JPH0690562A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH0690562A JPH0690562A JP24027292A JP24027292A JPH0690562A JP H0690562 A JPH0690562 A JP H0690562A JP 24027292 A JP24027292 A JP 24027292A JP 24027292 A JP24027292 A JP 24027292A JP H0690562 A JPH0690562 A JP H0690562A
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- JP
- Japan
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- voltage
- saturable reactor
- constant
- time
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Abstract
(57)【要約】
【目的】入力電圧の変動に関係なく、可飽和リアクトル
の不飽和時間を一定にする。 【構成】可飽和リアクトルの制御巻線と制御電圧の整流
用ダイオードの間に定電圧素子を付加した。
の不飽和時間を一定にする。 【構成】可飽和リアクトルの制御巻線と制御電圧の整流
用ダイオードの間に定電圧素子を付加した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、入力側にインバータ
回路を持ち、その出力側に可飽和リアクトルを使用し出
力電圧を一定にするためのフィードバック回路を備えた
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける不飽和時間の制御に関す
る。
回路を持ち、その出力側に可飽和リアクトルを使用し出
力電圧を一定にするためのフィードバック回路を備えた
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける不飽和時間の制御に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図１は、入力側にインバータ回路を持
ち、その出力側に可飽和リアクトルを使用し出力電圧を
一定にするためのフィードバック回路を備えた従来のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１の回路構成図である。図３は、前
記従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作時のタイムチャ
ートである。ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路は、入力
部、可飽和リアクトル部、出力部、フィードバック部で
構成されている。入力部は、直流電源２、前記直流電源
２の出力を交流電圧に変換するインバータ回路３、前記
インバータ回路３の出力を変圧するトランス４により構
成されている。可飽和リアクトル部は、前記トランス４
の出力を整流する整流ダイオード５・６・７・８、前記
整流ダイオード５・６の出力を変成する可飽和リアクト
ル９・１０により構成されている。出力部は、前記可飽
和リアクトル９・１０の出力を平滑する帰還用ダイオー
ド１１、リアクトル１２、平滑コンデンサ１３で構成さ
れた平滑回路により構成されている。フィードバック部
は、前記平滑コンデンサ１３の電圧を検出する電圧検出
回路１４、前記電圧検出回路１４の検出量によりインバ
ータ回路３をフィードバック制御する制御回路１５によ
り構成されている。
ち、その出力側に可飽和リアクトルを使用し出力電圧を
一定にするためのフィードバック回路を備えた従来のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１の回路構成図である。図３は、前
記従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作時のタイムチャ
ートである。ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路は、入力
部、可飽和リアクトル部、出力部、フィードバック部で
構成されている。入力部は、直流電源２、前記直流電源
２の出力を交流電圧に変換するインバータ回路３、前記
インバータ回路３の出力を変圧するトランス４により構
成されている。可飽和リアクトル部は、前記トランス４
の出力を整流する整流ダイオード５・６・７・８、前記
整流ダイオード５・６の出力を変成する可飽和リアクト
ル９・１０により構成されている。出力部は、前記可飽
和リアクトル９・１０の出力を平滑する帰還用ダイオー
ド１１、リアクトル１２、平滑コンデンサ１３で構成さ
れた平滑回路により構成されている。フィードバック部
は、前記平滑コンデンサ１３の電圧を検出する電圧検出
回路１４、前記電圧検出回路１４の検出量によりインバ
ータ回路３をフィードバック制御する制御回路１５によ
り構成されている。
【０００３】次に図１および図３を参照して動作につい
て説明する。直流電源２の出力電圧は、インバータ回路
３によりあるデューティを持った交流電圧に変換され
る。インバータ回路３により変換出力された交流電圧
は、トランス４を介して変圧され可飽和リアクトル部に
入力される。整流ダイオード５の入力電圧が順方向電圧
から逆方向電圧に変化すると整流ダイオード７の入力電
圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する。これにより
可飽和リアクトル９の制御巻線９b に電圧が印加され
る。前記制御巻線９b に印加された電圧により負荷巻線
９a に誘導起電力が発生する。この起電力が、リアクト
ル９の蓄積エネルギーを減少するリセット電圧（リセッ
ト量）となる。このリセット量は、次の半サイクルのス
タート時点からリアクトル９が不飽和状態を継続する時
間を決定する。この時に負荷巻線９a に印加される電圧
をＶ1 、整流ダイオード７に順方向電圧が印加される時
間をＴ1とした時可飽和リアクトル９のリセット量は、
Ｖ1 ×Ｔ1 となる。
て説明する。直流電源２の出力電圧は、インバータ回路
３によりあるデューティを持った交流電圧に変換され
る。インバータ回路３により変換出力された交流電圧
は、トランス４を介して変圧され可飽和リアクトル部に
入力される。整流ダイオード５の入力電圧が順方向電圧
から逆方向電圧に変化すると整流ダイオード７の入力電
圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する。これにより
可飽和リアクトル９の制御巻線９b に電圧が印加され
る。前記制御巻線９b に印加された電圧により負荷巻線
９a に誘導起電力が発生する。この起電力が、リアクト
ル９の蓄積エネルギーを減少するリセット電圧（リセッ
ト量）となる。このリセット量は、次の半サイクルのス
タート時点からリアクトル９が不飽和状態を継続する時
間を決定する。この時に負荷巻線９a に印加される電圧
をＶ1 、整流ダイオード７に順方向電圧が印加される時
間をＴ1とした時可飽和リアクトル９のリセット量は、
Ｖ1 ×Ｔ1 となる。
【０００４】リセット電圧印加後次の半サイクルに入る
と、整流ダイオード５の入力電圧が順方向電圧に変化し
可飽和リアクトル９の負荷巻線９a にトランス４を介し
て変圧された電圧Ｖ2 が印加されるが、不飽和状態であ
るためにリアクトル出力は出ない。不飽和時間Ｔ2 が経
過すると、可飽和リアクトル９は、不飽和状態から飽和
状態に変化する。この飽和状態になってはじめてリアク
トル出力が出る。すなわち可飽和リアクトル９は、不飽
和状態の時その出力が、阻止され、飽和状態に変化後出
力される。ここで、Ｖ1 ×Ｔ1 ＝Ｖ2 ×Ｔ2 の関係が
ある。
と、整流ダイオード５の入力電圧が順方向電圧に変化し
可飽和リアクトル９の負荷巻線９a にトランス４を介し
て変圧された電圧Ｖ2 が印加されるが、不飽和状態であ
るためにリアクトル出力は出ない。不飽和時間Ｔ2 が経
過すると、可飽和リアクトル９は、不飽和状態から飽和
状態に変化する。この飽和状態になってはじめてリアク
トル出力が出る。すなわち可飽和リアクトル９は、不飽
和状態の時その出力が、阻止され、飽和状態に変化後出
力される。ここで、Ｖ1 ×Ｔ1 ＝Ｖ2 ×Ｔ2 の関係が
ある。
【０００５】さらに次の半サイクルに入ると、整流ダイ
オード５の入力電圧が順方向電圧から逆方向電圧に変化
し可飽和リアクトル９は、飽和状態から解除される。可
飽和リアクトル１０も同じように動作する。可飽和リア
クトル９・１０よりその飽和状態のときに出力された電
圧は、出力部にて平滑され負荷１６に印加される。また
電圧検出回路１４により平滑コンデンサ１３の両端の電
圧を検出する。電圧検出回路１４の検出量により制御回
路１５にてインバータ回路３をフィードバック制御し、
負荷１６に印加される電圧を一定にする。
オード５の入力電圧が順方向電圧から逆方向電圧に変化
し可飽和リアクトル９は、飽和状態から解除される。可
飽和リアクトル１０も同じように動作する。可飽和リア
クトル９・１０よりその飽和状態のときに出力された電
圧は、出力部にて平滑され負荷１６に印加される。また
電圧検出回路１４により平滑コンデンサ１３の両端の電
圧を検出する。電圧検出回路１４の検出量により制御回
路１５にてインバータ回路３をフィードバック制御し、
負荷１６に印加される電圧を一定にする。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、インバ
ータ回路３の出力パルス幅（トランス４への電圧印加時
間）は、フィードバック回路による定電圧制御のため入
力電圧に反比例することになるため、同一トランスの別
巻線を使うリセット回路においても可飽和リアクトル９
へのリセット量（Ｖ・Ｔ積）は、入力電圧に対して常に
一定となり、このため可飽和リアクトルの不飽和時間を
入力電圧に対して一定にできない欠点があった。すなわ
ち、不飽和時に巻線９a に印加される電圧の波高値は入
力電圧Ｖiに比例するから不飽和時間ＴX は、ＴX ＝リ
セット量（Ｖ・Ｔ積）／巻線９a の印加電圧 と表
されるが、リセット量が一定であるために、不飽和時間
ＴX は、入力電圧Ｖi に反比例することになる。
ータ回路３の出力パルス幅（トランス４への電圧印加時
間）は、フィードバック回路による定電圧制御のため入
力電圧に反比例することになるため、同一トランスの別
巻線を使うリセット回路においても可飽和リアクトル９
へのリセット量（Ｖ・Ｔ積）は、入力電圧に対して常に
一定となり、このため可飽和リアクトルの不飽和時間を
入力電圧に対して一定にできない欠点があった。すなわ
ち、不飽和時に巻線９a に印加される電圧の波高値は入
力電圧Ｖiに比例するから不飽和時間ＴX は、ＴX ＝リ
セット量（Ｖ・Ｔ積）／巻線９a の印加電圧 と表
されるが、リセット量が一定であるために、不飽和時間
ＴX は、入力電圧Ｖi に反比例することになる。
【０００７】この発明の目的は、入力電圧の変動に関係
なく可飽和リアクトルの不飽和時間を一定にしたＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することにある。
なく可飽和リアクトルの不飽和時間を一定にしたＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、可飽和リアクトルの制御巻線と制御電圧の
整流用ダイオードの間に定電圧素子を付加したことを特
徴とする。
ンバータは、可飽和リアクトルの制御巻線と制御電圧の
整流用ダイオードの間に定電圧素子を付加したことを特
徴とする。
【０００９】
【作用】この発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、
可飽和リアクトルの制御巻線と制御電圧の整流用ダイオ
ードの間に付加された定電圧素子の両端の電圧は、入力
電圧の変動に関係なく一定となる。制御巻線に印加され
る電圧は、入力電圧から定電圧素子の両端の電圧を引い
た電圧となる。また、定電圧素子と制御巻線に印加され
る電圧の和と電圧の印加される時間の積は、入力電圧の
変動に関係なく一定である。これにより、定電圧素子の
両端の電圧と電圧の印加される時間の積は、入力電圧に
反比例して変化する。また、制御巻線に印加される電圧
と電圧の印加される時間の積は、入力電圧に比例して変
化する。これより、負荷巻線に発生する誘導起電力と電
圧の印加される時間の積は、入力電圧に比例して変化す
るために可飽和リアクトルのリセット量は、入力電圧に
比例して変化する。
可飽和リアクトルの制御巻線と制御電圧の整流用ダイオ
ードの間に付加された定電圧素子の両端の電圧は、入力
電圧の変動に関係なく一定となる。制御巻線に印加され
る電圧は、入力電圧から定電圧素子の両端の電圧を引い
た電圧となる。また、定電圧素子と制御巻線に印加され
る電圧の和と電圧の印加される時間の積は、入力電圧の
変動に関係なく一定である。これにより、定電圧素子の
両端の電圧と電圧の印加される時間の積は、入力電圧に
反比例して変化する。また、制御巻線に印加される電圧
と電圧の印加される時間の積は、入力電圧に比例して変
化する。これより、負荷巻線に発生する誘導起電力と電
圧の印加される時間の積は、入力電圧に比例して変化す
るために可飽和リアクトルのリセット量は、入力電圧に
比例して変化する。
【００１０】
【実施例】図２は、この発明の実施例であるＤＣ−ＤＣ
コンバータ２１の回路構成図である。図４は、前記実施
例であるＤＣ−ＤＣコンバータ２１の動作時のタイムチ
ャートである。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の回路は、入
力部、可飽和リアクトル部、出力部、フィードバック部
で構成されている。入力部は、直流電源２２、前記直流
電源２２の出力を交流電圧に変換するインバータ回路２
３、前記インバータ回路２３の出力を変圧するトランス
２４により構成されている。可飽和リアクトル部は、前
記トランス２４の出力を整流する整流ダイオード２５・
２６・２７・２８、前記整流ダイオード２５・２６の出
力を変成する可飽和リアクトル２９・３０、前記可飽和
リアクトル２９・３０の制御巻線２９b ・３０b と制御
電圧の整流用ダイオード２７・２８の間に付加された定
電圧素子３１・３２により構成されている。出力部は、
前記可飽和リアクトル２９・３０の出力を平滑する帰還
用ダイオード３３、リアクトル３４、平滑コンデンサ３
５で構成された平滑回路により構成されている。フィー
ドバック部は、前記平滑コンデンサ３５の電圧を検出す
る電圧検出回路３６、前記電圧検出回路３６の検出量に
よりインバータ回路２３を制御する制御回路３７により
構成されている。
コンバータ２１の回路構成図である。図４は、前記実施
例であるＤＣ−ＤＣコンバータ２１の動作時のタイムチ
ャートである。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の回路は、入
力部、可飽和リアクトル部、出力部、フィードバック部
で構成されている。入力部は、直流電源２２、前記直流
電源２２の出力を交流電圧に変換するインバータ回路２
３、前記インバータ回路２３の出力を変圧するトランス
２４により構成されている。可飽和リアクトル部は、前
記トランス２４の出力を整流する整流ダイオード２５・
２６・２７・２８、前記整流ダイオード２５・２６の出
力を変成する可飽和リアクトル２９・３０、前記可飽和
リアクトル２９・３０の制御巻線２９b ・３０b と制御
電圧の整流用ダイオード２７・２８の間に付加された定
電圧素子３１・３２により構成されている。出力部は、
前記可飽和リアクトル２９・３０の出力を平滑する帰還
用ダイオード３３、リアクトル３４、平滑コンデンサ３
５で構成された平滑回路により構成されている。フィー
ドバック部は、前記平滑コンデンサ３５の電圧を検出す
る電圧検出回路３６、前記電圧検出回路３６の検出量に
よりインバータ回路２３を制御する制御回路３７により
構成されている。
【００１１】次に図２、図４を参照して動作について説
明する。直流電源２２の出力電圧は、インバータ回路２
３によりあるデューティを持った交流電圧に変換され
る。インバータ回路２３により変換出力された交流電圧
は、トランス２４を介して変圧され可飽和リアクトル部
に入力される。整流ダイオード２５の入力電圧が順方向
電圧から逆方向電圧に変化すると整流ダイオード２７の
入力電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する。これ
により定電圧素子３１には、入力電圧の変動に関係しな
い一定電圧Ｖ0aが印加される。また、可飽和リアクトル
２９の制御巻線２９b には、入力電圧から定電圧素子３
１に印加される一定電圧Ｖ0aを引いた電圧が印加され
る。前記制御巻線２９b に印加された電圧により負荷巻
線２９a に誘導起電力が発生する。この時に負荷巻線２
９a に印加される電圧をＶ1a、整流ダイオード２７に順
方向電圧が印加される時間をＴ1aとした時可飽和リアク
トル２９のリセット量は、リセット量＝Ｖ1a×Ｔ1a と
なる。
明する。直流電源２２の出力電圧は、インバータ回路２
３によりあるデューティを持った交流電圧に変換され
る。インバータ回路２３により変換出力された交流電圧
は、トランス２４を介して変圧され可飽和リアクトル部
に入力される。整流ダイオード２５の入力電圧が順方向
電圧から逆方向電圧に変化すると整流ダイオード２７の
入力電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する。これ
により定電圧素子３１には、入力電圧の変動に関係しな
い一定電圧Ｖ0aが印加される。また、可飽和リアクトル
２９の制御巻線２９b には、入力電圧から定電圧素子３
１に印加される一定電圧Ｖ0aを引いた電圧が印加され
る。前記制御巻線２９b に印加された電圧により負荷巻
線２９a に誘導起電力が発生する。この時に負荷巻線２
９a に印加される電圧をＶ1a、整流ダイオード２７に順
方向電圧が印加される時間をＴ1aとした時可飽和リアク
トル２９のリセット量は、リセット量＝Ｖ1a×Ｔ1a と
なる。
【００１２】リセット電圧印加後、次の半サイクルに入
ると、整流ダイオード２５の入力電圧が順方向電圧に変
化し可飽和リアクトル２９の負荷巻線２９a にトランス
４を介して変圧された電圧Ｖ2aが印加される。不飽和時
間Ｔ2a経過後可飽和リアクトル２９は、不飽和状態から
飽和状態に変化する。可飽和リアクトル２９が、不飽和
状態の時可飽和リアクトル２９の出力は、阻止され飽和
状態に変化後出力される。また、Ｖ1a×Ｔ1a＝Ｖ2a×Ｔ
2a の関係がある。
ると、整流ダイオード２５の入力電圧が順方向電圧に変
化し可飽和リアクトル２９の負荷巻線２９a にトランス
４を介して変圧された電圧Ｖ2aが印加される。不飽和時
間Ｔ2a経過後可飽和リアクトル２９は、不飽和状態から
飽和状態に変化する。可飽和リアクトル２９が、不飽和
状態の時可飽和リアクトル２９の出力は、阻止され飽和
状態に変化後出力される。また、Ｖ1a×Ｔ1a＝Ｖ2a×Ｔ
2a の関係がある。
【００１３】その後、整流ダイオード２５の入力電圧が
順方向電圧から逆方向電圧に変化すると可飽和リアクト
ル２９は、飽和状態から解除される。可飽和リアクトル
３０も上記と同様に動作する。可飽和リアクトル２９・
３０よりその飽和状態のときに出力された電圧は、出力
部にて平滑され負荷３８に印加される。また入力電圧の
変動に対して負荷３８に印加される電圧を一定に制御す
る為に、インバータ回路２３の出力電圧の周波数を一定
にしてインバータ回路２３の出力電圧のデューティを変
化させて制御する。たとえば、インバータ回路２３の出
力電圧の変化により整流ダイオード２５に印加される順
方向電圧が、Ｖ3 からＶ4 に変化したとき整流ダイオー
ド２５に順方向電圧が印加される時間をＴ3aからＴ4aに
変化させる。ところで、可飽和リアクトル２９のリセッ
ト量を決定する制御巻線２９b に印加される電圧は、入
力電圧から定電圧素子３１の一定電圧Ｖ0aを引いた電圧
である。また、整流ダイオード２７に順方向電圧が印加
される時間は、入力電圧に反比例する。これにより定電
圧素子３１の電圧と時間の積は、入力電圧に反比例す
る。すなわち、可飽和リアクトル２９の制御巻線２９b
に印加される電圧と時間の積は、入力電圧に比例する。
一方、可飽和リアクトル２９の不飽和時間Ｔ2aは、Ｔ2a
＝リセット量（Ｖ・Ｔ積）／リアクトル印加電圧波高値
であるから、上記式の分子、分母共入力電圧に比例す
ることになり、可飽和リアクトルの不飽和時間Ｔは、一
定となる。この時、Ｔ3a×Ｖ3a−Ｔ2a×Ｖ3a＝Ｔ4a×Ｖ
4a−Ｔ2a×Ｖ3a の関係がある。
順方向電圧から逆方向電圧に変化すると可飽和リアクト
ル２９は、飽和状態から解除される。可飽和リアクトル
３０も上記と同様に動作する。可飽和リアクトル２９・
３０よりその飽和状態のときに出力された電圧は、出力
部にて平滑され負荷３８に印加される。また入力電圧の
変動に対して負荷３８に印加される電圧を一定に制御す
る為に、インバータ回路２３の出力電圧の周波数を一定
にしてインバータ回路２３の出力電圧のデューティを変
化させて制御する。たとえば、インバータ回路２３の出
力電圧の変化により整流ダイオード２５に印加される順
方向電圧が、Ｖ3 からＶ4 に変化したとき整流ダイオー
ド２５に順方向電圧が印加される時間をＴ3aからＴ4aに
変化させる。ところで、可飽和リアクトル２９のリセッ
ト量を決定する制御巻線２９b に印加される電圧は、入
力電圧から定電圧素子３１の一定電圧Ｖ0aを引いた電圧
である。また、整流ダイオード２７に順方向電圧が印加
される時間は、入力電圧に反比例する。これにより定電
圧素子３１の電圧と時間の積は、入力電圧に反比例す
る。すなわち、可飽和リアクトル２９の制御巻線２９b
に印加される電圧と時間の積は、入力電圧に比例する。
一方、可飽和リアクトル２９の不飽和時間Ｔ2aは、Ｔ2a
＝リセット量（Ｖ・Ｔ積）／リアクトル印加電圧波高値
であるから、上記式の分子、分母共入力電圧に比例す
ることになり、可飽和リアクトルの不飽和時間Ｔは、一
定となる。この時、Ｔ3a×Ｖ3a−Ｔ2a×Ｖ3a＝Ｔ4a×Ｖ
4a−Ｔ2a×Ｖ3a の関係がある。
【００１４】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、入力
電圧の変動に対し可飽和リアクトルのリセット量を変化
させることができる。これにより、可飽和リアクトルの
不飽和時間を入力電圧の変動に関係なく一定とすること
ができる。また、可飽和リアクトルの不飽和時間を負荷
回路の位相遅れ時間と同じにすることにより、高効率で
安定した動作のＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
る。
電圧の変動に対し可飽和リアクトルのリセット量を変化
させることができる。これにより、可飽和リアクトルの
不飽和時間を入力電圧の変動に関係なく一定とすること
ができる。また、可飽和リアクトルの不飽和時間を負荷
回路の位相遅れ時間と同じにすることにより、高効率で
安定した動作のＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す
図である。
図である。
【図２】この発明の実施例であるＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータが、動作時のタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図４】この発明の実施例であるＤＣ−ＤＣコンバータ
が、動作時のタイムチャートである。
が、動作時のタイムチャートである。
１・２１−ＤＣ−ＤＣコンバータ本体 ２・２２−直流電源 ３・２３−インバータ回路 ４・２４−トランス ５・６・７・８・２５・２６・２７・２８−整流用ダイ
オード ９・１０・２９・３０−可飽和リアクトル ９a ・１０a ・２９a ・３０a −可飽和リアクトル負荷
巻線 ９b ・１０b ・２９b ・３０b −可飽和リアクトル制御
巻線 ３１・３２−定電圧素子 １１・３３−帰還用ダイオード １２・３４−直流リアクトル １３・３５−平滑コンデンサ １４・３６−電圧検出回路 １５・３７−制御回路 １６・３８−負荷
オード ９・１０・２９・３０−可飽和リアクトル ９a ・１０a ・２９a ・３０a −可飽和リアクトル負荷
巻線 ９b ・１０b ・２９b ・３０b −可飽和リアクトル制御
巻線 ３１・３２−定電圧素子 １１・３３−帰還用ダイオード １２・３４−直流リアクトル １３・３５−平滑コンデンサ １４・３６−電圧検出回路 １５・３７−制御回路 １６・３８−負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小室 嘉明 大阪市東淀川区淡路２丁目14番３号 株式 会社三社電機製作所内
Claims (1)
- 【請求項１】入力側にインバータ回路を持ち、その出力
側に可飽和リアクトルを使用し出力電圧を一定にするた
めのフィードバック回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ
において、可飽和リアクトルの制御巻線と制御電圧の整
流用ダイオードの間に定電圧素子を付加したことを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータ
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24027292A JPH0690562A (ja) | 1992-09-09 | 1992-09-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24027292A JPH0690562A (ja) | 1992-09-09 | 1992-09-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690562A true JPH0690562A (ja) | 1994-03-29 |
Family
ID=17057029
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24027292A Pending JPH0690562A (ja) | 1992-09-09 | 1992-09-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0690562A (ja) |
-
1992
- 1992-09-09 JP JP24027292A patent/JPH0690562A/ja active Pending
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