JPH07106847A - 漏れ波導波管スロットアレーアンテナ - Google Patents

漏れ波導波管スロットアレーアンテナ

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JPH07106847A
JPH07106847A JP5276152A JP27615293A JPH07106847A JP H07106847 A JPH07106847 A JP H07106847A JP 5276152 A JP5276152 A JP 5276152A JP 27615293 A JP27615293 A JP 27615293A JP H07106847 A JPH07106847 A JP H07106847A
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waveguide
antenna
array antenna
radiation
leaky
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Naohisa Goto
尚久 後藤
Masahiro Uematsu
正博 植松
Takashi Oshima
孝 尾島
Shinji Takahashi
伸治 高橋
Jiro Hirokawa
二郎 広川
Makoto Ando
真 安藤
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Original Assignee
Nippon Steel Corp
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    • H01Q21/0006—Particular feeding systems
    • H01Q21/0037—Particular feeding systems linear waveguide fed arrays
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    • H01Q21/005—Slotted waveguides arrays
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
    • H01Q21/068—Two dimensional planar arrays using parallel coplanar travelling wave or leaky wave aerial units

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Abstract

(57)【要約】 〔目的〕給電プローブなどで構成される給電部を静止状
態に保つことによってコンバータを静止状態に保つこと
ができると共に、チルト方向に所望のビーム幅を有する
一軸追尾方式の漏れ波導波管スロットアレーアンテナを
提供する。 〔構成〕管軸方向に複数のスロットが形成されると共に
隣接して平行に配列される複数の放射導波管(1A 〜1L)
と、コンバータから給電部(3) を介して受けた電波を各
放射導波管(1A 〜1L) に分配する給電導波管(2) とを備
えると共に、方位各方向の追尾に際しほぼ水平な面内に
回転せしめられる漏れ波導波管スロットアンテナであっ
て、給電導波管(2) は、各放射導波管(1A 〜1L) の一端
部に沿って延長される第１の部分(2A)と、この漏れ波導
波管スロットアレーアンテナの回転の中心に形成された
給電部(3) から第１の部分(2A)の中央部まで延長される
第２の部分(2B)とから成る。放射導波管(1A 〜1L) に形
成されるスロットは、同一オフセット量のクロススロッ
ト(4) から成ると共に、これらクロススロットの個数は
13以上17以下に設定されている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動体用衛星放送受信
などに利用される漏れ波導波管スロットアレーアンテナ
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年の衛星放送の普及に伴い、車載用受
信アンテナも多数検討されている。これらの検討結果の
代表的なものや、関連の参考文献としては以下のものが
ある。 [1]古川ほか: " 一層構造の導波管を用いたビームチル
ト型衛星放送受信平面アンテナ" 信学技報AP88-40,1988
-7. [2]王丸: " 移動体用衛星放送受信装置" 、放送技術、v
ol.43,no.9,pp119-123,1990-9. [3]倉本ほか:"移動体用DBS 受信アンテナシステム" 、1
991信学春季全大、B-591991-3. [4]西川:"衛星放送受信用車載アンテナシステム" 、豊
田中研R&D レビュー、vol.27,no.1,p65,1992-3. [5]広川ほか:"漏れ波導波管クロススロットアレーアン
テナの設計" 、信学技報AP92-37,1992-5.
【０００３】[6]中野ほか:"カールアンテナ (III)ービ
ームチルトについてー" 、1993信学春季全大、B-45,199
3-3. [7]高野ほか:"小型乗用車用BS移動受信装置" 、1993信
学春季全大、B-46,1993-3. [8]藤田ほか:"航空機搭載用BS移動受信装置の検討" 、1
993信学春季全大、B-471993-3. [9]柴田ほか:"大きなチルト角を有するラジアルライン
マイクロストリップアレーアンテナの特性" 、1993信学
春季全大、B-54，1993-3. [10] J.Hirokawa et el．" Waveguide π-Junction wit
h an Inductive Post"IEICE Trans. Electron,vol.75,n
o.3,pp.348-351,Mar.1992.
【０００４】[11] N.Marcuvitz:" Waveguide Handbook"
IEE Electromagnetic Wave Series21,Peter Peregrins
Ltd.,Chaps.5&6,1986. [12] J.Hirokawa et el．" A Single-Layer Multiple-W
ay Power Divider fora Planar Slottet Waveguide Arr
ay",IEICE Trans. Commun.,vol.75,no.8,pp.781-787,Au
g.1992. [13] 水野ほか:"E 面曲がり4 電力分配器" 、1989信学
春季全大、C-788,1989-3 [14] J.Hirokawa et el．" An Analysis of a waveguid
e T Junction with anInductive Post",IEEE Trans. Mi
crowave Theory Tech.,vol.39,no.3,pp.563-566,Mar.19
91. [15] J.Hirokawa et el．" Matching Slot Pair for a
Circularly-PolarizedSlotted Waveguide Array",IEE P
roc.,vol.137,pt.H,no.6,pp.367-371,Dec1990. [16] 清原ほか: " クロススロットを用いた導波管漏れ
波アンテナの設計" 信学技報 AP91-75,1991-9.
【０００５】車載用の衛星放送受信アンテナについて
は、これが高さ制限のある路上を走行する車両の頂部な
どに取り付けられることから、その取り付け高さをいか
に低減するかが重要な技術課題の一つとなる。また、こ
の受信アンテナは限られた面積の車両の頂部に設置され
ることから、その取り付け面積をいかに低減するかも重
要な技術的課題の一つである。受信アンテナの取り付け
高さの低減を図るために、ビームチルト角を有する平面
アンテナを車両の頂部に水平に取り付ける構造が有利と
考えられている。
【０００６】車載用の衛星放送受信アンテナでは、受信
アンテナが車両の移動に伴って時々刻々変化する放送衛
星を常時捕捉するように、その方位角と仰角とを制御す
る追尾機構が必要になる。この追尾機構は、受信システ
ム全体の製造費用の相当部分を占めるだけでなくアンテ
ナの取り付け高さや取り付け面積をも増大させるという
問題があるため、これをいかに簡略化するかが重要な技
術課題の一つである。方位角の変化は、車両の移動に伴
い360 o にわたって生じるので、方位角方向の追尾を機
械的な回転機構で実現する必要がある。これとは対照的
に、仰角の変化は、緯度や、車両の水平面からの傾き、
すなわち±５°程度の道路の傾斜に伴って生ずるもので
あるため、その変化範囲は比較的限定されている。この
ため、アンテナの仰角方向のメインビーム幅を予め広め
に設定しておくことにより、仰角方向の機械的追尾を行
わない無追尾方式が可能となり、受信システム全体の経
済化を図ることができる。
【０００７】上記文献〔２〕，〔４〕，〔７〕及び
〔８〕を参照すれば、マイクロストリップを用いた平面
アンテナでは３０o 以上のビームチルト角を実現するの
が困難であるため、アンテナを水平面から２０o 程度傾
けて設置しなければならない。この場合、傾けたアンテ
ナの高さが受信システム全体の高さを決めてしまうこと
になるため、車載用としては受信システムの取り付け高
さが増大するという欠点がある。
【０００８】上記文献〔６〕及び
〔９〕を参照すれば、
ラジアル導波路を用いた平面アンテナは、その形状が円
形となる。このため、方位角方向の追尾に際しこの平面
アンテナをその中心で回転させる場合、無駄な空間を省
いて取り付け面積の低減を図ることができる。しかしな
がら、このラジアル導波路を用いた平面アンテナでは、
サイドローブを抑圧しながら大きなビームチルト角を得
るためには高誘電率の基板を用いたり、アンテナ素子を
密に配列しなくてはならず、現在のところ量産化は難し
いと思われる。また、円形アンテナであるためビーム幅
の自由度が少ないという欠点もある。
【０００９】上記文献〔１〕，〔３〕及び〔５〕には漏
れ波導波管スロットアレーアンテナが記載されている。
この漏れ波導波管スロットアレーアンテナは、電波の伝
播方向に沿って複数のスロットが配列されると共に電波
の伝播方向を一致させながら隣接して配列される複数の
放射導波管と、各放射板導波管が受けた電波を合成して
コンバータに伝送する給電導波管とから構成されてい
る。この漏れ波導波管スロットアレーアンテナでは、各
放射導波管に形成するスロットの個数と、放射導波管の
本数などによってビーム幅とアンテナ利得とをほぼ独立
に調整できるという利点があると考えられる。また、上
記文献〔１〕と〔５〕に記載されたアンテナは、給電導
波管を各放射導波管と同一面内に取り付けた１層構造ア
ンテナであるため、溝構造の導波路の上に各スロットパ
ターンをエッチングによって形成したスロット板をレー
ザ溶着などによって取り付けることで、安価で簡易なア
ンテナを製作できるという利点を有する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記漏れ波導波管スロ
ットアレーアンテナは、上述したような種々の利点を備
えている。しかしながら、従来の漏れ波導波管アレーア
ンテナでは、文献〔５〕に記載されているように、コン
バータを結合するための給電導波管の結合部は、アンテ
ナの一端部に形成されている。このため、方位角方向の
追尾のためにアンテナをその中心で回転させた場合、ア
ンテナの裏側にコンバータが固定して一緒に回転させる
構造とする必要がある。この結果、回転機構の負荷が大
きくなって応答性が低下すると共に、回転に伴う振動や
衝撃がコンバータに加えられてコンバータを構成する電
子回路に劣化を生じさせるおそれがある。従って、本発
明の一つの目的は、コンバータをアンテナと共に回転さ
せずに済むように、コンバータなどで構成される給電部
を静止状態に保てる構造の漏れ波導波管スロットアレー
アンテナを提供することにある。
【００１１】また、上述のように、漏れ波導波管スロッ
トアレーアンテナでは、仰角方向のメインビーム幅を各
放射導波管に形成するスロットの個数によって調整でき
ると考えられる。しかしながら、スロットの個数を何個
程度にすればなるべく高いアンテナ利得のもとで±５°
程度の所望のビーム幅を実現できるかという具体的な設
計指標については不明である。さらに、上記、最適のス
ロット個数の範囲のもとで漏れ波導波管の本数をどの程
度とすれば所望のアンテナ利得を実現できるかについて
も不明である。
【００１２】従って、本発明の他の目的は、電磁界解析
や実験を通じて各漏れ波導波管に形成すべき最適のクロ
スットの個数の範囲を確定することにより、仰角方向に
所望のメインビーム幅を有する無追尾方式の漏れ波導波
管スロットアレーアンテナを提供することにある。さら
に、本発明の他の目的は、上記最適のスロット個数の範
囲で、必要なアンテナ利得を得るための漏れ波導波管に
よる放射導波管の本数を確定することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
る本第１の発明の漏れ波導波管スロットアレーアンテナ
によれば、給電導波管が、各放射導波管の一端部に沿っ
て延長される第１の部分と、この漏れ波導波管スロット
アレーアンテナの回転の中心に形成された給電部から第
１の部分の中央部まで放射導波管の間を延長される第２
の部分とから構成されている。
【００１４】上記第２の目的を達成する本第２の発明の
漏れ波導波管スロットアレーアンテナによれば、各放射
導波管に形成されるスロットが同一オフセット量のクロ
ススロットから成ると共に、このクロススロットの個数
を任意に設定するように構成されている。
【００１５】
【作用】上記第１の発明によれば、給電導波管を従来の
給電導波管に該当する第１の部分と、アンテナの中央部
から第１の部分の中央部まで延長されてこれと直角に交
差する第２の部分とから成るＴ分岐型にすることによ
り、給電部をアンテナの回転中心に配置することを可能
にしている。放射導波管で受信された電波は給電導波管
の第１の部分を経てその中央部から第２の部分内に伝播
し、その一端部に形成された給電部を経てコンバータに
供給される。この結果、アンテナの回転中心に位置する
給電部とこれに結合するコンバータとを常時静止状態に
保ったまま、アンテナだけを水平面内に回転させること
が可能になる。
【００１６】上記第２の発明によれば、各放射導波管に
同一のオフセット量を有するクロススロットを任意個数
形成することにより、チルト角方向に最大2.5 dBの利得
変動を許容しながら±５°前後のビーム幅が実現され
る。このことは、シミュレーションによって判明した事
実である。
【００１７】
【実施例】図１は、本発明の一実施例に関わる漏れ波導
波管スロットアレーアンテナの斜視図である。このアン
テナは、隣接して平行に配列される１２本の放射導波管
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ・・・１Ｌと、これら放射導波管のそ
れぞれが受信した電波を合成してコンバータに供給する
給電導波管２とから構成されている。後述するように、
放射導波管の本数は１６本程度が好適であるが、図示の
便宜上図２では１２本の場合を例示している。放射導波
管１Ａ〜１Ｌの上面には、管軸方向に沿って複数のクロ
ススロット４が形成されている。
【００１８】まず、給電導波管２について説明する。給
電導波管２は、放射導波管１Ａ〜１Ｌと同一面内に形成
されている。このような１層構造のアンテナは、その厚
み方向に構造が一様な二次元構造となるため、解析が容
易になると共に、大量生産に適した構造となっている。
給電導波管２は、前述の文献〔１０〕にも記載されてい
るように、複数のポスト装荷導波管π分岐が縦続接続さ
れた構造となると共に、両端は短絡されている。給電導
波管２の広壁幅を、その管内波長が放射導波管１Ａ〜１
Ｌの広壁幅（壁厚も含む）の２倍になるよう設定するこ
とにより、各π分岐の結合窓７を、隣接する２本の放射
導波管に対して同相となるように結合させる。また、各
π分岐には、１本の誘導性ポスト６が装荷されている。
この誘導性ポスト６は、前述の文献〔１１〕に記載され
ているように、対応のπ分岐の結合窓７からの電波反射
を抑圧して対応の給電導波管に対する進行波励振を実現
すると共に、結合窓７の電磁結合による給電導波管の管
内波長の短縮を抑制する。すなわち、放射導波管１Ａ〜
１Ｌの管内波長は、π分岐による結合量に依存せずほぼ
一定となり、放射導波管を等間隔で配列することが可能
となる。
【００１９】文献〔７〕に記載されているように、放射
導波管１Ａ〜１Ｌのすべてに等振幅・等位相で電力を分
配するために、各π分岐の結合量が調整されている。す
なわち、結合量の振幅はπ分岐の結合窓７の幅によって
調整されると共に、位相はノッチ８の長さによって調整
されている。文献〔１３〕と〔１４〕に記載されたよう
に、給電プローブ３での整合を容易にするために、誘導
性ポスト装荷導波管Ｔ分岐を用いて給電を行っている。
給電プローブ３を、給電導波管２Ｂの中央に直接挿入し
た場合でも、整合ピンを用いることなどにより広帯域に
わたり十分な整合を図ることができる。
【００２０】次に、放射導波管１Ａ〜１Ｌについて説明
する。放射導波管１Ａ〜１Ｌは、密に配列されたクロス
スロット４のアレーと、終端に形成された円偏波放射整
合スロットペア９とから成る漏れ波導波管で構成されて
いる。前述した文献〔１５〕に記載されている円偏波放
射整合スロットペア９は、漏れ波導波管の終端からの反
射を抑圧すると共に、チルトされたメインビーム方向に
円偏波を放射するように設計されている。本アンテナの
場合、仰角方向に広いメインビーム幅を得るためにクロ
ススロットの個数を少なくする必要があり、このため、
スロット一つあたりの結合量は大きくなる。
【００２１】文献〔１６〕を参照すれば、ビームチルト
角θは、次式で与えられる。 sinθ＝λｏ／λｇ ＋ α ・・・・（１） 上式の第１項は、管内波長λｇで決まる漏れ波の原理に
基づく値である。この管内波長λｇは、広壁幅ａｒを用
いて次式で与えられる。 λｇ＝λｏ／〔１−（λｏ／ 2ａｒ）2 〕1/2 ・・・・（２） （１）式の第２項αは、スロット結合により生じる管内
の透過波、遠方放射界の位相遅れに相当する摂動項であ
る。すなわち、スロット結合により実効的な管内波長は
短縮され、ビームチルト角がαだけ大きくなることを表
している。本アンテナのようにスロット数が少ない場合
には、（１）式の摂動項αを無視できなくなる。例え
ば、スロットが１４個の場合、この摂動項αは約１２o
である。従って、日本国内の放送衛星受信用に必要なチ
ルト角が５２°の場合には、（１）式の第１項の値が４
０o となるように広壁幅ａｒを（２）式から決定する必
要がある。
【００２２】クロススロットの管軸からのオフセット量
は、単体の反射量とチルト角方向での軸比の二つが同時
に最小になるように選択される。軸比の最小化だけに着
目して形状の最適化をはかれば自動的に反射が抑圧され
る。これは、文献〔５〕に既に記載されている。最適化
による設計は、電磁界解析を用いて行う。前述したよう
に、スロットの個数が少ないためスロット一つあたりの
結合が強い。また、漏れ波動作では、サイドローブを抑
圧するためにスロット間隔を可能な限り短縮する必要が
あり、この結果、スロット間の相互結合が強くなる。従
って、電磁界解析に際しては１本の放射導波管上に配列
されたクロススロットの全ての相互結合を考慮した全波
動的解析を行う。
【００２３】具体的な設計方針としては、文献〔５〕に
記載されているように、励振振幅の分布が一様で、チル
ト方向での軸比が最小となるようにする。各スロットの
励振振幅と軸比とに着目して、２本のスロットの長さと
その交差角とを調整し形状の最適化を行う。まず、放射
導波管に形成するクロススロットの個数とチルト角方向
のビーム幅の関係を利得計算によって評価する。この利
得計算の条件は、 (1) 各クロススロットの振幅は一様で、位相はチルト方
向で揃うように励振する。 (2) 同一クロススロットでのスロット間位相は、チルト
方向で完全右旋円偏波になるように与える。 (3) アンテナ効率を７０％とする。
【００２４】放射導波管の本数を１６本として、放射導
波管１本あたりのクロススロット数を変化させたとき
の、メインビーム( ピーク) からの角度（坂の傾斜角度
に対応）が３o , ５°, ７°の各方向での利得の変化を
図３に示す。各放射導波管の間隔は18.5mm、各放射導波
管に形成する各クロススロットの間隔は10.4 mm 、受信
周波数の中心値は 11 ．85ＧＨz 、メインビーム方向は
52.0 o に設定した。給電導波管２の長さは296mm とな
る。図３の上部に示した放射導波管の長さは、スロット
を形成できない給電導波管２の幅を30mmとして求めた概
算値である。また、放射導波管の本数を変化させた場合
には、その本数に比例してグラフ全体を上下させればよ
い。例えば、放射導波管の本数を１６本から１２本に変
更する場合には、図３の縦軸の利得を1.25dB(=12/16)だ
け減少させればよい。
【００２５】各放射導波管に形成するクロススロットの
個数が増加すると、アンテナの面積が増大するため、ア
ンテナ利得も単調に増加する。メインビーム方向から３
°ずれた方向の利得もクロススロットの個数の増加と共
に緩やかに増加している。しかしながら、メインビーム
方向から５°ずれた方向の利得はクロススロットの個数
を１７個まで増加させても一定であり、１８個以上の範
囲ではクロススロットの個数の増加と共に緩やかに減少
している。また、メインビーム方向のピークから７°ず
れた方向の利得は、クロススロットの個数が１３個まで
はほぼ一定であり、１４個以上の範囲ではクロススロッ
トの個数の増加と共に減少してしまうことが分かる。
【００２６】クロススロットの個数を増加させるとピー
ク利得は高まるもののメインビーム幅が細くなり、仰角
方向への無追尾方式が採用できなくなる。逆に、クロス
スロットの個数を減少させるとメインビーム幅が広がる
もののピーク利得が低下し、雨天時などの受信レベルの
低下に対応できなくなる。必要なメインビーム方向のビ
ーム幅を典型的な坂道の傾斜に対応できる±５o 程度と
見積もると、クロススロットの個数の最適範囲は１５個
±２個程度である。また、最小限必要なＣ／Ｎを８dBと
し、このＣ／Ｎを得るのに必要なアンテナ利得を 24 dB
ｉと見積もると、±5 o のビーム幅を実現するのに必要
な放射導波管の最小本数は１６本である。なお、乗用車
用の小型・薄型で安価な受信システムを構成する場合に
は、雑音が目立たない液晶テレビと組み合わせることも
考えられる。この場合、必要なアンテナ利得は低くな
り、放射導波管の本数を１６本未満に低減することもで
きる。
【００２７】図２は、本発明の他の実施例の漏れ波導波
管スロットアレーアンテナの構成を示す斜視図である。
図２中、図１と同一の参照符号を付した構成要素は、図
１に関して既に説明した構成要素と同一のものであり、
これらについては重複する説明を省略する。この実施例
のアンテナが図１に示したアンテナと異なる点は、給電
導波管２の構成である。すなわち、この給電導波管２
は、放射導波管１Ａ〜１Ｌの一端部に沿って延長される
第１の部分２Ａと、このアンテナの回転の中心に配置さ
れた給電プローブ３から第１の部分２Ａの中央部まで放
射導波管１Ｆと１Ｇの間を延長される第２の部分２Ｂと
から構成されている。給電導波管２の第１の部分２Ａの
中央部と、第２の部分２Ｂの一端部はＴ分岐を形成しな
がら結合されている。
【００２８】放射導波管に受信された電波は給電導波管
の第１の部分１Ａを経てその中央部のＴ分岐部分から第
２の部分２Ｂ内に伝播し、その一端部に形成された給電
プローブ３を経てアンテナの下方に配置されたコンバー
タに供給される。このように、給電プローブ３をこのア
ンテナの方向角追尾のための回転中心に設置するという
中央給電型を採用することにより、この給電プローブ３
に接続されるコンバータを固定させたままで、アンテナ
だけを回転させることができる。
【００２９】図２のアンテナでは、中央部分に給電導波
管２の第２の部分２Ｂを設置したために、放射導波管１
本分の幅にわたってクロススロットが存在しない空白領
域が形成される。これに伴って、方位角方向面内でのサ
イドローブのレベルが上昇することが予想される。この
空白領域の存在が方位角方向の指向性に及ぼす影響を確
認するために、放射導波管が１６本の場合について、空
白領域が存在しない場合と存在する場合の指向性につい
て計算を行った。この計算結果を図４に示す。実線は、
空白領域が存在する場合の指向性、点線は存在しない場
合の指向性である。空白領域が存在する場合には、アン
テナの面積が増加するため主ビームは細くなる。第１サ
イドローブのレベルはメインビームのピークレベルに対
して−11dBまで上昇している。このため、アンテナ面積
が増大しているにも関わらず、ピーク利得はほとんど増
加しない。なお、方位角が30o 以上の範囲のサイドロー
ブのレベルは、メインビームのピークレベルに対して−
40dB以下に抑圧されている。
【００３０】このように、中央給電型とすると、電気特
性上は多少不利になるが、コンバータを固定したままア
ンテナだけを給電プローブ３の周りに回転できる利点は
大きい。
【００３１】２種類の漏れ波導波管クロススロットアレ
ーアンテナについて試作を行った。一つは、各放射導波
管に１２個のクロススロットを形成すると共に、終端に
整合スロットペアを形成したものである。以下、これを
Ｍタイプと称する。他の一つは、各放射導波管に１４個
のクロススロットを形成すると共に、終端を単に短絡し
たものである。以下、これをＳタイプと称する。いずれ
のタイプでも電波吸収体は一切使用されていない。各タ
イプのアンテナの各パラメータは以下の表の通りであ
る。
【００３２】
【００３３】〔開口面分布〕Ｓタイプのアンテナについ
て、設計周波数において給電導波管と平行に走査した結
果を図５示す。この開口面分布は、給電導波管の分配特
性の良否を示している。一様な振幅分布と、位相分布が
実現されており、給電導波管が設計通りの進行波動作を
していることが確認できた。
【００３４】〔反射特性〕給電点での反射量の周波数特
性を図６に示す。Ｍタイプ、Ｓタイプ共に、ＢＳ帯域内
（11.7〜12.0 GＨz ) での反射量が十分小さいことが分
かる。ＢＳ帯域以上では、Ｍタイプのアンテナの方がＳ
タイプのアンテナよりも反射が小さい。Ｍタイプのアン
テナでは、放射導波管の終端に形成された整合スロット
ペアが、終端からの反射をよく抑圧しているための考え
られる。
【００３５】〔チルト面内指向性〕設計周波数で測定し
たチルト面内のフレネル指向性を図７に示す。スピンリ
ニアパターンでのビームピーク方向（右旋円偏波成分＋
左旋円偏波成分）は、Ｍタイプ、Ｓタイプと共に53.5o
であった。従って、(1) 式に関して説明したように、ス
ロット結合によるビームチルト角の摂動分αが約 13.5
o と極めて大きいことが分かる。
【００３６】Ｍタイプのアンテナの指向性( 図7(Ａ))
と、放射導波管の終端に電波吸収体を取付けたタイプの
アンテナ指向性（図７（Ｃ））とは類似している。ただ
し、後者の吸収体タイプのアンテナでは、クロススロッ
トの形状パラメータが異なるため軸比は悪化している。
Ｍタイプのアンテナでは、整合スロットが良好に動作す
ると共に、右旋円偏波をチルト角方向に放射していると
考えられる。また、反射波によって生じる約−50o の方
向のサイドローブの上昇も見られず、好適なクロススロ
ットのオフセット量を選択することで進行波励振が実現
されたものと思われる。ビームピーク方向の軸比は1.0d
B と良好な値が得られている。また、第１サイドローブ
のレベルは、−8.5 dB程度である。
【００３７】これに対して、Ｓタイプのアンテナの指向
性（図７（Ｂ））では、約−50o 方向のサイドローブの
レベルが−10dBまで上昇している。これは、放射導波管
の終端からの反射によるものと考えられる。また、ピー
ク方向の軸比は1.8 dBと劣化している。これは、反射波
により放射導波管の終端近傍のクロススロットの軸比が
大幅に劣化するためと考えられる。
【００３８】Ｓタイプのアンテナについて、設計周波数
で測定した右旋円偏波成分の遠方指向性を図８に示す。
図８（Ａ）に示すように、設計通り 52o のチルト角が
実現されていることが分かる。ビームピーク方向から約
3 oずれた方向でのレベルの低下量は約1.0 dBである。
図8(Ｂ) に示すように、方位角方向面内では、前述した
給電導波管の一様分布特性を反映して、対称性が高くサ
イドローブの抑圧された指向性が実現されている。なお
１dB低下ビーム幅は約 3.5 oである。
【００３９】ＳタイプとＭタイプのアンテナについて測
定した利得と効率の周波数依存性を図９に示す。Ｓタイ
プのアンテナの効率は、ピーク値が 66 ％であり、ＢＳ
帯域内では 60 ％以上となっている。ＢＳ帯域内での利
得の変動は0.4 dB程度にすぎない。Ｓタイプのアンテナ
の利得は、Ｍタイプのアンテナに比べて全体的に0.3dB
程度高い。図7 に示したように、Ｓタイプのアンテナの
指向性は、Ｍタイプのアンテナの指向性に広角方向（−
90o 〜−60o の範囲）のサイドローブのレベルが低いた
め、相対的な利得が高くなっているものと思われる。
【００４０】Ｓタイプのアンテナの C/N比の測定結果を
下表に示す。ＢＳ帯域内のアンテナ利得は２４dBi 以上
であり、C/N 比でも9.0 〜9.5 dBの値が得られている。
液晶テレビで受信した場合には、ノイズの妨害が気にな
らない状態で見ることができる。
【００４１】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の漏
れ波導波管スロットアレーアンテナは、給電導波管を従
来の給電導波管に該当する第１の部分と、アンテナの中
央部から第１の部分の中央部まで延長されてこれと直角
に交差する第２の部分とから成るＴ分岐型にする構成に
より、給電プローブなどから成る給電部をアンテナの回
転中心に配置することを可能にしている。従って、アン
テナの回転中心に位置する給電部とこれに結合するコン
バータとを常時静止状態に保ったまま、アンテナだけを
水平面内に回転させることが可能になる。この結果、方
位角方向の追尾機構の負荷が軽減されて応答性が向上す
ると共に、コンバータに加わる振動や衝撃の緩和によっ
てコンバータの高信頼化が図られる。
【００４２】また、本発明の漏れ波導波管スロットアレ
ーアンテナによれば、各放射導波管に同一のオフセット
量を有するクロススロットを任意個数形成することによ
り、仰角方向に±５°前後のメインビーム幅を実現でき
る。この結果、仰角方向への無追尾方式の採用が可能に
なり、システム全体の小型化と製造コストの低減化を図
ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の漏れ波導波管スロットアレ
ーアンテナの構成を示す斜視図である。
【図２】本発明の他の実施例の漏れ波導波管スロットア
レーアンテナの構成を示す斜視図である。
【図３】メインビーム方向とこの方向から３°，５o 及
び７°ずれた角方向のアンテナ利得がスロット個数に依
存して変化する様子を示す解析結果である。
【図４】給電導波管の第２の部分を設けた場合と設けな
い場合とについて、方位角方向の面内指向性を比較して
示す解析結果である。
【図５】試作したＳタイプの漏れ波導波管アレーアンテ
ナについて、給電導波管と平行に走査した開口面内分布
（振幅、位相）の実験結果を示す図である。
【図６】試作したＭタイプ及びＳタイプの漏れ波導波管
アレーアンテナについて実験によって得られた給電点で
の反射量の周波数特性を示す図である。
【図７】試作したＳタイプ、Ｍタイプ及び吸収体タイプ
の各漏れ波導波管スロットアレーアレーについて、実験
により得られたチルト面内フレネル指向性を示す図であ
る。
【図８】試作したＳタイプの漏れ波導波管スロットアレ
ーアンテナについて得られた遠方指向性の実験結果を示
す図である。
【図９】試作したＳタイプ及びＭタイプの各漏れ波導波
管スロットアレーアレーについて、実験により得られた
利得と効率の周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
1A〜1L 放射導波管 2 給電導波管 2A 給電導波管の第１の部分 2B 給電導波管の第２の部分 3 給電ポスト( 給電部) 4 クロススロット 6 誘導性ポスト 7 結合窓 8 ノッチ 9 整合用スロット
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 植松 正博 東京都千代田区大手町二丁目６番３号 新 日本製鐵株式会社内 (72)発明者 尾島 孝 東京都千代田区大手町二丁目６番３号 新 日本製鐵株式会社内 (72)発明者 高橋 伸治 東京都千代田区大手町二丁目６番３号 新 日本製鐵株式会社内 (72)発明者 広川 二郎 東京都世田谷区大原１ー49ー９ (72)発明者 安藤 真 神奈川県川崎市幸区小倉１ー１，Ｉー312

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 管軸方向に複数のスロットが形成される
    共に隣接して平行に配列される複数の放射導波管と、各
    放射導波管が受けた電波を合成してコンバータに伝送す
    る給電導波管とを備えると共に方位角方向の追尾に際し
    ほぼ水平な面内に回転せしめられる漏れ波導波管スロッ
    トアレーアンテナにおいて、 前記給電導波管は、前記各放射導波管の一端部に沿って
    延長される第１の部分と、この漏れ波導波管スロットア
    レーアンテナの前記回転の中心に形成された給電部から
    前記第１の部分の中央部まで前記放射導波管の間を延長
    される第２の部分とから成ることを特徴とする漏れ波導
    波管スロットアレーアンテナ。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の漏れ波導波管スロットア
    レーアンテナにおいて、 前記各放射導波管に形成されるスロットは同一オフセッ
    ト量のクロススロットから成ると共に、このクロススロ
    ットの個数は任意設定が可能であることを特徴とする漏
    れ波導波管スロットアレーアンテナ。
  3. 【請求項３】 請求項１又は２記載の漏れ波導波管スロ
    ットアレーアンテナにおいて、 前記放射導波管の本数は任意設定が可能であることを特
    徴とする請求項２記載の漏れ波導波管スロットアレーア
    ンテナ。
  4. 【請求項４】電波の伝播方向に複数のスロットが形成さ
    れると共に電波の伝播方向を一致させながら隣接して配
    列される複数の放射導波管と、各放射導波管が受けた電
    波を合成してコンバータに伝送する給電導波管とを備え
    た漏れ波導波管スロットアレーアンテナにおいて、 前記各放射導波管に形成されるスロットは同一オフセッ
    ト量のクロススロットから成ると共に、このクロススロ
    ットの個数は任意設定が可能であることを特徴とする漏
    れ波導波管スロットアレーアンテナ。
  5. 【請求項５】 請求項４記載の漏れ波導波管スロットア
    レーアンテナにおいて、 前記放射導波管の本数は任意設定が可能であることを特
    徴とする漏れ波導波管スロットアレーアンテナ。
  6. 【請求項６】 請求項４又は５記載の漏れ波導波管スロ
    ットアレーアンテナにおいて、 前記各放射導波管は、それぞれの終端に整合スロットペ
    アを形成可能であることを特徴とする漏れ波導波管スロ
    ットアレーアンテナ。
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