは検出された正
確なビット情報であり、t =K -1からt = Kへの(1)状態
への転移をなしたものと想定する。時間t = Kとt = K +
Nの間にはパルスは生じていないので、この経路は(1)状
態にとどまっている。保持された第２の経路は、t = K
での(1)状態への想定された転移は不正確なビット情報
に基づくものと想定する。従って第２の経路は(-1)状態
にあり続け、t = Kでの(1)パルスに比較して振幅が大き
い他の転移を待つ。t = K + N での(1)パルスがt = Kで
の(1)パルスよりも大きければ、第１の経路は無視さ
れ、t = K + Nでの(1)パルスが分析されて、(1)状態へ
の変換を行うべきか判定される。(-1)状態経路からの変
換には次が必要である。 MK-1(-1) + YK+N - VT ≧ MK(1) (10) ここで MK(1) = MK-1(-1) + YK- VT MK(-1) = MK-1(-1) そこで MK-1(-1) + YK+N - VT ≧ MK-1(-1) + YK - VT (11) ないし YK+N ≧ YK (12)
の(1)パルスを考える。この時点でトレリス経路はt = K
での最後のパルス以来、２つのパルスを保持してい
る。１つの経路は、t = Kでの(1)パルスは検出された正
確なビット情報であり、t =K -1からt = Kへの(1)状態
への転移をなしたものと想定する。時間t = Kとt = K +
Nの間にはパルスは生じていないので、この経路は(1)状
態にとどまっている。保持された第２の経路は、t = K
での(1)状態への想定された転移は不正確なビット情報
に基づくものと想定する。従って第２の経路は(-1)状態
にあり続け、t = Kでの(1)パルスに比較して振幅が大き
い他の転移を待つ。t = K + N での(1)パルスがt = Kで
の(1)パルスよりも大きければ、第１の経路は無視さ
れ、t = K + Nでの(1)パルスが分析されて、(1)状態へ
の変換を行うべきか判定される。(-1)状態経路からの変
換には次が必要である。 MK-1(-1) + YK+N - VT ≧ MK(1) (10) ここで MK(1) = MK-1(-1) + YK- VT MK(-1) = MK-1(-1) そこで MK-1(-1) + YK+N - VT ≧ MK-1(-1) + YK - VT (11) ないし YK+N ≧ YK (12)
【００１３】このようにトレリス経路を変換し、シーケ
ンス・パルスの検出を示すにはt =K + Nでのより高い振
幅パルスが必要である。従ってt = K - Mで最大(-1)パ
ルスが生ずれば、(-1)距離は次のようであろう。 MK-1(-1) =MK-M(-1) および MK-1(1) = MK-M(1) 図３のパルスの極性を反転すると、最大(+)パルスはt =
K - 1で生じ、経路状態は次の場合に変換する。 YK+1 - VT + MK-1(-1) ≧MK-1(1) (13) および MK-1(1) = YK-1 - VT + MK-1(-1) (14) そこでt = Kで、MK-1(-1)が増大すると(-1)経路への変
換が以下により生じる 。 -YK - VT + MK-1(1) ≧ MK-1(-1) (15) ないし -YK - VT ≧ MK-1(-1) - MK-1(1) (16) および -YK - VT ≧ MK-1(-1) - YK-1 + VT - MK-1(-1) (17) したがって -YK - VT ≧ -YK-1 + VT (18) および -YK ≧ -YK+1 + 2VT (19)
ンス・パルスの検出を示すにはt =K + Nでのより高い振
幅パルスが必要である。従ってt = K - Mで最大(-1)パ
ルスが生ずれば、(-1)距離は次のようであろう。 MK-1(-1) =MK-M(-1) および MK-1(1) = MK-M(1) 図３のパルスの極性を反転すると、最大(+)パルスはt =
K - 1で生じ、経路状態は次の場合に変換する。 YK+1 - VT + MK-1(-1) ≧MK-1(1) (13) および MK-1(1) = YK-1 - VT + MK-1(-1) (14) そこでt = Kで、MK-1(-1)が増大すると(-1)経路への変
換が以下により生じる 。 -YK - VT + MK-1(1) ≧ MK-1(-1) (15) ないし -YK - VT ≧ MK-1(-1) - MK-1(1) (16) および -YK - VT ≧ MK-1(-1) - YK-1 + VT - MK-1(-1) (17) したがって -YK - VT ≧ -YK-1 + VT (18) および -YK ≧ -YK+1 + 2VT (19)
【００１４】信号の極性を除いて式（19）は式(9) と同
様である。ビタビ・トレリス経路については次のような
特性が見られる。 （Ａ） 正確なトレリス経路は同一極性パルスの最高の
ものによって決定される（反対極性パルスの検出なしの
パルス・シーケンス）。 （Ｂ） 状態経路極性変換のしきい値は、先の最高反対
極性振幅マイナスしきい値の２倍により決定される。 （Ｃ） 正確な経路を決定するのに最高入力信号振幅し
か必要がないので、境界なしに成長する信号レベルはな
い。 従ってビタビ距離計算器をピーク検出器を用いて構築す
ることが出来る。部分応答信号方式では、信号は(1)お
よび(-1) 信号レベルを越えることがあり、それにより
間違ったしきい値がピーク検出器により記憶されること
がある。しかしこの問題はピーク検出器をゲートで制御
し、適切なときにピークを検出するか、アナログでの実
施ではピーク検出器前にサンプル・保持（Ｓ／Ｈ）を使
用することにより解決できる。Ｓ／Ｈは信号が予期され
る(1)ないし(-1) レベルで加えられる保持時間に信号振
幅を保持する。ピーク検出器は次に保持時間だけピーク
検出するためにゲート制御される。部分応答クラスＩＶ
では、Ｓ／Ｈは介在クラスＩＶデータ・ストリームをデ
マルチプレクスするために既に必要となっている。
様である。ビタビ・トレリス経路については次のような
特性が見られる。 （Ａ） 正確なトレリス経路は同一極性パルスの最高の
ものによって決定される（反対極性パルスの検出なしの
パルス・シーケンス）。 （Ｂ） 状態経路極性変換のしきい値は、先の最高反対
極性振幅マイナスしきい値の２倍により決定される。 （Ｃ） 正確な経路を決定するのに最高入力信号振幅し
か必要がないので、境界なしに成長する信号レベルはな
い。 従ってビタビ距離計算器をピーク検出器を用いて構築す
ることが出来る。部分応答信号方式では、信号は(1)お
よび(-1) 信号レベルを越えることがあり、それにより
間違ったしきい値がピーク検出器により記憶されること
がある。しかしこの問題はピーク検出器をゲートで制御
し、適切なときにピークを検出するか、アナログでの実
施ではピーク検出器前にサンプル・保持（Ｓ／Ｈ）を使
用することにより解決できる。Ｓ／Ｈは信号が予期され
る(1)ないし(-1) レベルで加えられる保持時間に信号振
幅を保持する。ピーク検出器は次に保持時間だけピーク
検出するためにゲート制御される。部分応答クラスＩＶ
では、Ｓ／Ｈは介在クラスＩＶデータ・ストリームをデ
マルチプレクスするために既に必要となっている。
【００１５】本発明のピーク検出器は、他の従来のビタ
ビデコーダが遭遇した境界なしの確率増大という問題を
避けることが出来るように実施される。ピーク検出器は
パルス・ピークを記憶しても適切に自動的にリセットさ
れるので、この問題を避けることが出来る。このように
して本発明のビタビ計算器は最高ピークを見つけるだけ
で正確な距離を計算することができる。小さい振幅を持
つ先のピークは無視される。両極性のピーク検出器を使
用するが、(+) ピーク検出器を使用した計算器の実施の
みを説明する。図４は入力から減算したVTを有する距離
計算器ブロック図を示す。図４で、入力信号VS10は加算
器11に入力され、また負のゲインを有するブロック27に
入力される。しきい電圧の負、すなわちマイナスVT12も
加算器11に入力される。加算器11からの出力はYK - VT
に等しいＶＩ(1)13であり、比較器17の正の端子及びピ
ーク検出器14の入力端子に入力される。ゲート信号15も
ピーク検出器14に入力される。ピーク検出器14の出力VO
(1)16はYK - VTに等しく、比較器17の負の端子及び-1の
ゲインを有するブロック19に入力されている。
ビデコーダが遭遇した境界なしの確率増大という問題を
避けることが出来るように実施される。ピーク検出器は
パルス・ピークを記憶しても適切に自動的にリセットさ
れるので、この問題を避けることが出来る。このように
して本発明のビタビ計算器は最高ピークを見つけるだけ
で正確な距離を計算することができる。小さい振幅を持
つ先のピークは無視される。両極性のピーク検出器を使
用するが、(+) ピーク検出器を使用した計算器の実施の
みを説明する。図４は入力から減算したVTを有する距離
計算器ブロック図を示す。図４で、入力信号VS10は加算
器11に入力され、また負のゲインを有するブロック27に
入力される。しきい電圧の負、すなわちマイナスVT12も
加算器11に入力される。加算器11からの出力はYK - VT
に等しいＶＩ(1)13であり、比較器17の正の端子及びピ
ーク検出器14の入力端子に入力される。ゲート信号15も
ピーク検出器14に入力される。ピーク検出器14の出力VO
(1)16はYK - VTに等しく、比較器17の負の端子及び-1の
ゲインを有するブロック19に入力されている。
【００１６】比較器17の出力はSW(1) 18で、この信号は
リセット・ブロック35のＲＳＴ端子に入力される。負の
ゲイン・ブロック19の出力ＶＲＳ(-1)20は-YK + VTに等
しく、これもリセット・ブロック35に入力される。リセ
ット・ブロック35の出力信号21はピーク検出器23のＶＲ
Ｓ端子に入力される。負のゲイン・ブロック27からの出
力信号並びに負のしきい電圧信号-VT25 は両方とも、正
の加算器26に入力される。正の加算器26からの出力信号
24はＶＩ(-1)であり、-YK-1 - VTに等しい。信号24は比
較器29の正の端子並びにピーク検出器23に入力される。
ゲート信号22もピーク検出器23に入力される。ピーク検
出器23からの出力信号28はVO(-1)であり、-YK-1 - VTに
等しい。
リセット・ブロック35のＲＳＴ端子に入力される。負の
ゲイン・ブロック19の出力ＶＲＳ(-1)20は-YK + VTに等
しく、これもリセット・ブロック35に入力される。リセ
ット・ブロック35の出力信号21はピーク検出器23のＶＲ
Ｓ端子に入力される。負のゲイン・ブロック27からの出
力信号並びに負のしきい電圧信号-VT25 は両方とも、正
の加算器26に入力される。正の加算器26からの出力信号
24はＶＩ(-1)であり、-YK-1 - VTに等しい。信号24は比
較器29の正の端子並びにピーク検出器23に入力される。
ゲート信号22もピーク検出器23に入力される。ピーク検
出器23からの出力信号28はVO(-1)であり、-YK-1 - VTに
等しい。
【００１７】出力信号28は比較器29の負の端子並びに負
のゲインを有する負のゲインブロック32に入力される。
比較器29の出力信号30SW(-1)はリセットブロック31のＲ
ＳＴ端子に入力される。負のゲインブロック32からのYK
-1 + VTに等しい出力信号33ＶＲＳ(1)は、リセットブロ
ック31に入力される。リセットブロック31からの出力信
号34はピーク検出器14のＶＲＳ端子に入力される。
のゲインを有する負のゲインブロック32に入力される。
比較器29の出力信号30SW(-1)はリセットブロック31のＲ
ＳＴ端子に入力される。負のゲインブロック32からのYK
-1 + VTに等しい出力信号33ＶＲＳ(1)は、リセットブロ
ック31に入力される。リセットブロック31からの出力信
号34はピーク検出器14のＶＲＳ端子に入力される。
【００１８】図４のピーク検出器は次のような挙動を示
す。 （Ａ）入力GT15が高い場合は、回路はゲートされ、ピー
ク検出器の出力は最高(+)レベルVI13に等しい出力電圧V
O16をその入力端子に記憶し、保持する。 （Ｂ）リセット制御入力RS34が高いときは、VO16はリセ
ット電圧RS34に等しく、記憶、保持される。リセット
後、GT15が高いと、VI13がVRS と等しいかそれより大き
い場合のみ、回路はVI13を記憶、保持する。 式(8)から、(-)パルスYK-1はVTから反転され、減算され
る。(+) ピーク検出器出力VO(1)16はVRS(1) = YK-1 - V
Tにリセットされる。(+)パルスに対し、VI(1)13 = YK -
VT ≧ VO(1)16 = YK-1 - VTならば、比較器出力SW18は
高くなり、VO(1) = VI(1) ピークが記憶される。式(9)
に示すように、VTは(+)ピーク検出器入力からその出力
に変換できる。そこでVRS(1) = YK-1 - 2VTおよびVI(1)
= YK。同様に式(18)(19)から、(-)パルスVRS(ー1)のリ
セット＝検出VI(-)の-YK + VT＝ -YK-1 - VTないしVRS
(-1) = 検出VI(-1)の-YK+ 2VT＝ -YK-1 。実際には、リ
セット値は過渡ないし大きなノイズ値により生じる過負
荷により限定する必要があろう。VI(-1)≧VO(-1)の時、
比較器出力SW(-1)30は高くなり，VO(-1)28＝VI(-1)24と
なる。表記法YK-1はここで(-)極性パルスを定義するた
めに示され、YKは(+)極性パルスを定義し、それらは特
定時間に生じているパルスを定義していないことに留意
する。
す。 （Ａ）入力GT15が高い場合は、回路はゲートされ、ピー
ク検出器の出力は最高(+)レベルVI13に等しい出力電圧V
O16をその入力端子に記憶し、保持する。 （Ｂ）リセット制御入力RS34が高いときは、VO16はリセ
ット電圧RS34に等しく、記憶、保持される。リセット
後、GT15が高いと、VI13がVRS と等しいかそれより大き
い場合のみ、回路はVI13を記憶、保持する。 式(8)から、(-)パルスYK-1はVTから反転され、減算され
る。(+) ピーク検出器出力VO(1)16はVRS(1) = YK-1 - V
Tにリセットされる。(+)パルスに対し、VI(1)13 = YK -
VT ≧ VO(1)16 = YK-1 - VTならば、比較器出力SW18は
高くなり、VO(1) = VI(1) ピークが記憶される。式(9)
に示すように、VTは(+)ピーク検出器入力からその出力
に変換できる。そこでVRS(1) = YK-1 - 2VTおよびVI(1)
= YK。同様に式(18)(19)から、(-)パルスVRS(ー1)のリ
セット＝検出VI(-)の-YK + VT＝ -YK-1 - VTないしVRS
(-1) = 検出VI(-1)の-YK+ 2VT＝ -YK-1 。実際には、リ
セット値は過渡ないし大きなノイズ値により生じる過負
荷により限定する必要があろう。VI(-1)≧VO(-1)の時、
比較器出力SW(-1)30は高くなり，VO(-1)28＝VI(-1)24と
なる。表記法YK-1はここで(-)極性パルスを定義するた
めに示され、YKは(+)極性パルスを定義し、それらは特
定時間に生じているパルスを定義していないことに留意
する。
【００１９】図５は出力に変換されたVTを有する距離計
算器ブロック図を示す。マイナス１のゲインを有するブ
ロック19、27、32は、両極性信号を有する差分信号方式
を使用するならば、アナログでの実施では図４、５のど
ちらにも必要ではない。図５で、入力信号VS10は直接ピ
ーク検出器14の入力端子並びにマイナス１ゲインブロッ
ク27に入力される。信号VS10はVI(1) = YKと同じであ
り、それも比較器17の正の端子に入力される。ゲート信
号15並びにリセット・ブロック31からの出力信号50も
(+)ピーク検出器14に入力される。ピーク検出器14から
の出力信号40VO(1)は比較器17の負の端子並びに正の加
算器41に入力される。信号42-2VTも正の加算器41に入力
される。加算器41の出力は-1ゲインブロック19に入力さ
れる。
算器ブロック図を示す。マイナス１のゲインを有するブ
ロック19、27、32は、両極性信号を有する差分信号方式
を使用するならば、アナログでの実施では図４、５のど
ちらにも必要ではない。図５で、入力信号VS10は直接ピ
ーク検出器14の入力端子並びにマイナス１ゲインブロッ
ク27に入力される。信号VS10はVI(1) = YKと同じであ
り、それも比較器17の正の端子に入力される。ゲート信
号15並びにリセット・ブロック31からの出力信号50も
(+)ピーク検出器14に入力される。ピーク検出器14から
の出力信号40VO(1)は比較器17の負の端子並びに正の加
算器41に入力される。信号42-2VTも正の加算器41に入力
される。加算器41の出力は-1ゲインブロック19に入力さ
れる。
【００２０】ブロック19からの出力信号43VRS(-1)= -YK
+ 2VTはリセット・ブロック35に入力される。比較器17
からの出力信号52SW(1) はリセット・ブロック35のＲＳ
Ｔ端子に入力される。リセット・ブロック35からの出力
信号44はピーク検出器23のＶＲＳ端子に入力される。ゲ
ート信号22もピーク検出器23に入力される。-1ゲイン・
ブロック27からの出力信号45VI(-1) = -YK-1はピーク検
出器23の入力端子並びに比較器29の正の端子に入力され
る。
+ 2VTはリセット・ブロック35に入力される。比較器17
からの出力信号52SW(1) はリセット・ブロック35のＲＳ
Ｔ端子に入力される。リセット・ブロック35からの出力
信号44はピーク検出器23のＶＲＳ端子に入力される。ゲ
ート信号22もピーク検出器23に入力される。-1ゲイン・
ブロック27からの出力信号45VI(-1) = -YK-1はピーク検
出器23の入力端子並びに比較器29の正の端子に入力され
る。
【００２１】ピーク検出器23からの出力信号46VO(-1) =
-YK-1も比較器29の負の端子並びに加算器47に入力され
る。信号48 -2VT も加算器47に入力される。加算器47の
出力は-1ゲインブロック32に入力される。-1ゲイン・ブ
ロック32からの出力信号49VRS(1) = YK + 2VT はリセッ
ト・ブロック31に入力される。比較器29からの出力信号
51SW(-1)はリセット・ブロック31のＲＳＴ端子に入力さ
れる。リセット・ブロック31からの出力信号50はピーク
検出器14のＶＲＳ端子に入力される。
-YK-1も比較器29の負の端子並びに加算器47に入力され
る。信号48 -2VT も加算器47に入力される。加算器47の
出力は-1ゲインブロック32に入力される。-1ゲイン・ブ
ロック32からの出力信号49VRS(1) = YK + 2VT はリセッ
ト・ブロック31に入力される。比較器29からの出力信号
51SW(-1)はリセット・ブロック31のＲＳＴ端子に入力さ
れる。リセット・ブロック31からの出力信号50はピーク
検出器14のＶＲＳ端子に入力される。
【００２２】図５の距離計算器は、値VTは入力から減算
される代わりに出力に変換されることを除いて図４の距
離計算器と多くの同じ性質を有している。SW(1)とSW(-
1) 信号はビタビ残存シーケンス・シフト・レジスタと
反対極性の(+) ピーク検出器のリセットを制御する。VO
(1)はSW(-1) = 高の時にリセットされ、VO(-1)はSW(1)=
高の時にリセットされる。SW(1)とSW(-1) 出力はラッ
チしてタイミング要件を容易にすることが出来る。図５
の距離計算器の利点は-1ゲインブロックと加算器は同一
回路で遂行することが出来ることである。
される代わりに出力に変換されることを除いて図４の距
離計算器と多くの同じ性質を有している。SW(1)とSW(-
1) 信号はビタビ残存シーケンス・シフト・レジスタと
反対極性の(+) ピーク検出器のリセットを制御する。VO
(1)はSW(-1) = 高の時にリセットされ、VO(-1)はSW(1)=
高の時にリセットされる。SW(1)とSW(-1) 出力はラッ
チしてタイミング要件を容易にすることが出来る。図５
の距離計算器の利点は-1ゲインブロックと加算器は同一
回路で遂行することが出来ることである。
【００２３】図６は信号波形例を示す。信号VSは磁気記
録媒体からの増幅、フィルター後のアナログ入力信号で
ある。タイミング図から分かるように、出力信号SW(1)
は、入力信号がピーク検出器に記憶されているパルスよ
りも大きい正のピーク・パルスを有する全ての時間間隔
に対して正のパルスを出力する。同様に出力信号SW(-1)
は、入力信号がピーク検出器に記憶されているパルスよ
りも大きい負のパルスを有する全ての時に対して正の矩
形パルスを出力する。
録媒体からの増幅、フィルター後のアナログ入力信号で
ある。タイミング図から分かるように、出力信号SW(1)
は、入力信号がピーク検出器に記憶されているパルスよ
りも大きい正のピーク・パルスを有する全ての時間間隔
に対して正のパルスを出力する。同様に出力信号SW(-1)
は、入力信号がピーク検出器に記憶されているパルスよ
りも大きい負のパルスを有する全ての時に対して正の矩
形パルスを出力する。
【００２４】出力信号VO(1)は正のピーク検出信号であ
る。SW(1)が高いとき、VO(1)はVS(YK)に等しい新たなよ
り高い値に増大される。SW(-1)が高いとき、VO(1)はリ
セット電圧VRS50(YK-1 + 2VT)にリセットされている。S
W(1)もSW(-1)も高くないときは、VO(1)は変化しない。
同様に図６に示す出力信号VO(-1) は図５のピーク検出
器23からの負のピーク検出信号である。SW(-1)が高いと
き、VO(-1)はピーク検出器入力電圧に等しい新たな高い
値の大きさに増大される。図６の例の信号VSからの第１
の正のパルスにより、信号SW(1) は正のパルスを出力す
る。次にVS信号は小さな負の信号を出力し、SW(-1)にそ
の時間間隔でのパルスを出力させる。しかし次の時間間
隔では、より大きな負のVS信号が検出され、それにより
先の小さな負の信号はエラー・パルスであるとの意味を
なし、図５のピーク検出器はその代わりに新しいより大
きな負のパルスを記憶し、残存者シーケンスに提供す
る。次の最低しきい値より大きな正のVS信号が検出され
ると、SW(1) は別のパルスを出力する。先の時間間隔の
負のパルスは、正の信号を受信してピーク検出器をリセ
ットしている。従ってこの２番目の正のパルスは第１の
正のパルスよりも小さいが、残存者シーケンスに記録さ
れる。VSに対して例示した後続のパルスは交互の正負の
信号を有する交互状態を説明している。非常に大きな負
のパルス(YK-1)が距離計算器にはいると、その値はリセ
ット・ブロック31を通してピーク検出器14内のリセット
電圧をリセットする。リセット電圧はYK-1 + 2VTにセッ
トされるが、YK-1が大きな負の値であるので、リセット
電圧レベルは低くなる。従って時間間隔Ｋで正のVSパル
スが検出されると、YKは低い値でしかもシーケンスに記
録できる。YK-1が低い値であったならば、YKは(1)状態
への転移が生じるために高くなければならない。
る。SW(1)が高いとき、VO(1)はVS(YK)に等しい新たなよ
り高い値に増大される。SW(-1)が高いとき、VO(1)はリ
セット電圧VRS50(YK-1 + 2VT)にリセットされている。S
W(1)もSW(-1)も高くないときは、VO(1)は変化しない。
同様に図６に示す出力信号VO(-1) は図５のピーク検出
器23からの負のピーク検出信号である。SW(-1)が高いと
き、VO(-1)はピーク検出器入力電圧に等しい新たな高い
値の大きさに増大される。図６の例の信号VSからの第１
の正のパルスにより、信号SW(1) は正のパルスを出力す
る。次にVS信号は小さな負の信号を出力し、SW(-1)にそ
の時間間隔でのパルスを出力させる。しかし次の時間間
隔では、より大きな負のVS信号が検出され、それにより
先の小さな負の信号はエラー・パルスであるとの意味を
なし、図５のピーク検出器はその代わりに新しいより大
きな負のパルスを記憶し、残存者シーケンスに提供す
る。次の最低しきい値より大きな正のVS信号が検出され
ると、SW(1) は別のパルスを出力する。先の時間間隔の
負のパルスは、正の信号を受信してピーク検出器をリセ
ットしている。従ってこの２番目の正のパルスは第１の
正のパルスよりも小さいが、残存者シーケンスに記録さ
れる。VSに対して例示した後続のパルスは交互の正負の
信号を有する交互状態を説明している。非常に大きな負
のパルス(YK-1)が距離計算器にはいると、その値はリセ
ット・ブロック31を通してピーク検出器14内のリセット
電圧をリセットする。リセット電圧はYK-1 + 2VTにセッ
トされるが、YK-1が大きな負の値であるので、リセット
電圧レベルは低くなる。従って時間間隔Ｋで正のVSパル
スが検出されると、YKは低い値でしかもシーケンスに記
録できる。YK-1が低い値であったならば、YKは(1)状態
への転移が生じるために高くなければならない。
【００２５】図７は残存者シーケンスを記憶、更新する
ための回路例を例示するものである。回路はそれぞれが
互いに接続された一連の交互のマルチプレクサとフリッ
プフロップからなる２つのシフトレジスタからなってい
る。図５の距離計算器図からの出力信号SW(1)52 は第１
のシフトレジスタのマルチプレクサであるマルチプレク
サ56とマルチプレクサ62の制御入力に接続されている。
図５の比較器29からの出力信号SW(-1)51は図７の第２の
シフトレジスタのマルチプレクサであるマルチプレクサ
57とマルチプレクサ66の制御入力に接続される。「１」
ビット信号53と「０」ビット信号54は両方ともマルチプ
レクサ56と57に接続されている。マルチプレクサ56から
の出力信号58はフリップフロップ59に入力され、フリッ
プフロップ59からの出力信号60はマルチプレクサ62に入
力される。マルチプレクサ57からの出力信号63はフリッ
プフロップ64に接続され、フリップフロップ64からの出
力信号65はマルチプレクサ66並びにマルチプレクサ62に
接続されている。マルチプレクサ62の出力は次に、最後
のフリップフロップ67の出力69が状態「１」出力を出力
するまで一連の交互のフリップフロップおよびマルチプ
レクサ・ブロックに接続される。マルチプレクサ66の出
力はまた最後のフリップフロップ68の出力信号70が状態
「０」出力を出力するまで一連の交互のフリップフロッ
プおよびマルチプレクサ・ブロックに接続される。クロ
ック信号55はフリップフロップ59、64、67、68を含めた
図７の全てのフリップフロップに接続されている。クロ
ック信号55は信号SW(1)52、SW(-1)51と同期化されてい
る。
ための回路例を例示するものである。回路はそれぞれが
互いに接続された一連の交互のマルチプレクサとフリッ
プフロップからなる２つのシフトレジスタからなってい
る。図５の距離計算器図からの出力信号SW(1)52 は第１
のシフトレジスタのマルチプレクサであるマルチプレク
サ56とマルチプレクサ62の制御入力に接続されている。
図５の比較器29からの出力信号SW(-1)51は図７の第２の
シフトレジスタのマルチプレクサであるマルチプレクサ
57とマルチプレクサ66の制御入力に接続される。「１」
ビット信号53と「０」ビット信号54は両方ともマルチプ
レクサ56と57に接続されている。マルチプレクサ56から
の出力信号58はフリップフロップ59に入力され、フリッ
プフロップ59からの出力信号60はマルチプレクサ62に入
力される。マルチプレクサ57からの出力信号63はフリッ
プフロップ64に接続され、フリップフロップ64からの出
力信号65はマルチプレクサ66並びにマルチプレクサ62に
接続されている。マルチプレクサ62の出力は次に、最後
のフリップフロップ67の出力69が状態「１」出力を出力
するまで一連の交互のフリップフロップおよびマルチプ
レクサ・ブロックに接続される。マルチプレクサ66の出
力はまた最後のフリップフロップ68の出力信号70が状態
「０」出力を出力するまで一連の交互のフリップフロッ
プおよびマルチプレクサ・ブロックに接続される。クロ
ック信号55はフリップフロップ59、64、67、68を含めた
図７の全てのフリップフロップに接続されている。クロ
ック信号55は信号SW(1)52、SW(-1)51と同期化されてい
る。
【００２６】図７の一般的な作動中、SW(1)あるいはSW
(-1)も高くないとき、回路は各々の期間、下部シフトレ
ジスタに「０」ビットを刻時しながら上部シフトレジス
タに「１」ビットを刻時している。そこでSW(-1)が次の
刻時期間に高くなると、これは回路に下部レジスタに記
憶された値は上部レジスタにシフトすべきであるという
ことを知らせることになる。この手順例は、フリップフ
ロップ64からの出力信号65が上部レジスタのマルチプレ
クサ62の入力と接続されている図７で生じる。２つのシ
フトレジスタは入って来るビットを記憶し、必要に応じ
てビット値を訂正することができるように設計されてい
る。「１」ビットが一定の刻時期間にシフトレジスタに
送られたが「０」ビットであるべきであった場合、その
代わりにシフトレジスタ・シーケンスでこのエラーを更
に後のシフトレジスタ・シーケンスの刻時期間に訂正す
ることが出来る。ビタビ検出器の出力はそれらのシフト
レジスタ経路記憶のどちらかである。シフトレジスタ・
シーケンスが十分長い場合は、それらの出力は大方の場
合一致する。これは正確なビット情報が検出されれば直
ちにこのビットは他のレジスタ・シーケンスにもシフト
されるからである。従ってレジスタは、データが不正確
に提供された場合に、２つのシーケンスはそれでも同一
情報を含む結果になるように十分長く設計すべきであ
る。このシフト方式の利点は、記録された小さい正のパ
ルスの直後に大きな正のパルスがある場合に、このシー
ケンスはそれに適応して小さいパルスを無視して大きな
パルスを記録することが出来ることである。
(-1)も高くないとき、回路は各々の期間、下部シフトレ
ジスタに「０」ビットを刻時しながら上部シフトレジス
タに「１」ビットを刻時している。そこでSW(-1)が次の
刻時期間に高くなると、これは回路に下部レジスタに記
憶された値は上部レジスタにシフトすべきであるという
ことを知らせることになる。この手順例は、フリップフ
ロップ64からの出力信号65が上部レジスタのマルチプレ
クサ62の入力と接続されている図７で生じる。２つのシ
フトレジスタは入って来るビットを記憶し、必要に応じ
てビット値を訂正することができるように設計されてい
る。「１」ビットが一定の刻時期間にシフトレジスタに
送られたが「０」ビットであるべきであった場合、その
代わりにシフトレジスタ・シーケンスでこのエラーを更
に後のシフトレジスタ・シーケンスの刻時期間に訂正す
ることが出来る。ビタビ検出器の出力はそれらのシフト
レジスタ経路記憶のどちらかである。シフトレジスタ・
シーケンスが十分長い場合は、それらの出力は大方の場
合一致する。これは正確なビット情報が検出されれば直
ちにこのビットは他のレジスタ・シーケンスにもシフト
されるからである。従ってレジスタは、データが不正確
に提供された場合に、２つのシーケンスはそれでも同一
情報を含む結果になるように十分長く設計すべきであ
る。このシフト方式の利点は、記録された小さい正のパ
ルスの直後に大きな正のパルスがある場合に、このシー
ケンスはそれに適応して小さいパルスを無視して大きな
パルスを記録することが出来ることである。
【００２７】図８は本発明を適用した送信システムの概
略図である。図８のブロック図では、通信チャネルない
し記録装置から入力信号を受信する。入力信号71は自動
ゲイン制御（ＡＧＣ）ブロック73に接続された前置増幅
器72にもたらされ、増幅後、ＡＧＣブロック73の出力信
号はフィルタ／等化器ブロック74に与えられる。フィル
タ信号は連続信号で、サンプル・保持（Ｓ／Ｈ）ブロッ
クＡ75とＢ86にもたらされる。Ｓ／ＨブロックＡ75、Ｂ
86は同一速度だが交互の時間間隔でフィルタ信号を抽
出、保持する。Ｓ／Ｈ75からのサンプルは図４、５に詳
細に示すようにビタビ計算器76もたらされる。先に述べ
た様にビタビ計算器76は最尤シーケンス推定（ＭＬＳ
Ｅ）プロセスを用いて２状態トレリスを得る。ビタビブ
ロック76はタイミング手段79と接続されており、信号SW
(1)52とSW(-1)51 を残存者シーケンス・レジスタ・ブロ
ック77に与える。ブロック77はタイミング手段79により
与えられるクロック信号84と接続されており、２値出力
値の最終的な選択を可能にする残存者シーケンスを更新
する。ブロック77の出力はデコーダ78に与えられ、その
受信した入力を非ゼロ復帰（ＮＲＺ）データ83に変換す
る。デコーダブロック78もクロック信号84に接続されて
いる。Ｓ／Ｈブロック86はサンプルをタイミング手段79
に接続されたビタビ計算器80に与え、それはまた別の組
のSW(1)52、SW(-1)51を残存者シーケンス・レジスタ・
ブロック81に与える。ブロック81はクロック信号84に接
続され、残存者シーケンスをデコーダブロック82に与え
る。デコーダブロック82はまたクロック信号84に接続さ
れ、ＮＲＺデータ85を提供する。
略図である。図８のブロック図では、通信チャネルない
し記録装置から入力信号を受信する。入力信号71は自動
ゲイン制御（ＡＧＣ）ブロック73に接続された前置増幅
器72にもたらされ、増幅後、ＡＧＣブロック73の出力信
号はフィルタ／等化器ブロック74に与えられる。フィル
タ信号は連続信号で、サンプル・保持（Ｓ／Ｈ）ブロッ
クＡ75とＢ86にもたらされる。Ｓ／ＨブロックＡ75、Ｂ
86は同一速度だが交互の時間間隔でフィルタ信号を抽
出、保持する。Ｓ／Ｈ75からのサンプルは図４、５に詳
細に示すようにビタビ計算器76もたらされる。先に述べ
た様にビタビ計算器76は最尤シーケンス推定（ＭＬＳ
Ｅ）プロセスを用いて２状態トレリスを得る。ビタビブ
ロック76はタイミング手段79と接続されており、信号SW
(1)52とSW(-1)51 を残存者シーケンス・レジスタ・ブロ
ック77に与える。ブロック77はタイミング手段79により
与えられるクロック信号84と接続されており、２値出力
値の最終的な選択を可能にする残存者シーケンスを更新
する。ブロック77の出力はデコーダ78に与えられ、その
受信した入力を非ゼロ復帰（ＮＲＺ）データ83に変換す
る。デコーダブロック78もクロック信号84に接続されて
いる。Ｓ／Ｈブロック86はサンプルをタイミング手段79
に接続されたビタビ計算器80に与え、それはまた別の組
のSW(1)52、SW(-1)51を残存者シーケンス・レジスタ・
ブロック81に与える。ブロック81はクロック信号84に接
続され、残存者シーケンスをデコーダブロック82に与え
る。デコーダブロック82はまたクロック信号84に接続さ
れ、ＮＲＺデータ85を提供する。
【００２８】図９は入力信号のサンプル・保持プロセス
とビタビ距離計算器がサンプル・保持をベースにしてど
のように出力タイミング図を判定できるかを示したタイ
ミング図である。入力信号XKは通信チャネルないし記録
装置から距離計算器に提供された増幅され、フィルタさ
れた信号である。信号XK90は一連の１と０の刻時された
ビットとして示されている。図９の信号aKの出力は入っ
て来る入力信号XKに依存する。信号aK91はＸＯＲ関数で
与えられる。 aK = XK <x> aK -2。この式はaKは、時間
Ｋ−２での信号91の値、aK-2で排他的ＯＲ化された時間
Ｋでの入力信号XKの結果であることを示している。図９
の信号91を見ると、タイミング図はこの式に対応してい
ることが分かる。
とビタビ距離計算器がサンプル・保持をベースにしてど
のように出力タイミング図を判定できるかを示したタイ
ミング図である。入力信号XKは通信チャネルないし記録
装置から距離計算器に提供された増幅され、フィルタさ
れた信号である。信号XK90は一連の１と０の刻時された
ビットとして示されている。図９の信号aKの出力は入っ
て来る入力信号XKに依存する。信号aK91はＸＯＲ関数で
与えられる。 aK = XK <x> aK -2。この式はaKは、時間
Ｋ−２での信号91の値、aK-2で排他的ＯＲ化された時間
Ｋでの入力信号XKの結果であることを示している。図９
の信号91を見ると、タイミング図はこの式に対応してい
ることが分かる。
【００２９】図９に示す書き込み電流Iw92は信号Ak91と
同じバイナリ・タイミング・パターンを辿る。信号Vs93
は書き込み電流信号92で生じる立ち上がり及び立ち下が
り端の微分を示している。信号92は書き込み電流92のど
の微分が正と負かを示している。等化入力信号VFは図８
で説明したようにサンプル・保持ブロックＡ75とサンプ
ル・保持ブロック86により交互に一定の期間率でサンプ
ルされるように示されている。タイミング図94上の円は
サンプル・保持Ａがなされる箇所を示し、同図の「ｘマ
ーク」はＢのサンプル・保持がなされる箇所を示してい
る。タイミング図VSHA95はＡ点でサンプルした結果の信
号を示している。図からはＢサンプル間隔中は、タイミ
ング図95は次のＡサンプル間隔までその振幅を一定に保
持することが分かる。同じことが、結果的な信号がタイ
ミング図94のＢサンプル間隔を反映し、Ａサンプル間隔
中にタイミング図96が一定の振幅を有するタイミング図
96VSHBにもいえる。タイミング図97YAK はサンプル・保
持ブロックＡ75の出力であり、信号が保持されタイミン
グ図95VSHAに比べて１クロック周期遅延された３状態信
号である。遅延された出力YAKはサンプル信号VSHA をデ
ィジタル形式に変換する。Ｓ／ＨブロックＢ86の遅延さ
れた出力はタイミング図98YBK として示されており、そ
れはタイミング図96VSHBの１クロック周期遅延された出
力信号をディジタル形式で反映している。タイミング図
99(YAK)と100(YBK) はそれぞれタイミング図97と98の絶
対値相当タイミング図である。結果的な出力信号101も
図示されており、出力信号101は１全クロック周期遅延
されていることを除いて入力信号90と同じであることが
分かる。この出力信号は式(YAK) ・ A + (YBK)・ Bによ
り決定される。この出力信号式はＡサンプル間隔中で(Y
AK) が高い場合、そして（あるいは）Ｂサンプル期間中
に(YBK)が高い場合は、出力信号101はその特定の間隔中
に高くなることを示している。それら両ケースのどちら
も満たされない場合は、出力信号101 は低いままとな
る。図からは、図９に示す出力信号101 はこのパターン
を辿ることが分かる。このようにピーク検出器を用い距
離増大問題に対する単純な解法を有するビタビデコーダ
を説明できる。
同じバイナリ・タイミング・パターンを辿る。信号Vs93
は書き込み電流信号92で生じる立ち上がり及び立ち下が
り端の微分を示している。信号92は書き込み電流92のど
の微分が正と負かを示している。等化入力信号VFは図８
で説明したようにサンプル・保持ブロックＡ75とサンプ
ル・保持ブロック86により交互に一定の期間率でサンプ
ルされるように示されている。タイミング図94上の円は
サンプル・保持Ａがなされる箇所を示し、同図の「ｘマ
ーク」はＢのサンプル・保持がなされる箇所を示してい
る。タイミング図VSHA95はＡ点でサンプルした結果の信
号を示している。図からはＢサンプル間隔中は、タイミ
ング図95は次のＡサンプル間隔までその振幅を一定に保
持することが分かる。同じことが、結果的な信号がタイ
ミング図94のＢサンプル間隔を反映し、Ａサンプル間隔
中にタイミング図96が一定の振幅を有するタイミング図
96VSHBにもいえる。タイミング図97YAK はサンプル・保
持ブロックＡ75の出力であり、信号が保持されタイミン
グ図95VSHAに比べて１クロック周期遅延された３状態信
号である。遅延された出力YAKはサンプル信号VSHA をデ
ィジタル形式に変換する。Ｓ／ＨブロックＢ86の遅延さ
れた出力はタイミング図98YBK として示されており、そ
れはタイミング図96VSHBの１クロック周期遅延された出
力信号をディジタル形式で反映している。タイミング図
99(YAK)と100(YBK) はそれぞれタイミング図97と98の絶
対値相当タイミング図である。結果的な出力信号101も
図示されており、出力信号101は１全クロック周期遅延
されていることを除いて入力信号90と同じであることが
分かる。この出力信号は式(YAK) ・ A + (YBK)・ Bによ
り決定される。この出力信号式はＡサンプル間隔中で(Y
AK) が高い場合、そして（あるいは）Ｂサンプル期間中
に(YBK)が高い場合は、出力信号101はその特定の間隔中
に高くなることを示している。それら両ケースのどちら
も満たされない場合は、出力信号101 は低いままとな
る。図からは、図９に示す出力信号101 はこのパターン
を辿ることが分かる。このようにピーク検出器を用い距
離増大問題に対する単純な解法を有するビタビデコーダ
を説明できる。
【図１】本発明の２状態トレリスを示す。
【図２】単純な４状態トレリスの最短経路シーケンスを
示す。
示す。
【図３】本発明の距離計算器で実現できる典型的な信号
波形である。
波形である。
【図４】入力から減算されたＶT を有する本発明の距離
計算器のブロック図である。
計算器のブロック図である。
【図５】出力へ変換されたＶT を有する本発明の距離計
算器のブロック図である。
算器のブロック図である。
【図６】典型的な入力波形から生じる対応する出力波形
を示す信号波形を示す。
を示す信号波形を示す。
【図７】本発明で実現されるシフトレジスタ・シーケン
スを示すブロック図である。
スを示すブロック図である。
【図８】本発明が応用されるトランスミッション・シス
テムを例示するブロック図である。
テムを例示するブロック図である。
【図９】本発明の距離計算器の出力信号を判定するため
使用するタイミング図を示す。
使用するタイミング図を示す。
１１、１２：加算器 １４、２３：ピーク値検出器 １７、２９：比較器
Claims (4)
- 【請求項１】 通信チャネルないし記録装置からサンプ
ルされた値をデコードするのに用いる最尤シーケンス距
離計算器用装置で、 サンプルされた入力信号としきい電圧の負を入力として
有する第１の加算手段と、 前記第１の加算手段に接続され、第１の出力信号をもた
らす第１のピーク検出手段と、 前記第１の加算手段と前記第１のピーク検出手段に接続
され、第２の出力信号をもたらす第１の比較手段と、 前記第１のピーク検出器に接続され、第３の出力信号を
もたらす第１の変換手段と、 前記第１の変換手段に接続され、リセット信号出力をも
たらす第１のリセット手段と、 前記サンプルされた入力信号に接続された第２の変換手
段と、 前記第２の変換手段に接続され、また前記しきい値の負
に接続された第２の加算手段と、 前記第２の加算手段と前記第１のリセット手段に接続さ
れ、第４の出力信号をもたらす第２のピーク検出手段
と、 前記第２の加算手段と前記第２のピーク検出手段に接続
され、第５の出力信号をもたらす第２の比較手段と、 前記第２のピーク検出手段に接続され、第６の出力信号
をもたらす第３の変換手段と、 前記第３の変換手段と前記第２の比較手段に接続され、
前記第１のピーク検出手段にリセット出力信号を提供す
る第２のリセット手段からなる最尤シーケンス距離計算
器用装置。 - 【請求項２】 通信チャネルないし記録装置からサンプ
ルされた値をデコードするのに用いる最尤シーケンス距
離計算器用装置で、 サンプルされた入力信号を受信して第１の出力信号をも
たらす第１のピーク検出手段と、 前記サンプルされた入力信号と前記第１のピーク検出手
段に接続され、第２の出力信号をもたらす第１の比較手
段と、 前記第１のピーク検出手段としきい電圧信号の２倍の負
に接続された第１の加算手段と、 前記第１の加算手段に接続され第３の出力信号をもたら
す第１の変換手段と、 前記第１の変換手段と前記第１の比較手段に接続され、
リセット信号出力をもたらす第１のリセット手段と、 前記サンプルされた入力信号に接続された第２の変換手
段と、 前記第２の変換手段と前記第１のリセット手段に接続さ
れ、第４の出力信号をもたらす第２のピーク検出手段
と、 前記第２の変換手段と前記第２のピーク検出手段に接続
され、第５の出力信号をもたらす第２の比較手段と、 前記第２のピーク検出手段に接続され、また前記しきい
値の２倍の負に接続された第２の加算手段と、 前記第２の加算手段に接続され第６の出力信号をもたら
す第３の変換手段と、 前記第３の変換手段と前記第２の比較手段に接続され、
前記第１のピーク検出手段にリセット出力信号を提供す
る第２のリセット手段からなる最尤シーケンス距離計算
器用装置。 - 【請求項３】 通信チャネルないし記録装置からの記号
間干渉を有するサンプル・シーケンスの最尤シーケンス
デコード用装置で、 前記サンプルされたシーケンスから受信された最大の振
幅の正のパルスを比較して記憶する第１のピーク検出手
段と、 前記第１のピーク検出手段に接続され、負の転移パルス
を受信したとき前記第１のピーク検出手段に記憶されて
いる電圧値をリセットする第１のリセット手段と、 前記第１のピーク検出手段の入出力に接続され、大きな
正のピークが検出されたかどうかを示す第１のフラッグ
信号をもたらす第１の比較手段と、 前記サンプルされたシーケンスから受信した最大振幅の
負のパルスを比較、記憶する第２のピーク検出手段と、 前記第２のピーク検出手段に接続され、前記第１のフラ
ッグ信号を受信して前記第２のピーク検出手段に記憶さ
れた電圧値をリセットする第２のリセット手段と、 前記第２のピーク検出手段の入出力に接続され、大きな
負のピークが検出されたかどうかを示す第２のフラッグ
信号を前記第１のリセット手段にもたらす第２の比較手
段と、 前記第１と第２のフラッグ信号を受信して最尤シーケン
スを提供する残存者シーケンス・レジスタ方式からなる
最尤シーケンスデコード用装置。 - 【請求項４】 通信チャネルないし記録装置から受信し
た記号間干渉を持つ２つの状態を有するデータのストリ
ームをデコードする方法で、 受信したそれぞれのサンプル・パルスの距離を計算し、 最も最近にサンプルした正ないし負の振幅を同じ正ない
し負の振幅の先に記憶されサンプルされた振幅と比較
し、 複数の連続的なピークの最新のピークがより大きな振幅
を有する度に記憶された振幅を反対極性にリセットし、 リセット操作中にフラッグ信号を生成して状態の転移を
示し、前記フラッグ信号は記憶されて後に必要に応じて
訂正され、デコードされるデータに対応する最尤の正し
いビット・シーケンスを達成する過程からなるデコード
方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US69442891A | 1991-05-01 | 1991-05-01 | |
| US694428 | 1991-05-01 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05130076A true JPH05130076A (ja) | 1993-05-25 |
| JP3324042B2 JP3324042B2 (ja) | 2002-09-17 |
Family
ID=24788786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11319492A Expired - Lifetime JP3324042B2 (ja) | 1991-05-01 | 1992-04-07 | 最尤シーケンス距離計算器用装置、最尤シーケンスデコード用装置及びデコード方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5384560A (ja) |
| JP (1) | JP3324042B2 (ja) |
| KR (1) | KR100233399B1 (ja) |
| GB (1) | GB2255482B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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