JPH0884047A

JPH0884047A - ディジタル信号復号装置およびディジタル信号復号方法

Info

Publication number: JPH0884047A
Application number: JP21965794A
Authority: JP
Inventors: Masashi Kitaori; 昌司北折
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-09-14
Filing date: 1994-09-14
Publication date: 1996-03-26

Abstract

(57)【要約】【目的】周波数特性の瞬時の変化が予測される、ディ
ジタル記録再生装置あるいはディジタル信号伝送装置に
おいて、復号信頼性を向上させる。【構成】再生あるいは送信された信号を等化した後、
ディジタル情報の時間間隔より狭いタイミングで複数の
信号振幅情報を抽出し、復号ディジタルデータと共に、
所定の演算により最尤復号器の基準レベルを制御する。【効果】ＶＴＲのスペーシング変動といった瞬時の周
波数変動にも影響を受け難く、常に適切な復号を行うこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、人工衛星や光海底ケー
ブルを使ったディジタル通信装置や、ディジタルＶＴＲ
あるいはディジタルビデオディスクなどのディジタル記
録再生装置の復号装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ビタビ復号は、信号に含まれる情報を最
大限に生かして復号を行う最尤復号の一つの方法であ
り、従来はおもに通信衛星や光海底ケーブルなどを使っ
たディジタル通信分野でさまざまな研究が行われていた
検出方法である。

【０００３】また一方では、最近研究開発が盛んなディ
ジタルＶＴＲあるいはディジタルビデオディスクは従来
のアナログ信号に比較して数倍の情報量を持つディジタ
ルテレビジョン信号を記録しなければならないため、そ
の記録密度を非常に高くする必要がある。このような高
度な通信装置あるいは記録再生装置では、受信あるいは
再生された信号のＳ／Ｎ比は相当に低くなり、従来行わ
れていたビット毎の復号は著しく困難になっている。

【０００４】そこで、このような低Ｓ／Ｎ再生信号に含
まれる情報を少しでも有効に活用して復号を行うことが
求められている。中でもビタビ復号は、Ｓ／Ｎを実効的
に向上させることが理論的に明かであるため、注目を集
めている復号法である。以下にビタビ復号の最も簡単な
適用として、ＮＲＺＩの復号に用いる場合を説明する。

【０００５】ＮＲＺＩは図１３に示したプリコードブロ
ックで表すように入力信号ａｋと遅延信号ｂｋ−１との
排他的論理和演算でｂｋを作り、これを磁気記録装置に
記録する。

【０００６】

【数１】これを再生すると、磁気記録系は微分特性を持っている
ため、再生信号ｚｋはｂｋ−ｂｋ−１となり、したがっ
てこの信号系は２つの状態Ｓｋ＝｛＋１、−１｝を持っ
ていることになる。

【０００７】

【数２】これを状態遷移図で表すと図１４となり、再生信号ｚが
＋２のとき状態Ｓは−１から＋１に遷移し、−２のとき
状態Ｓは＋１から−１に遷移し、また０のときは状態の
遷移は起こらない。再生信号に雑音が含まれないときは
検出される信号はｚｋ＝｛−２，０，＋２｝のいずれか
であるため、状態遷移は一意に定まるが、実際に検出さ
れる信号ｙｋは雑音ｎｋを含んでいる。

【０００８】

【数３】ここで雑音がガウス分布するならば、ｙｋとｚｋのユー
クリッド距離、すなわち（ｙｋ−ｚｋ）２が最小となる
ｚｋが送信されたと推定することによって最尤復号を行
うことができる。時刻ｋにおける状態ｊまでの｛−（ユ
ークリッド距離）｝の和の最大値は状態ｊのメトリック
（尤度）と呼ばれ、これをＬｋｊで表す。時刻ｋ−１に
おける状態ｉのメトリックがＬｋ−１ｉであったとき、
時刻ｋにおける状態ｊのメトリックＬｋｊは次数で表さ
れる。

【０００９】

【数４】このときＬｋｊを与える、時刻ｋ−１の状態ｉから時刻
ｋの状態ｊへの唯一の遷移は尤度が最も高い、すなわち
「確からしさ」が最も高い「生き残りパス」として保存
し、これを各時間ｋの各状態ｊにおいて巡回的に行うの
がビタビ復号である。ＮＲＺＩの場合、さきに述べたよ
うに状態数は２であるので、ｉ（またはｊ）＝｛＋１，
−１｝であり、また基準となるｚｋｉｊ＝｛＋２，０，
−２｝である。これをトレリス線図で示すと図１５のよ
うになる。

【００１０】このようにビタビ復号は、検出した信号系
列に対して距離の最も小さい、したがって最も確からし
い信号系列に復号することができる最尤復号であるの
で、雑音に影響されにくい復号を行うことができる。し
たがって、ディジタル記録再生装置などのＳ／Ｎの低い
機器において、大きな効果が期待できる。

【００１１】パスを決定するために使われるパスメトリ
ックは逐次変更され保存されて、また次のパスの決定に
利用される。これによりビタビ検出は、特定時刻の振幅
情報だけを復号に用いる従来の検出方式と異なり、ある
時系列上で最も確からしい符号系列を選択できる。

【００１２】図１６は従来のビタビ復号のブロック図で
ある。再生（受信）信号は適当に増幅された後等化、サ
ンプリングされてディジタル値となる。この値と基準値
によってパスメトリックが計算される。そして、加算比
較選択器（ＡＣＳ）はこれを基にメトリックを計算して
生き残りパスを選択し、その結果をパスメモリーに記録
する。このパスメモリーから状態遷移を決定することで
復号ビットを得ることができる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】このようにビタビ復号
は各サンプル点での振幅情報から受信データ系列の尤度
を計算し、最も尤度の高いデータ系列を出力する。しか
し、サンプル点での振幅情報のみを使用しているため、
一般的なノイズ以外に起因する信号振幅レベルの変化に
は非常に影響を受け易いことは容易に想像できる。この
現象については「ディジタルビデオ記録技術」（日刊工
業新聞社）８１ページに詳しく述べられている。

【００１４】ＶＴＲは特に再生信号レベルの変動が大き
なシステムである。再生信号レベル変動の主な発生要因
には、ひとつにはトラックズレがある。これは記録時に
ヘッドがテープ上を走査した軌跡と再生時に走査した軌
跡が一致しないことによって発生するもので、記録に使
用した装置と再生に使用した装置が異なる場合や経時変
化を起こしたテープを再生した場合などによく発生す
る。しかしこれによる再生振幅レベルの変化はヘッドの
回転にともなった比較的長い周期で変化するため、ＡＧ
Ｃ（自動利得制御回路）などによって容易に取り除くこ
とができる。

【００１５】もうひとつの再生信号レベル変動要因はテ
ープとヘッドの隙間、すなわちスペーシングの変動があ
る。ＶＴＲではヘッドがテープに接触した状態で走査
し、信号を再生するが、実際はテープの表面荒さによ
り、ヘッドとテープの間には僅かなスペーシングが存在
する。これはテープおよびヘッドの表面状態や振動状況
によって敏感に変化し、信号振幅に決定的な影響を与え
る。スペーシングによる再生信号振幅の低下は分離損失
（spacing loss）と呼ばれ、次式に従うことが知られて
いる。

【００１６】

【数５】（ｄはスペーシング、λは記録波長：「磁気記録の理
論」朝倉書店より引用）すなわち、信号振幅の低下はス
ペーシングの指数関数であり、また記録波長が短い高密
度記録を行う場合（λが小さい）ほどその影響を大きく
受けることがわかる。また、この分離損失に起因する変
動が非常に早い周期で現れることはその原因から明かで
あり、したがって、トラックズレによる振幅変動を除く
のに用いるＡＧＣのように長い収束時間を必要とするフ
ィードバック回路では、分離損失変動による早い振幅変
動を取り除くことは不可能である。

【００１７】また、スペーシングの変動は周波数特性の
変化をもたらす。周波数特性の変化は等化誤差を増大さ
せ、エラーの要因となる。これについて従来、等化誤差
を最小に収束させるように自動的に等化特性を変化させ
る自動等化回路も種々開発されてきた。これらの自動等
化回路をもちろんビタビ検出回路と共に用いることがで
き、この場合には振幅変動も自動的に補正することもで
きる。しかし、この自動等化もまたフィードバック回路
であるため収束に必要な時間より短い周波数特性変化に
追随して機能することはできないのである。本発明はこ
の方式の適用能力を広げ、さらに有効なものとすること
によって高密度ディジタルＶＴＲを実現しようとするも
のである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明では以上の課題を
解決するために、ディジタル信号に所定の等化を行う等
化手段と、この等化手段で等化されたディジタル信号の
時間間隔より狭いタイミングでタイミングで複数の信号
振幅情報を抽出するサンプリング手段と、このサンプリ
ング手段により抽出された信号振幅情報からディジタル
信号を復号する復号手段と、この復号手段で復号された
デジタルデータ信号から等化誤差を推定して所定の演算
を行い、前記復号手段の基準レベルを制御する制御手段
を具備することを特徴とする。

【００１９】

【作用】本発明の手段によれば、所定の等化方式に従っ
て等化した再生信号から、情報ビットにあたる振幅を取
り出すと共に、情報ビット間隔より狭い近傍の信号振幅
も取り出し、さらに既に復号したディジタル信号列情報
をもとに、両者の間で既知となる相関関係を用いて、周
波数特性変化の補正を瞬時に行う。

【００２０】従って、従来、ＡＧＣ回路や自動等化回路
といった長い時定数を持つフィードバック回路では不可
能であった周波数特性の瞬時の変化の補正を行い、適正
な最尤復号を行うことができる復号器を提供することが
できる。

【００２１】

【実施例】まず、本発明の原理から説明する。再生ヘッ
ドにより再生された信号は等化器により符号間干渉を抑
圧した後に、復号器に入力される。図２は孤立再生波が
本発明による復号器に入力されるときの波形を示してい
る。横軸の時間は情報ビット間隔で規格化されている。
通常の等化器では孤立再生波の識別点ｎＴ（ｎは０でな
い整数）でほぼ０になり、時刻０の再生波が他の識別時
刻に干渉しないように等化を行う。しかし、本発明の復
号器に入力される波形では、図２に明らかなように時刻
０および時刻±Ｔ／２の識別点で０でない値をとり、か
つ他の識別点ｎＴ／２（ｎは０および±１で無い）では
ほぼ０となっている。

【００２２】このように本来の識別点（時刻０）以外に
０でない特定の値をもつ位置が、情報ビット間隔より狭
い間隔で存在するのがこの等化後孤立再生波形の特徴で
ある。このような等化にはこれ以外にも種々の方式が考
えられ、本発明による復号器に適用することができる。

【００２３】図３は本発明による復号器に入力可能な別
の等化方式による等化後孤立再生波形を示している。こ
の波形は図２の波形とは異なり、識別点時刻０およびＴ
／２で同じ波高となり、それ以外のＴ／２間隔の識別点
ではほとんど０となっている。このような等化方式によ
る波形の違いは本発明の原理に影響を与えるものではな
いため、記録再生系の特性に適した等化方式を選択すれ
ば良い。本実施例では等化器にトランスバーサルフィル
ターを用いた。このブロック図を図４に示す。

【００２４】トランスバーサルフィルターは複数の遅延
素子１７とその間の信号を取り出しそれぞれの信号をタ
ップ係数と呼ばれるある係数で乗算を行う素子１８とこ
れらの信号を加算する加算器１９からなる。先に取り上
げた２つの等化方式のどちらもこのトランスバーサルフ
ィルターのタップ係数を調整することによって実現する
ことができる。トランスバーサルフィルターの応答Ｚを
演算で表すと式６になる。

【００２５】

【数６】ここでａ０〜ａ６はタップ係数。ｆ０〜ｆ６は時間Ｄづ
つ遅延された再生信号の振幅値である。この式に等化条
件を代入し、タップ係数を求めれば所望の条件を満足す
る等化器を実現することができる。

【００２６】さて、本発明の実施例による復号器では本
来の検出位置（時刻０）の振幅だけでなく、次の（また
は前の）検出位置（時刻Ｔまたは時刻−Ｔ）との間の隣
接する位置（例では時刻Ｔ／２あるいは−Ｔ／２）での
振幅情報も同時に用いて復号を行う。

【００２７】これには図６に示す３種類の構成がある。
いずれも再生信号を増幅器２０で増幅した後にサンプリ
ング器２１によってディジタルデータとしてサンプリン
グされるまでは同じである。図６（ａ）は等化器２２を
２つ利用したもので一方からは時刻０での振幅を取り出
し、他方からは時刻２／Ｔでの振幅を取り出す。これら
を適当なタイミングで周波数特性補償回路２５が読みと
り、後に詳しく説明する方法で基準レベル信号を作り、
これを最尤復号器２６に出力する。

【００２８】この構成では２つの等化器が必要となり回
路規模は比較的大きくなるが、本来の検出位置である時
刻０での振幅を得るための等化方式と、周波数特性補償
のための振幅を取り出すための等化方式を別に設定でき
るという利点が生じる。従って、各等化器の遅延素子の
遅延量は従来の等化器同様にＴで済む。（ただし、２つ
の等化器への入力あるいは等化器からの出力はＴより小
さい時間だけずれている必要がある。）図６（ｂ）は１つの等化器２３から異なる検出時刻の振
幅を取り出す方法である。これを実現する等化器は例え
ば図５のように構成することができる。

【００２９】この等化器は遅延素子１の遅延量はＴ／２
であり、各タップから取り出された信号が２系統のタッ
プ係数群（ａおよびｂ）によるトランスバーサルフィル
ターによってタイミングがずれた形で等化される。これ
によって本来の検出位置（時刻０）とそれより少しずれ
た検出位置（時刻Ｔ／２）での振幅情報を同時に出力す
ることができる。

【００３０】この構成の利点は遅延素子を共有している
ことによって特性のばらつきを抑えられることと実際の
等化特性はタップ係数を設定することによって変化させ
ることができることである。ただし、回路規模は大きく
実装しずらい点がある。

【００３１】図６（ｃ）は１つの等化器６からの信号を
所定時間遅らせる遅延回路２７を使用することで本来の
検出位置とずれた位置での振幅情報を得るものである。
最も単純な回路構成で達成することができるが、等化方
式／等化特性は全く同一であり、別の選択を行うことが
できない。

【００３２】等化器の構成については他にも考えられる
が、要点は本来の検出位置における振幅と、この位置か
ら情報ビット間隔Ｔより近い時間だけずれた検出位置に
おける振幅を取り出すことができ、かつ、それぞれに適
した等化が行われることによって、それぞれの検出点に
おいて一定の振幅が期待できるという点である。次にこ
の２つの振幅を用いて最尤復号器の補正を行う方法につ
いて説明する。再生波形は次の７式に示すローレンツ波
形で近似することができる。

【００３３】

【数７】ここでＤ５０は再生振幅の１／２となる時間間隔を示
し、記録再生系の周波数特性を代表するパラメータとな
っている。本発明で克服しようとする課題は周波数特性
の瞬時の変動であり、ここではＤ５０の変化としてとら
えることができる。ある周波数特性（Ｄ５０＝Ｄ０）の
状況で最適化された等化器のタップ係数ａは次の８式を
満たす。

【００３４】

【数８】

【００３５】ここでは簡単のため等化器の構成は図６
（ｃ）に従うものとした。右辺は２つの検出点で期待で
きる一定の振幅値である。さて、先に述べたようにスペ
ーシング変動による周波数特性変化により再生波形のＤ
５０が変化した時、検出する振幅はもはや右辺の定数で
はない。このときの再生波形をｇとすれば検出される振
幅ｘは９式を満たす。

【００３６】

【数９】

【００３７】従来の只一つの検出点による振幅情報のみ
を取り出す場合、振幅の変化が雑音によるものであるの
かあるいは別の要因による変化であるのかを区別する方
法は全く無い。したがって、振幅変化はすべて雑音であ
るとして最尤復号を行っていたため、雑音以外のスペー
シング変動なとに起因する振幅変動が直接に最尤復号を
妨害してエラーを発生させることになっていた。ところ
が、本発明によれば振幅情報を本来の検出位置とそれか
らずれた検出位置の少なくとも２ヶ所で検出している。
もちろん、どの検出点でもノイズの影響を受けるが、も
し振幅変動がスペーシング変動に起因したものであった
ならば２ヶ所の振幅情報は周波数特性変動に従って特徴
的な強い相関を持つことになる。この相関関係を用いれ
ば周波数特性変動に基づく振幅変動を補正し、雑音のみ
による正しい最尤復号を行うことができるのである。

【００３８】図７は固定されたある等化器において、記
録再生系の周波数特性すなわちＤ５０を変化させたとき
の、本来の検出位置における振幅の変化率ｐ（ｘ０）
と、それからＴ／２だけずれた検出位置における振幅の
変化率ｑ（２＊ｘ１）との関係を示したグラフである。
このように２ヶ所で検出できる振幅の変化率には一定の
関係があり、この変化率から逆にＤ５０を求め、これに
より周波数変動を補正することができるのである。

【００３９】一方、この２ヶ所の検出間隔に比較して低
い周波数で帯域制限された雑音による振幅変化率の関係
はほとんど一定であり、また増加方向にも減少方向にも
当分に確率的分布をするため、平均化すれば影響を取り
除くことができる。したがって、このような２検出点で
の振幅変化率による補正を行う場合でも雑音の影響を最
小にとどめておくことが可能となる。

【００４０】

【数１０】

【００４１】この１０式で定義される波形歪率ξによる
検出時刻０での振幅低下率ηの関係を、関数ｆを使って
η ＝ｆ（ξ）と表せば、そこから推定される適
切な基準値はｘ０＊ηとなる。したがって最尤復号を行
う上で確からしさとなる尤度をこの修正された基準レベ
ルとすればスペーシング変動などによる瞬時の周波数変
動を補正することができる。

【００４２】また、補正尤度の計算は雑音によるゆらぎ
を平均化する意味で或重みｎによる漸化式を用いるのが
適切な場合もある。すなわち、補正基準値ｓ’を以前の
補正基準値ｓを用いてｓ’＝ｎ＊ｓ＋（１−ｎ）＊η＊
ｓとなる演算により更新する。

【００４３】このような波形歪率ξと振幅低下率ηの関
係ｆを用いた基準レベルの修正やその更新は図６の基準
レベル修正回路により計算され、ここで得た修正基準レ
ベルに基づき最尤復号器にて復号が行われる。

【００４４】さて、実際にこの方式を採用するとき、残
留等化誤差が大きな影響を及ぼす場合がある。すなわ
ち、スペーシングの変動により再生系の周波数特性が変
化することにより等化にズレが生じて等化誤差が大きく
なり、これが基準レベルの補正に影響を及ぼす。この現
象は線記録密度が高くなるほど顕著に現れるため、高密
度記録が要求されるディジタルＶＴＲでは問題となる場
合が大きい。

【００４５】従って、本発明では既に復号したディジタ
ル信号列により図７で説明した再生波形を特徴づけるｐ
とｑの相関関係を選択することによって、この問題を解
決した。

【００４６】つまり、既に復号したディジタル信号列に
より、復号点での等化誤差による再生波形の影響は既知
であり、それに応じて複数の相関テーブルを用意すれば
基準レベルの正しい推定は容易となる。また、仮に既に
復号したディジタル信号列に誤りが生じていたことによ
り基準レベルの補正が正しくない場合も起こり得るが、
この場合でも最尤復号により正しいディジタル信号列に
修正できる。

【００４７】以下、図１のブロック図を用いて本発明に
よる実施例をまとめると、再生ヘッド１で生じた電気信
号は増幅器２で必要な振幅に増幅された後にＡＧＣ（自
動利得制御回路）３によって一定振幅に整形される。こ
こで大きな振幅の変動を取り除くことが出来る。

【００４８】次に、等化器４で波形等化され波形干渉は
基本的に取り除かれる。この等化後の信号からクロック
検出器５によって信号クロックが検出され、以後のディ
ジタル回路の動作クロックをつくる。等化後のアナログ
信号はアナログ／ディジタル変換器６で信号に同期した
クロックでサンプリングされ離散的ディジタルデータと
なる。この実施例では波形情報を得るために信号クロッ
クの２倍のクロックでサンプリングを行っている。

【００４９】さて、次にディジタルデータはビタビ検出
器７と波形検出器８に送られる。ビタビ検出器７内では
ブランチメトリック計算器９、パスメトリックメモリ１
０、加算比較選択器１１で生き残りパスが決定されパス
メモリ１２に記憶され、これを順次読み出すことによっ
て復号信号１３を作ることが出来る。一方、波形検出器
８はオーバーサンプルされたディジタル信号データから
波形パラメータξを計算する。

【００５０】また、パスメモリ１２に記憶された復号デ
ィジタルデータから図７に相当する相関テーブルメモリ
１４から予測される相関テーブルを選択する。そして、
これらにより基準値演算器１５は現在の基準値レベルを
予測し、これと基準値メモリ１６に記憶していたこれま
での基準値レベルとの演算によって次の基準値レベルを
更新する。ビタビ検出器７ではこの基準値メモリ１６か
ら読みだした基準値によってブランチメトリックを計算
する。

【００５１】以下に、本願発明の一実施例をさらに具体
的に示す。図８は本発明の実施例のブロック図である。
アナログ信号８１は増幅器８２で適当に増幅されて、等
化およびサンプリング器８３でディジタル値に変換され
る。この値は一旦波形データ８４に蓄えられる。この波
形データ列とあらかじめ用意されている推定波形テーブ
ル８５との間でマッチングを行い、最も類似したパター
ンを探し、そのデータに対応した妨害レベル８６を推定
する。この妨害レベルからビタビ検出に用いる基準値メ
モリー８７を計算する。一方波形信号ディジタル値はパ
スメトリック計算器８８に入力され、先の基準値を用い
てパスメトリックを計算する。これに基づき加算比較選
択器（ＡＣＳ）８９が生き残りパスを決定してパスメモ
リー８１０にその結果を記録する。これをたどることで
復号ビット８１１を得ることができる。このとき、パス
メモリーの様子から推定ビットパターン８１２を作り、
これに基づいて先のマッチングを行うことで効率よく復
号を行うことができる。

【００５２】図９は本発明の実施例のアルゴリズムを示
すチャートである。信号波形データ SigPtr[AREA] はサ
ンプリングされた信号波形が記憶されている。AREAはパ
ターン照合に用いるサンプリング数である。推定波形テ
ーブル BitPtr[DO＿LEVEL][PATTERN][AREA] は推定範囲
の妨害（すなわち周波数特性変動レベル）に対応し、か
つ記録されたビットパターンに対応した、信号波形が記
録されている。この両者を照合することによって、妨害
を推定することができる。パスメモリーPath[SIZE]は生
き残りパスを記憶する大きさ SIZE のメモリーであり、
０から SIZE-1 までを循環する（<cyclic 0 and SIZE+1
> はincrement(SIZE-1)= 0かつ decrement(0) = SIZE-1
であることを表す。）ポインターによって参照される。
SIZEはビタビ復号に十分な大きさがとられると共に、ド
ロップアウト推定にも支障の無い大きさが必要となる。

【００５３】静的変数として、ドロップアウトレベル D
O ＿は現在のドロップアウト妨害レベルを表し、ビタビ
復号基準レベル Criterion はビタビ復号に用いる基準
レベルを記憶している。このアルゴリズムでは妨害の推
定によりこの基準レベルを設定するものである。

【００５４】まず、生き残りパスpath[]を調べて参照パ
ターンtest＿ptr を設定する。point は次に記憶するポ
イントを示しているので、point0 = point -1 から、遷
移が起こらない状態（NO＿TRANSITON ）で無くなるま
で、path[] を逆向き decrement ( point0 ) に調べる
ことで、最後に遷移が起きたポイントが point0 とな
る。このポイント以前のパスは確定しているので、ここ
までは復号することが可能である。そこで、ChangToPtr
()関数にパスメモリー Path[] と復号ポイント point0
を渡して、それ以前の数ビット（実施例では８ビット）
を復号してビットパターンを作り、これを test ＿ptr
に代入して参照パターンとする。

【００５５】つぎに、参照するドロップアウト妨害レベ
ルの範囲を決定する。これには現在のドロップアウトレ
ベル DO ＿の±２の範囲で下限値 do ＿min と上限値
do＿max が決定される。もちろんこれらの値は０から
DO ＿LEVEL までの推定波形テーブルで想定した範囲の
中にあるように規制される。参照レベル範囲は±２に限
定されない。もっと広い範囲を参照した方が有効な場合
があるが、実行速度などを考慮してこの実施例では±２
とした。

【００５６】そして、最小自乗法によるマッチングを行
う。参照する推定波形テーブルの範囲はドロップアウト
レベルが do ＿min から do ＿max まである。また、テ
ストするビットパターンは test ＿ptr に確定してい
る。このように参照範囲を絞ることで、波形解析能力を
損なうこと無く実用的な復号速度と小さな回路規模を得
ることができる。波形を解析する範囲は推定波形テーブ
ルのサンプル数 AREA である。もちろん、これ以下でも
良い。この範囲で信号波形データと推定波形データの差
分の自乗を累積加算して、それが最も小さいパターンお
よびドロップアウトレベルを再び DO ＿として保存す
ることで、ドロップアウトレベルの推定を行うことがで
きる。マッチングにはこの他に重みをつけた最小自乗法
など種々のほうほうを用いることができる。

【００５７】最後に、推定したドロップアウト妨害レベ
ルからビタビ復号に用いる基準レベルを決定する関数 C
hangToCriterion(＿DO) によって、基準レベルの補正が
行われる。この関数は記録信号波形がドロップアウト
（周波数特性変動）によって歪んだ場合における検出点
での雑音の無い信号振幅レベルをビタビ検出の基準レベ
ルを決める。このとき、妨害推定に用いた推定波形テー
ブルを再び用いることができる。次の図１０は、この関
数 ChangToCriterion() のアルゴリズムを示すチャート
である。

【００５８】外部定義された SigPtr[AREA] は信号波形
データを記憶するメモリーであるが、これは復号時点の
データから、AREA だけ過去の波形データである。ま
ず、このデータを ShiftSignal() で AREA/2 だけシフ
トさせる。そして、そこに AREA/2 だけ先行した波形デ
ータを ReadSignal() で読み込む。

【００５９】次に照合するビットパターンを設定する。
AREA 内の照合するビットパターンはｎビット長の場合
２ｎ個存在するが、生き残りパスを検索することによ
り、既に確定しているビットが存在する場合もある。ま
た、未確定ビットは次の遷移の方向により連続した０ま
たは１というパターンになる。SetPtr() は確定ビット
を固定して未確定のビットに対して連続した０または１
とし、さらに AREA/2 だけの未検出ビットをそれぞれ０
または１とすることでテストビットパターンを作り、配
列 test ＿ptr[] に格納すると共にその数を num＿ptr
に返す。

【００６０】照合するテストビットパターンはそれほど
多くならない。たとえば、８ビットのパターンを作ると
する。（ｎ＝８）このとき、ビットパターンとしては２
５６通り存在する。しかし、既に検出した４ビットにつ
いては、それが未決定であっても２通りしかありえな
い。まだ検出を行っていない４ビットについてはすべて
の場合が考えられるため２４＝１６通り存在する。した
がって、照合するテストビットパターンはせいぜい３２
通りである。また、検出ビット６個、未検出ビット２個
という構成にすれば、テストビットパターンは８通りと
なり、十分に実現可能となる。

【００６１】そして、推定波形テーブル BitPtr を用い
た、最小自乗法によるマッチングを行う。このときドロ
ップアウト妨害レベルは既に推定した DO ＿を用い
る。そしてもっとも類似した信号パターンの中央の値 B
itPtr[DO＿][pattern][AREA/2]が推定された最適な基準
レベルであるとして、ビタビ検出の基準レベル Criteri
on へ代入してこれを返す。マッチングにはこの実施例
のような単純最小自乗法の他に重みをつけたものもな
ど、種々の方法が考えられる。

【００６２】次にビタビ復号を省略した復号法について
述べる。図１１は本発明の第２の実施例のブロック図で
ある。これは、第１の実施例とは異なり、マッチングで
推定波形テーブルから妨害レベルと共に復号ビットをそ
のまま返す方法である。第１の実施例ほど復号能力は高
くないが、構成が簡単でまた、推定された妨害レベルは
等化器などの特性制御に使うこともできる。

【００６３】図１２はこの第２の実施例のアルゴリズム
を示すチャートである。信号波形データ SigPtr[AREA]
と推定波形テーブル BitPtr[DO＿LEVEL][PATTERN] [ARE
A] は第１の実施例と同じである。

【００６４】静的変数として定義されている、ドロップ
アウトレベル DO ＿と ptr＿には現在の推定ドロッ
プアウトレベルと復号ビットパターンが記憶されてい
る。まず、２つのテストビットパターン test ＿ptr[2]
を設定する。これはそれぞれ次のビットが０のパター
ンと１のパターンである。ここでは、既に復号されてい
るビットパターンの変数 ptr＿を１ビットシフトし
て、それに０ビットと１ビットをそれぞれ加えて推定パ
ターンを作っている。bit ＿pattern() 関数は与えられ
た２進ビットを数値化する関数で、ここに与えているビ
ットパターンが１ではなく (MSB)10000000(LSB) である
のは、 ptr ＿が８ビットでＬＳＢから復号されて、
ＭＳＢが次のビットの位置だからである。

【００６５】もっとも、ドロップアウト妨害の推定のみ
を行う場合、既に復号により決定したビットパターンだ
けを用いる方法も考えられる。そして、第１の実施例と
同様にテストドロップアウトレベルを設定して最小自乗
法によってマッチングを行い、ドロップアウト妨害レベ
ルを推定する。このとき最も類似した推定波形を与える
パターンが ptr＿に記憶される。したがって、これを
参照することで直ちに復号ビットを得ることができる。

【００６６】

【発明の効果】このように、所定の等化方式に従って等
化した再生信号から、情報ビットにあたる振幅を取り出
すと共に、情報ビット間隔より狭い近傍の信号振幅も取
り出し、さらにパスメモリに記憶された復号ディジタル
データをもとに、両者の間で既知となる相関関係を用い
て、周波数特性変化の補正を瞬時に行うことで、ディジ
タルＶＴＲのスペーシング変動に見られるような瞬時の
周波数変化の影響を受けない最尤復号器を実現させるこ
とができる。また、この発明はディジタルＶＴＲに限ら
ず、他のディジタル信号記録再生装置あるいは通信装置
に適用可能なことは言うまでもあるまい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係る再生系のブロックを示
す図。

【図２】本発明の一実施例に係る等化特性の一例を示す
図。

【図３】本発明の一実施例に係る等化特性の別の一例を
示す図。

【図４】本発明の一実施例に係るトランスバーサルフィ
ルターの構成を示す図。

【図５】本発明の一実施例に係る等化回路の構成ブロッ
クを示す図。

【図６】本発明の一実施例に係る等化回路で用いられる
トランスバーサルフィルターを示す図。

【図７】本発明の一実施例に係るふたつの検出点での振
幅変化率の相関関係を示す図。

【図８】本発明の第１の実施例に係るブロック図。

【図９】本発明の第１の実施例のアルゴリズムのチャー
トを示す図。

【図１０】本発明の第１の実施例の基準レベルを補正す
るアルゴリズムのチャートを示す図。

【図１１】本発明の第２の実施例によるブロック図。

【図１２】本発明の第２の実施例のアルゴリズムのチャ
ートを示す図。

【図１３】本発明の一実施例に係るＮＲＺＩプリコード
のブロックを示す図。

【図１４】本発明の一実施例に係るＮＲＺＩの状態遷移
を示す図。

【図１５】本発明の一実施例に係るトレリス線図。

【図１６】従来のディジタル信号複号装置の構成を示し
た図。

【符号の説明】

１．．．再生ヘッド、２．．．増幅器、３．．．ＡＧ
Ｃ、４．．．等化器、５．．．クロック検出器、
６．．．アナログ／ディジタル変換器、７．．ビタビ検
出器、８．．．波形検出器、９．．．ブランチメトリッ
ク計算器、１０．．．メトリックメモリ、１１．．．加
算比較選択器、１２．．．パスメモリ、１３．．．復号
信号、１４．．．相関テーブルメモリ、１５．．．基準
値演算器、１６．．．基準値メモリ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０３Ｍ 13/12 8730−5ＫＨ０４Ｌ 25/03 Ｃ 9199−5Ｋ 25/08 Ｂ 9199−5Ｋ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル信号に所定の等化を行う等化手
段と、この等化手段で等化されたディジタル信号の時間間隔よ
り狭いタイミングで複数の信号振幅情報を抽出するサン
プリング手段と、このサンプリング手段により抽出された信号振幅情報か
らディジタル信号を復号する復号手段と、この復号手段で復号されたディジタル信号を修正するた
めの基準値を記憶する基準値記憶手段と、この復号手段で復号されたディジタル信号を検出し前記
基準値記憶手段に記憶された基準値を基に生き残りパス
を記憶するビタビ検出記憶手段と、このビタビ検出記憶手段に記憶された生き残りパスから
復号すべきディジタル信号の周波数特性の基準値を予測
するための相関テーブルを記憶する記憶手段と、前記復号手段で復号されたディジタル信号を検出し波形
パラメータを生成する波形検出手段と、この波形検出手段により生成された波形パラメータおよ
び前記記憶手段に記憶された相関テーブルとから等化誤
差を推定して所定の演算を行い、前記復号手段の基準値
を設定する設定手段と、この設定手段により設定された基準値を更新して前記基
準値記憶手段に記憶させる制御手段と、を具備すること
を特徴とするディジタル信号復号装置。
【請求項２】ディジタル記録再生装置あるいはディジタ
ル伝送装置により再生あるいは伝送された信号を等化す
る等化器、特定のタイミングで信号振幅情報を抽出する
サンプリング器、既信号情報からディジタル信号を復号
するディジタル信号復号方法において、復号ビットもしくはビタビ復号器のパスメモリから予想
されるビットパターンをもとに、受信データを記録した
波形データメモリと複数の推定波形を記録した推定波形
テーブルとを比較推定し、再生または受信状態に関する
情報を得て、再生または受信状態に関する前記情報に基
づいてビタビ復号器の基準値メモリを補正更新する、あ
るいは等化器の特性を制御することを特徴とすることを
ディジタル信号復号方法。