JPH07101988B2 - スナバ回路 - Google Patents
スナバ回路Info
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- JPH07101988B2 JPH07101988B2 JP60165574A JP16557485A JPH07101988B2 JP H07101988 B2 JPH07101988 B2 JP H07101988B2 JP 60165574 A JP60165574 A JP 60165574A JP 16557485 A JP16557485 A JP 16557485A JP H07101988 B2 JPH07101988 B2 JP H07101988B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、スナバ回路に関し、特にスイツチング素子が
ターンオフする時に発生するスパイク状の過電圧を抑制
し、スイツチング素子を破壊から保護するとともに、過
電圧を発生させるエネルギーを効率よく回収できるスナ
バ回路に関するものである。
ターンオフする時に発生するスパイク状の過電圧を抑制
し、スイツチング素子を破壊から保護するとともに、過
電圧を発生させるエネルギーを効率よく回収できるスナ
バ回路に関するものである。
本発明は、DC−DC変換装置やスイツチングレギユレータ
等において、スイツチング素子がターンオフするときに
発生するスパイク電圧を、低損失で抑制するため、スイ
ツチング素子に並列にトランスの１次巻線とコンデンサ
を接続するとともに、２次巻線に整流器を接続して、変
換装置本体の直流回路に上記コンデンサに充放電された
エネルギーを帰還させることによつて、損失低減を図
り、かつ変換装置の効率の改善を図つている。
等において、スイツチング素子がターンオフするときに
発生するスパイク電圧を、低損失で抑制するため、スイ
ツチング素子に並列にトランスの１次巻線とコンデンサ
を接続するとともに、２次巻線に整流器を接続して、変
換装置本体の直流回路に上記コンデンサに充放電された
エネルギーを帰還させることによつて、損失低減を図
り、かつ変換装置の効率の改善を図つている。
〔従来技術〕 従来より、電話局においては、DC−DC変換装置が、陽極
用＋150V電源、度数計登算用＋50V電源、搬送用−21V電
源等に使用されている。これらの電源装置は、直流48V
を変換周波数400Hzの並列形インバータで交流に交換
し、トランジスタ２次側で電圧制御して、整流，平滑す
ることにより、必要な直流電圧に変換するものである。
近時、小形化、高い変換効率、電気的雑音の少ないもの
が要求されるため、スイツチングレギユレータが用いら
れるようになつた。すなわち、DC−DC変換装置では、ト
ランジスタ等のスイツチング素子を用いて一旦直流電圧
を方形波の交流電圧に変換し、トランスにより入出力を
絶縁するとともに、必要な電圧値に昇圧あるいは降圧
し、方形波交流電圧を整流、平滑して、再び直流電圧を
得る方式が、一般に採用されている。この方式では、直
流電圧を交流電圧に変換する際の変換周波数を高くする
ことにより、トランス、平滑回路のチヨークコンデンサ
を小形、軽量化できるので、高周波化の検討が行われて
いる。高周波化においては、スイツチングスピードを早
めて、スイツチング損失の低減を図る必要がある。DC−
DC変換装置においては、スイツチングスピードを早めて
いくと、トランスの漏れインダクタンスのためスイツチ
ング素子がターンオフする際にスパイク状の電圧が発生
し、スイツチング素子を破壊したり、あるいは雑音発生
の原因となる。
用＋150V電源、度数計登算用＋50V電源、搬送用−21V電
源等に使用されている。これらの電源装置は、直流48V
を変換周波数400Hzの並列形インバータで交流に交換
し、トランジスタ２次側で電圧制御して、整流，平滑す
ることにより、必要な直流電圧に変換するものである。
近時、小形化、高い変換効率、電気的雑音の少ないもの
が要求されるため、スイツチングレギユレータが用いら
れるようになつた。すなわち、DC−DC変換装置では、ト
ランジスタ等のスイツチング素子を用いて一旦直流電圧
を方形波の交流電圧に変換し、トランスにより入出力を
絶縁するとともに、必要な電圧値に昇圧あるいは降圧
し、方形波交流電圧を整流、平滑して、再び直流電圧を
得る方式が、一般に採用されている。この方式では、直
流電圧を交流電圧に変換する際の変換周波数を高くする
ことにより、トランス、平滑回路のチヨークコンデンサ
を小形、軽量化できるので、高周波化の検討が行われて
いる。高周波化においては、スイツチングスピードを早
めて、スイツチング損失の低減を図る必要がある。DC−
DC変換装置においては、スイツチングスピードを早めて
いくと、トランスの漏れインダクタンスのためスイツチ
ング素子がターンオフする際にスパイク状の電圧が発生
し、スイツチング素子を破壊したり、あるいは雑音発生
の原因となる。
このため、スイツチング素子にコンデンサ、抵抗、ダイ
オードからなるスナバ回路を並列に接続し、スイツチン
グ素子がターンオフする際のスパイク電圧を抑制する方
法が提案されている。
オードからなるスナバ回路を並列に接続し、スイツチン
グ素子がターンオフする際のスパイク電圧を抑制する方
法が提案されている。
第２図は、従来、提案されたスナバ回路の構成図であ
る。
る。
第２図に示すように、ダイオード16と抵抗15の並列回路
にコンデンサ17を直列に接続した回路を、スイツチング
素子14に並列に接続する。このスナバ回路では、スイツ
チング素子14がターンオフすると、トランス漏れインダ
クタンスに蓄積されたエネルギーがダイオード16を通し
てコンデンサ17に移行する。コンデンサ17の容量がこの
エネルギーを吸収できる容量であれば、スパイク電圧は
発生しない。このエネルギーは、スイツチング素子14が
ターンオフするまで、コンデンサ17で保持される。スイ
ツチング素子14がターンオンすると、このエネルギーは
抵抗15で消費される。
にコンデンサ17を直列に接続した回路を、スイツチング
素子14に並列に接続する。このスナバ回路では、スイツ
チング素子14がターンオフすると、トランス漏れインダ
クタンスに蓄積されたエネルギーがダイオード16を通し
てコンデンサ17に移行する。コンデンサ17の容量がこの
エネルギーを吸収できる容量であれば、スパイク電圧は
発生しない。このエネルギーは、スイツチング素子14が
ターンオフするまで、コンデンサ17で保持される。スイ
ツチング素子14がターンオンすると、このエネルギーは
抵抗15で消費される。
このように、従来のスナバ回路を接続したDC−DC変換装
置では、トランスの漏れインダクタンスに蓄えられたエ
ネルギーはスイツチングごとに抵抗15で消費されるの
で、スイツチング回数が増加するに従つて抵抗15での消
費量が増加し、DC−DC変換装置の効率低下の原因とな
る。また、この場合、抵抗15は大形化するとともに、こ
の抵抗15から放熱させるためのスペースが大きくなると
いう問題がある。
置では、トランスの漏れインダクタンスに蓄えられたエ
ネルギーはスイツチングごとに抵抗15で消費されるの
で、スイツチング回数が増加するに従つて抵抗15での消
費量が増加し、DC−DC変換装置の効率低下の原因とな
る。また、この場合、抵抗15は大形化するとともに、こ
の抵抗15から放熱させるためのスペースが大きくなると
いう問題がある。
本発明の目的は、このような従来の問題を解決し、スイ
ツチング素子がターンオフするときに発生するスパイク
電圧を、低損失で抑制する簡単なスナバ回路を提供する
ことにある。
ツチング素子がターンオフするときに発生するスパイク
電圧を、低損失で抑制する簡単なスナバ回路を提供する
ことにある。
上記目的を達成するため、本発明のスナバ回路は、主ト
ランス４の１次側巻線に直列に接続されたスイッチング
素子（スイッチングトランジスタ３）に並列に接続さ
れ、スイッチングトランジスタ３のターンオフ時に発生
するスパイク電圧を抑制するスナバ回路であって、スイ
ッチングトランジスタ子３に１次側巻線が接続された副
トランス（スナバ用トランス10）と、このスナバ用トラ
ンス10の１次側巻線に直列に接続されたスナバ用コンデ
ンサ11と、スナバ用トランス10の２次側巻線に接続され
た整流回路（スナバ用ダイオード12、13）とを有し、ス
イッチングトランジスタ３のターンオフ時のスパイク電
圧を抑制すると共に、スイッチングトランジスタ３のタ
ーンオフおよびターンオフ時に、スナバ用コンデンサ11
の充放電エネルギーをスナバ用ダイオード12、13を介し
て任意の直流回路（コンデンサ８、直流電源１等）に帰
還させることを特徴とする。
ランス４の１次側巻線に直列に接続されたスイッチング
素子（スイッチングトランジスタ３）に並列に接続さ
れ、スイッチングトランジスタ３のターンオフ時に発生
するスパイク電圧を抑制するスナバ回路であって、スイ
ッチングトランジスタ子３に１次側巻線が接続された副
トランス（スナバ用トランス10）と、このスナバ用トラ
ンス10の１次側巻線に直列に接続されたスナバ用コンデ
ンサ11と、スナバ用トランス10の２次側巻線に接続され
た整流回路（スナバ用ダイオード12、13）とを有し、ス
イッチングトランジスタ３のターンオフ時のスパイク電
圧を抑制すると共に、スイッチングトランジスタ３のタ
ーンオフおよびターンオフ時に、スナバ用コンデンサ11
の充放電エネルギーをスナバ用ダイオード12、13を介し
て任意の直流回路（コンデンサ８、直流電源１等）に帰
還させることを特徴とする。
本発明では、スイツチング素子にコンデンサとトランス
の１次巻線の直列回路を接続して、このトランスの２次
巻線に整流回路を接続することにより、トランスの漏れ
インダクタンスに蓄えられたスパイク電圧を発生させる
エネルギーを効率よく回収する。
の１次巻線の直列回路を接続して、このトランスの２次
巻線に整流回路を接続することにより、トランスの漏れ
インダクタンスに蓄えられたスパイク電圧を発生させる
エネルギーを効率よく回収する。
以下、本発明の実施例を、図面により詳細に説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示すスナバ回路を接続し
たDC−DC変換装置の構成図である。
たDC−DC変換装置の構成図である。
第１図において、１は直流電源、２はクランプダイオー
ド、３はスイツチングトランジスタ、４はトランス、５
は整流ダイオード、６はフリーホイルダイオード、７は
チヨークコイル、８はコンデンサ、９は負荷、10はスナ
バ用トランス、11はスナバ用コンデンサ、12,13はスナ
バ用ダイオードである。
ド、３はスイツチングトランジスタ、４はトランス、５
は整流ダイオード、６はフリーホイルダイオード、７は
チヨークコイル、８はコンデンサ、９は負荷、10はスナ
バ用トランス、11はスナバ用コンデンサ、12,13はスナ
バ用ダイオードである。
いま、スイツチングトランジスタ３のベースに正の信号
を与えると、スイツチングトランジスタ３はターンオン
し、トランス４の１次巻線n11に直流電源（電圧をＥと
する）１が印加される。トランス４の２次巻線n12にはn
2・E/n1なる電圧が発生し、この電圧は整流ダイオード
５により整流された後、チヨークコイル７、コンデンサ
８により平滑され、負荷９に電力が供給される。一方、
トランス４の３次巻線n13には、n3・E/n1なる電圧が発
生するので、クランプダイオード２には、Ｅ＋n3・E/n1
が逆電圧として印加される。次に、スイツチングトラン
ジスタ３のベースに負の信号を与えると、スイツチング
トランジスタ３は急速にターンオフする。このとき、ト
ランス４の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギー
は、スナバ回路のトランス10とダイオード12によりコン
デンサ８に移される。スイツチングトランジスタ３がタ
ーンオフした後は、トランス４の各巻線には、励磁エネ
ルギーによりスイツチングトランジスタ３がオンしてい
たときの電圧とは逆極性の電圧が発生する。このため、
クランプダイオード２がオンして、トランス４の３次巻
線n13の電圧を電源電圧Ｅにクランプしながら、励磁エ
ネルギーを直流電源１に帰還させる。巻線n11には、n1
・E/n3なる電圧が印加される。従つて、スナバ用コンデ
ンサ11は、Ｅ＋n1・E/n3に充電される。なお、トランス
４の各巻線n11,n12,n13の巻数を、それぞれn1,n2,n3と
している。
を与えると、スイツチングトランジスタ３はターンオン
し、トランス４の１次巻線n11に直流電源（電圧をＥと
する）１が印加される。トランス４の２次巻線n12にはn
2・E/n1なる電圧が発生し、この電圧は整流ダイオード
５により整流された後、チヨークコイル７、コンデンサ
８により平滑され、負荷９に電力が供給される。一方、
トランス４の３次巻線n13には、n3・E/n1なる電圧が発
生するので、クランプダイオード２には、Ｅ＋n3・E/n1
が逆電圧として印加される。次に、スイツチングトラン
ジスタ３のベースに負の信号を与えると、スイツチング
トランジスタ３は急速にターンオフする。このとき、ト
ランス４の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギー
は、スナバ回路のトランス10とダイオード12によりコン
デンサ８に移される。スイツチングトランジスタ３がタ
ーンオフした後は、トランス４の各巻線には、励磁エネ
ルギーによりスイツチングトランジスタ３がオンしてい
たときの電圧とは逆極性の電圧が発生する。このため、
クランプダイオード２がオンして、トランス４の３次巻
線n13の電圧を電源電圧Ｅにクランプしながら、励磁エ
ネルギーを直流電源１に帰還させる。巻線n11には、n1
・E/n3なる電圧が印加される。従つて、スナバ用コンデ
ンサ11は、Ｅ＋n1・E/n3に充電される。なお、トランス
４の各巻線n11,n12,n13の巻数を、それぞれn1,n2,n3と
している。
一方、整流ダイオード５はオフし、フリーホイルダイオ
ード６がオンして、チヨークコイル７の電流を連続して
流す。トランス４の励磁エネルギーがなくなると、トラ
ンス４の各巻線の電圧は零となる。従つて、スイツチン
グトランジスタ３、スナバ用コンデンサ11に加えられる
電圧は、電源電圧Ｅとなる。次に、再度スイッチングト
ランジスタ３のベースに正の信号を与えると、スイッチ
ングトランジスタ３はターンオンする。このとき、スナ
バ用コンデンサ11のエネルギーは、スナバ用トランス1
0,スナバ用ダイオード13によりコンデンサ８に移され
る。この結果から明らかなように、第２図に示す従来の
スバナ回路に比べて、コンデンサに蓄えられた電荷を抵
抗で消費させないでよく、すべてコンデサ８に充電させ
るため、スナバ回路の損失低減が可能となり、DC−DC変
換装置の効率改善が図れる。例えば、直流電圧200V,出
力電圧40V,変換周波数100KHzのDC−DC変換装置におい
て、出力電流7Aとしたときに、従来の抵抗，コンデン
サ，ダイオードからなるスナバ回路では、DC−DC変換装
置の効率は90.7％であつたのに対して、同一のDC−DC変
換装置で本発明のスナバ回路を用いた場合の効率は、9
2.0％となり、約4.4Wの損失を低減できた。
ード６がオンして、チヨークコイル７の電流を連続して
流す。トランス４の励磁エネルギーがなくなると、トラ
ンス４の各巻線の電圧は零となる。従つて、スイツチン
グトランジスタ３、スナバ用コンデンサ11に加えられる
電圧は、電源電圧Ｅとなる。次に、再度スイッチングト
ランジスタ３のベースに正の信号を与えると、スイッチ
ングトランジスタ３はターンオンする。このとき、スナ
バ用コンデンサ11のエネルギーは、スナバ用トランス1
0,スナバ用ダイオード13によりコンデンサ８に移され
る。この結果から明らかなように、第２図に示す従来の
スバナ回路に比べて、コンデンサに蓄えられた電荷を抵
抗で消費させないでよく、すべてコンデサ８に充電させ
るため、スナバ回路の損失低減が可能となり、DC−DC変
換装置の効率改善が図れる。例えば、直流電圧200V,出
力電圧40V,変換周波数100KHzのDC−DC変換装置におい
て、出力電流7Aとしたときに、従来の抵抗，コンデン
サ，ダイオードからなるスナバ回路では、DC−DC変換装
置の効率は90.7％であつたのに対して、同一のDC−DC変
換装置で本発明のスナバ回路を用いた場合の効率は、9
2.0％となり、約4.4Wの損失を低減できた。
なお、本実施例では、スナバ回路のコンデンサ11の充放
電エネルギーを整流器12,13を介して本体側のコンデン
サ８に帰還させているが、帰還先はここに限定されるこ
となく、直流回路であればどこでもよい。例えば、第１
図の入力直流電源１の両端に帰還させてもよいし、また
図示していないが、スイツチング素子３のベースに接続
されてい制御回路の直流部分に帰還させてもよい。ま
た、本実施例では、DC−DC変換装置に本発明のスナバ回
路を適用した場合について説明したが、その絶、スイツ
チングレギユレータやDC−AC変換装置等にも適用できる
のは勿論である。
電エネルギーを整流器12,13を介して本体側のコンデン
サ８に帰還させているが、帰還先はここに限定されるこ
となく、直流回路であればどこでもよい。例えば、第１
図の入力直流電源１の両端に帰還させてもよいし、また
図示していないが、スイツチング素子３のベースに接続
されてい制御回路の直流部分に帰還させてもよい。ま
た、本実施例では、DC−DC変換装置に本発明のスナバ回
路を適用した場合について説明したが、その絶、スイツ
チングレギユレータやDC−AC変換装置等にも適用できる
のは勿論である。
以上説明したように、本発明によれば、スナバ回路で抵
抗による損失がなく、スイツチング素子がターンオフす
るときに発生するスパイク電圧を低損失で抑制できるの
で、放熱スペースが不要になる上、DC−DC変換装置の効
率向上が可能となり、その結果、変換装置の小形化、軽
量化が図れる利点がある。
抗による損失がなく、スイツチング素子がターンオフす
るときに発生するスパイク電圧を低損失で抑制できるの
で、放熱スペースが不要になる上、DC−DC変換装置の効
率向上が可能となり、その結果、変換装置の小形化、軽
量化が図れる利点がある。
第１図は本発明の一実施例を示すスナバ回路を接続した
DC−DC変換装置の構成図、第２図は従来のスナバ回路の
構成図である。 1:直流電源、2:クランプダイオード、3:スイツチングト
ランジスタ、4:トランス、5:整流ダイオード、6:フリー
ホイルダイオード、7:チヨークコイル、8:コンデンサ、
9:負荷、10:スナバ用トランス、11:スナバ用コンデン
サ、12,13:スナバ用ダイオード。
DC−DC変換装置の構成図、第２図は従来のスナバ回路の
構成図である。 1:直流電源、2:クランプダイオード、3:スイツチングト
ランジスタ、4:トランス、5:整流ダイオード、6:フリー
ホイルダイオード、7:チヨークコイル、8:コンデンサ、
9:負荷、10:スナバ用トランス、11:スナバ用コンデン
サ、12,13:スナバ用ダイオード。
Claims (1)
- 【請求項１】主トランスの１次側巻線に直列に接続され
たスイッチング素子に並列に接続され、該スイッチング
素子のターンオフ時に発生するスパイク電圧を抑制する
スナバ回路であって、上記スイッチング素子に１次側巻
線が接続された副トランスと、該副トランスの１次側巻
線に直列に接続されたコンデンサと、上記副トランスの
２次側巻線に接続された整流回路とを有し、上記スイッ
チング素子のターンオフ時のスパイク電圧を抑制すると
共に、上記スイッチング素子のターンオンおよびターン
オフ時に、上記コンデンサの充放電エネルギーを上記整
流回路を介して任意の直流回路に帰還させることを特徴
とするスナバ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60165574A JPH07101988B2 (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | スナバ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60165574A JPH07101988B2 (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | スナバ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6225877A JPS6225877A (ja) | 1987-02-03 |
| JPH07101988B2 true JPH07101988B2 (ja) | 1995-11-01 |
Family
ID=15814942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60165574A Expired - Fee Related JPH07101988B2 (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | スナバ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07101988B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2676982B2 (ja) * | 1990-06-06 | 1997-11-17 | 日本電気株式会社 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS583787U (ja) * | 1981-06-29 | 1983-01-11 | 富士電気化学株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 |
-
1985
- 1985-07-26 JP JP60165574A patent/JPH07101988B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6225877A (ja) | 1987-02-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |