JPH0685862A

JPH0685862A - １６ｑａｍ変復調方式

Info

Publication number: JPH0685862A
Application number: JP4234380A
Authority: JP
Inventors: Yasuyuki Oishi; 泰之大石; Satoshi Nakamura; 中村　　聡; Michiharu Nakamura; 道春中村
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1992-09-02
Filing date: 1992-09-02
Publication date: 1994-03-25

Abstract

(57)【要約】【目的】移動無線通信等において回転対象配置に従っ
て象限を決定するビットのみに差動符号化を施した全て
の信号点に対する１６ＱＡＭ変調を行う変調器とこの１
６ＱＡＭ変調信号から再生データを出力する１６ＱＡＭ
復調器とを備えた１６ＱＡＭ変復調方式に関し、誤り率
を劣化させずに全ての信号点を有効に利用すること。【構成】回転対象配置に従って象限を決定するビット
のみに差動符号化を施した全ての信号点が基準キャリア
位相に対して２２．５°の整数倍になるように配置した
１６ＱＡＭで変調した時、この変調信号の信号位相点を
求めて２２．５°の正数倍の最適位相点からの偏差値に
よりローカル発振器の位相を制御するキャリア再生回路
を設けたもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は１６ＱＡＭ変復調方式に
関し、特に移動無線通信等に用いられる１６ＱＡＭ変調
器とこの変調器と組み合わされる１６ＱＡＭ復調器とで
構成される１６ＱＡＭ変復調方式に関するものである。

【０００２】現在、携帯電話・業務用無線等の加入者は
急速に増加しており、より多くの加入者を収容できるシ
ステムの開発が急がれているが、無線通信に利用できる
周波数は有限であるため、単位周波数当たりの情報伝送
量が大きい高効率復調器の開発は、このシステム容量の
増大に不可欠の技術である。その一つとして１６ＱＡＭ
復調器があり、移動通信への適用が期待されている。

【０００３】

【従来の技術】図１には従来から用いられている直交配
置の１６ＱＡＭ変調時の１６個の信号位相点の配置が示
されており、Ｉ軸及びＱ軸に対して等間隔の４値の格子
点（白丸）が信号位相点となっている。各信号位相点の
Ｉ軸（基準キャリア位相）からの角度は第１〜第４象限
の各々において４５°の整数倍と４５°±２６．６°で
ある。

【０００４】このような１６ＱＡＭ変調された信号を復
調する復調器におけるキャリア再生回路としては、従来
より選択制御型コスタス・キャリア再生回路が良く知ら
れており（例えば産業図書社発行、室谷・山本著「ディ
ジタル無線通信」参照）、このキャリア再生回路では、
受信信号点のうち４５°の整数倍に位置する信号のみを
用いてキャリア位相誤差信号を生成している。

【０００５】また、キャリア再生時の位相不確定を許容
するため、通常、差動符号化が施されるが、この差動符
号化により図１７のグラフに示すように、差動符号化を
行わない場合（×印点）に比べて伝送路における符号誤
りの伝搬が起こる。

【０００６】従って、この影響による誤り率特性の劣化
を少なくするため、信号点位相平面において、図１８に
示すような回転対象配置に従って象限を決定するビット
のみに差動符号化を施す方式が採用されており、このよ
うな差動符号化された信号点が図示の白丸でプロットさ
れるような誤り特性となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】このような差動符号化
では、象限データを決めているビットの方が象限内の位
置を決めているビットより、誤った場合に誤り率に与え
る影響が大きく、このために回転対称配置による差動符
号化は象限を決定するビットのみに施されている。にも
関わらず従来の信号位相点は図１の白丸の如く等間隔に
配置してあるため、象限間の距離が短くなってしまい、
この象限を決定するビットのみに対して施される差動符
号化した場合の誤り率を最小にする配置とはなっていな
い。

【０００８】また、上記の選択制御型コスタス・キャリ
ア再生回路等においては、４５°の整数倍の位置以外の
４５°×ｎ±２６．６°の位置にある信号点をキャリア
再生演算に用いると、再生キャリアの位相雑音を却って
増加させてしまう。このためキャリア再生に寄与するの
は±４５°，±１３５°上の８つの信号点のみとなり、
受信信号に含まれる情報を有効に使えないという問題が
あった。

【０００９】従って本発明は、回転対象配置に従って象
限を決定するビットのみに差動符号化を施した全ての信
号点に対する１６ＱＡＭ変調を行う変調器とこの１６Ｑ
ＡＭ変調信号から再生データを出力する１６ＱＡＭ復調
器とを備えた１６ＱＡＭ変復調方式において、誤り率を
劣化させずに全ての信号点を有効に利用することを目的
とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段及び作用】上記の目的を達
成するため、本発明に係る１６ＱＡＭ変復調方式では、
図１の黒丸で示すように、回転対象配置（図１８参照）
に従って象限を決定するビットのみに差動符号化を施し
た全ての信号点が基準キャリア位相に対して２２．５°
の整数倍になるように配置して１６ＱＡＭ変調された信
号を同様の考え方で復調しようとするものである。

【００１１】このため、本発明に係る１６ＱＡＭ変復調
方式における変調器においては、図２の原理構成図に示
すように、全ての信号点が基準キャリア位相に対して２
２．５°の整数倍になるように正及び負の最大振幅値と
該最大振幅値に対してｔａｎ２２．５を乗じたものとの
４値でそれぞれが構成されたＩ軸データ及びＱ軸データ
を生成する１６ＱＡＭ信号点マッピング回路１と、該信
号点マッピング回路１からのＩ軸データ及びＱ軸データ
を直交変調する直交変調器２とを備えている。

【００１２】そして、この１６ＱＡＭ変調器に接続され
る１６ＱＡＭ復調器は、図３の原理構成図（その１）に
示すように、１６ＱＡＭ変調器からの変調信号を直交復
調器３で直交復調することによりベースバンドの該Ｉ軸
データ及びＱ軸データを出力し、該Ｉ軸データ及びＱ軸
データを復号器４で復号化し並列／直列変換器５で再生
データを出力する１６ＱＡＭ復調器において、中間周波
帯の該変調信号の信号点位相を該ベースバンドのＩ軸デ
ータとＱ軸データとのアークタンジェント値（ｔａｎ）
から求め、該信号点位相の２２．５°の整数倍の最適位
相点からの偏差値が零となるように直交復調器３のロー
カル発振器６の位相を制御するキャリア再生回路７を設
けたことを特徴とするものである。

【００１３】従って、本発明によれば、図１に示したよ
うに全ての信号点位相を基準キャリア位相に対して２
２．５°の整数倍の最適位相点からの偏差に対して制御
を行えばよいので、全ての信号点を制御に有効に利用す
ることができると共に２２．５°という固定した位相角
のみを扱えばよいのでキャリア再生回路の構成が簡単な
ものとなる。

【００１４】また、差動符号化は象限間で誤りが生ずる
方が象限内で生ずるより誤り率に与える影響が大きいの
で、上記のように回転対象配置（図１８参照）に従って
象限を決定するビットのみに差動符号化が施されてお
り、この差動符号化を施した全ての信号点について１６
ＱＡＭ変調を行っているので、図１の黒丸で示すよう
に、各象限内の信号間距離は若干犠牲になるものの、各
象限間の信号間距離が大きくなるため、Ｃ／Ｎが悪い領
域での差動符号化後の誤り率特性が改善されることとな
る（図１７参照）。

【００１５】上記のキャリア再生回路７としては、該ベ
ースバンドのＩ軸データとＱ軸データを再び直交変調し
て中間周波帯信号を生成し、これを２値化して該信号点
位相の２２．５°の整数倍の最適位相点からの偏差値を
求め、該直交復調器のローカル発振器６の位相を制御す
るものでもよい。

【００１６】また、上記のキャリア再生回路７の代わり
に、図３に点線で示すように、中間周波帯の該変調信号
を２値化し、該変調信号の信号点位相の２２．５°の整
数倍の最適位相点からの偏差値を求めて該直交復調器の
ローカル発振器６の位相を制御するキャリア再生回路８
を用いることもできる。

【００１７】また、本発明に係る１６ＱＡＭ変復調方式
における１６ＱＡＭ復調器は、図４の原理構成図（その
２）に示すように、直交復調器３と復号器４との間に位
相回転器９を設け、中間周波帯の該変調信号の信号点位
相を該位相回転器９の出力側又は入力側のベースバンド
のＩ軸データとＱ軸データとのアークタンジェント値か
ら求め、該信号点位相の２２．５°の整数倍の最適位相
点からの偏差値が零となるように該位相回転器９を位相
制御する同期検波器１０を設けたものでもよい。

【００１８】このように同期検波器による所謂準同期検
波式キャリア再生を行う場合には、ローカル発振器６０
は電圧制御発振器（以下、単にＶＣＯと略称することが
ある）ではなく単なる固定発振器で済むこととなる。

【００１９】また、上記の同期検波器１０は、図４に点
線で示すように、中間周波帯の該変調信号の信号点位相
を直交復調器３からのベースバンドのＩ軸データとＱ軸
データとのアークタンジェント値から求め、該信号点位
相の２２．５°の整数倍の最適位相点からの偏差値が零
となるように位相回転器９を位相制御してもよい。

【００２０】或いは、同期検波器１０の代わりに、図４
に別途点線で示すように、中間周波帯の該変調信号を２
値化し、該変調信号の信号点位相の２２．５°の整数倍
の最適位相点からの偏差値を求めて該直交復調器のロー
カル発振器６の位相を制御する同期検波器１１を用いて
もよい。

【００２１】上記のいずれの１６ＱＡＭ復調器において
も、図３及び図４に点線で示すように、該変調信号と該
変調信号を１シンボル以上遅延させた信号との位相差を
検出すると共に無変調状態に変換し、この位相差信号が
所定の閾値を横切るタイミングを検出し、得られたタイ
ミング信号により再生クロックを生成するクロック再生
回路１２を設けることができる。

【００２２】このようなクロック再生回路１２を用いれ
ば、キャリア再生回路の動作とは無関係にクロック再生
を行うことができる。即ち、図３及び図４に示したキャ
リア再生回路はクロック再生回路と相補的に動作が行わ
れて収束して行くが、上記のクロック再生回路１２の場
合には変調信号自体を用いて再生クロックを生成するの
で、キャリア再生回路とは独立した動作が可能となる。

【００２３】尚、このクロック再生回路１２としては、
該変調信号を２値化した信号と該２値化した信号を１シ
ンボル以上遅延させた信号とを混合して該位相差検出を
行うものでもよい。

【００２４】一方、上記のいずれの１６ＱＡＭ復調器に
おいても、該変調信号の信号位相点のシンボル間の位相
遷移量を測定し、この位相遷移量が該信号点位相の２
２．５°の整数倍のからずれている量を積算することに
よって、送受間のキャリア周波数の偏差を求め該直交復
調器３のローカル発振器６を周波数制御する自動周波数
制御回路を更に設けてもよく、この場合にも、キャリア
再生動作及びクロック再生動作と関わり無くＡＦＣ動作
を独立して実現することが可能となる。

【００２５】このような自動周波数制御回路としては更
に、該変調信号を直交復調してベースバンドのＩ軸及び
Ｑ軸データに２値化し、該Ｉ軸及びＱ軸データのアーク
タンジェント値を演算することにより該位相遷移量を測
定してもよい。

【００２６】尚、上記に述べた偏差値は、偏差値の平均
値であってもよい。

【００２７】

【実施例】図５は、図２に示した本発明に係る１６ＱＡ
Ｍ変復調方式における変調器の実施例を示したもので、
図中、１６ＱＡＭ信号点マッピング回路１は、入力符号
から４つの差動論理信号Ｓ１１’〜Ｓ２２’を生成する
差動論理回路１１と、この差動論理回路１１の出力信号
Ｓ１１’，Ｓ２１’をそれぞれａ端子及びｂ端子から入
力して出力端子ｃにマッピングされたＩ軸データを発生
する信号点マッピング回路１２と、差動論理回路の出力
信号Ｓ１２’，Ｓ２２’をそれぞれ端子ａ及びｂより入
力してマッピングされたＱ軸データを出力端子ｃより出
力する信号点マッピング回路１３と、信号点マッピング
回路１２，１３からのＩ軸，Ｑ軸データに対してロール
オフ特性を与えるフィルタ１４，１５とで構成されてい
る。

【００２８】また、この１６ＱＡＭ信号点マッピング回
路１に接続された直交変調器２にはローカル発振器２Ａ
が接続されている。

【００２９】この様な変調器において、信号マッピング
回路１２，１４の動作例が次の表１に示されている。

【００３０】

【表１】

【００３１】この表１から分かる様に、従来の信号点マ
ッピング回路１２，１３の場合にはそれぞれ入力端子
ａ，ｂへの４つの入力の組合せに対して図１の白丸で示
す様に出力端子ｃには「−３」，「−１」，「３」，
「１」がそれぞれ出力される様に設定されている。

【００３２】これに対し本発明では、上記の表１の右側
に示す様に、信号点マッピング回路１２，１３は入力端
子ａ，ｂへの４つの組合せに対して出力端子ｃから、
「−３」，「−３×ｔａｎ２２．５°」，「３」，「３
×ｔａｎ２２．５°」が出力される様になっており、図
１の黒丸点が信号点としてマッピングされる様に設定さ
れている。従って、１６ＱＡＭ信号点マッピング回路か
らは、基準キャリア位相に対して２２．５°の整数倍に
なるように正及び負の最大振幅値と該最大振幅値に対し
てｔａｎ２２．５を乗じたものとの４値でそれぞれが構
成されたＩ軸データ及びＱ軸データが生成されることに
なる。

【００３３】この様なマッピングされた信号点はＩ軸デ
ータ及びＱ軸データとしてそれぞれフィルタ１４及び１
５でロールオフ特性が与えられて帯域制限が施され、直
交変調器２においてローカル発振器２Ａによって直交変
調が掛けられ１６ＱＡＭ変調波として送信されることと
なる。

【００３４】図６は図５に示すような１６ＱＡＭ変調器
と組み合わされる１６ＱＡＭ復調器の実施例（その１）
を示したもので、この実施例では受信信号とは、図示し
ない前段において高周波信号を中間周波帯（以下、ＩＦ
と略称することがある）信号に変換した後の１６ＱＡＭ
変調信号を指称するものとする。

【００３５】また、この実施例は図３に示した復調器に
対応するものであり、直交復調器３は、受信信号とＶＣ
Ｏ６からのローカル発振信号とを混合するミキサ３１
と、受信信号とＶＣＯ６のローカル発振信号を遅延器３
３で９０°遅らせた信号とを混合するミキサ３２と、こ
れらミキサ３１，３２からのベースバンドの出力信号の
内、低周波成分のみを取り出すローパスフィルタ３４，
３５と、こられのフィルタ３４，３５の出力信号をディ
ジタル信号であるＩ軸データ及びＱ軸データに変換する
Ａ／Ｄ変換器３６，３７とで構成されている。

【００３６】また、キャリア再生回路７は直交復調器３
から出力されるベースバンドのＩ軸データ及びＱ軸デー
タからそのアークタンジェント値ｔａｎ^-1Ｑ／Ｉを演算
する演算部７１と、この演算部７１で出力される位相角
θ＝ｔａｎ^-1Ｑ／Ｉとメモリ７３に記憶されている所定
の位相角２２．５°との減算を行う減算器７２と、この
減算器７２の出力信号を平均化する平均化回路７４と、
この平均化回路７４の出力信号（ディジタル信号）をア
ナログ信号に変換してＶＣＯ６の制御信号として与える
Ｄ／Ａ変換器７５とで構成されている。

【００３７】この様な１６ＱＡＭ復調器の動作において
は、キャリア再生回路７の演算部７１において直交復調
器３から出力されるＩ軸データとＱ軸データとの比のア
ークタンジェント値ｔａｎ^-1Ｑ／Ｉから両者の位相θを
求め、２２．５°×ｎ（ｎは整数）の信号点からの偏差
を減算器７２で算出する。そして、この減算器７２から
の偏差を平均化回路７４で平均化し、この平均化回路７
４の出力信号が“０”となるようにＤ／Ａ変換器７５を
介してＶＣＯ６の位相をフィードバック制御する。

【００３８】従って、このキャリア再生回路７によれば
１６個の信号点を全て有効に用いてキャリア再生が可能
となるため、引き込み特性、再生キャリアＣ／Ｎに優れ
た特性が得られることとなる。

【００３９】尚、このキャリヤ再生回路によりＶＣＯ６
の位相を制御する時には周波数も同時に制御されること
となるので、図６に示した復号器（差動復号器）４及び
並列／直列変換器５へのクロック信号は通常のクロック
再生回路（図示せず）によりクロックを与えればよい。

【００４０】図７は本発明に係る１６ＱＡＭ変復調方式
における１６ＱＡＭ復調器の実施例（その２）を示した
もので、この実施例ではキャリア再生回路７の内部構成
のみが図６の実施例と異なっている。

【００４１】即ち、この実施例におけるキャリア再生回
路７は、直交復調器３から出力されるベースバンドのＩ
軸データ及びＱ軸データを、クロック発生器７１７から
分周器７１８を経て得られる中間周波数帯のローカル信
号ｆ_IFにより直交変調を施す直交変調器７１１と、この
直交変調器７１１の出力信号（中間周波数）の振幅を制
限すると共にディジタル信号に２値化するリミッターア
ンプ７１２と、このリミッターアンプ７１２の出力信号
からクロック発生器７１７からのクロックにより位相角
を測定する位相測定回路７１３と、この位相測定回路７
１３で測定された位相角とメモリ７１５に記憶された２
２．５°との偏差を求める減算器７１４と、この減算器
７１４からの偏差を平均化してＶＣＯ６の位相制御を行
う平均化回路７１６とで構成されている。尚、クロック
発生器７１７のクロック周波数はｆ_IF×２^kに設定され
ており、分周器７１８はその２^k分の１に分周するもの
である。

【００４２】図８は図７に示した位相測定回路７１３の
実施例を示したもので、図８(a) に示す実施例では、リ
ミッタアンプ７１２の出力データの立ち上がりを検出す
る立ち上がり検出部２０１と、クロック発生器２０２か
らのクロックをカウントするカウンタ２０３と、カウン
タ２０３の出力値を立ち上がり検出部２０２からのディ
ジタル信号の立ち上がりでラッチし位相角を示す信号に
変換するラッチ回路２０４と、この位相角信号を所定の
位相測定タイミングに従ってラッチし位相角を出力する
ラッチ回路２０５とで構成されている。尚、この位相測
定回路７１３には図示されていないが、後述する図１３
に示すような無変調化を行うための縮退演算回路が含ま
れている。

【００４３】また、図８(b) に示す位相測定回路の実施
例は、上記の直交復調器３とアークタンジェント値演
算部１００との組合せで構成されており、直交復調器３
内のＡ／Ｄ変換器３７において同図(a) に示した測定タ
イミングに対応する測定タイミングが与えられている。

【００４４】従って、図７に示す復調器におけるキャリ
ア再生回路７の動作においては、直交復調器３から出力
されたベースバンドのＩ軸データ及びＱ軸データを直交
変調器７１１でディジタル処理が可能な中間周波数の変
調波信号に直交変調する。そして、この直交変調波をリ
ミッタアンプ７１２でディジタル信号に変換した後、こ
のディジタル信号の立ち上がりを立ち上がり検出部２０
１で検出する。

【００４５】また、上記の中間周波数の整数倍ｆ_IF×ｎ
のマスタークロック２０２をカウンタ２０３でカウント
し、このカウント値を直交変調波のディジタル信号の立
ち上がり位相、即ち直交復調器３の復調搬送波位相角を
ラッチ回路２０４でラッチし、更に位相測定タイミング
信号によりラッチ回路２０５で測定位相角としてラッチ
出力する（位相量子化）。

【００４６】この様にして測定した位相角φはメモリ７
１５に記憶された２２．５°と減算器７１４において比
較され、その偏差が求められて平均化回路７１６に与え
られると、この平均化回路７１６において減算器７１４
からの偏差を平均化することによりＶＣＯ６の位相制御
を行うようになっている。

【００４７】図９は本発明に係る１６ＱＡＭ変復調方式
における１６ＱＡＭ復調器の実施例（その３）を示した
もので、この実施例では図３に点線で示したキャリア再
生回路８を備えたものを示しており、受信信号の振幅を
制限すると共にディジタル信号に変換するリミッタアン
プ８１と、このリミッタアンプ８１の出力信号をクロッ
ク発生器８３からのクロックに基づいて位相角を測定し
縮退演算を行う位相測定回路８２と、この位相測定回路
８２からの測定位相角とメモリ８５に記憶された２２．
５°との偏差を求める減算器８４と、この減算器８４の
偏差を平均化してＶＣＯ６に与える平均化回路８６とで
構成されている。

【００４８】この実施例に示されたリミッタアンプ８
１、位相測定回路８２、減算器８４、メモリ８５、及び
平均化回路８６は、上記の図７の実施例におけるリミッ
タアンプ７１２、位相測定回路７１３、減算器７１４、
メモリ７１５、及び平均化回路７１６にそれぞれ対応す
るものであり、受信信号をリミッタアンプ８１でディジ
タル信号に変換した後、位相測定回路８２で受信信号の
シンボル間の位相角を測定し、この位相角と２２．５°
との偏差を減算回路８４で求めて平均化回路８６で平均
化したのちＶＣＯ６の位相制御を行うものである。

【００４９】図１０は図４に示した本発明における１６
ＱＡＭ復調器の実施例（その４）を示したもので、この
実施例では同期検波器１０を、直交復調器３と復号器４
との間に設けた位相回転器９から出力されたＩ，Ｑ軸デ
ータ（ここでは位相回転が行われるためＩ’軸データ，
Ｑ’軸データとする）を入力して両者の位相角θをｔａ
ｎ^-1Ｑ／Ｉより求めるための演算部１０１と、この演算
部１０１で求められた位相角とメモリ１０３に格納され
た２２．５°のデータとを比較してその偏差を出力する
減算器２０２と、この減算器２０２の偏差を平均化して
位相回転器９の位相をフィードバック制御する平均化回
路１０４とで構成している。

【００５０】尚、演算部１０１の入力信号は位相回転器
９から出力れさるＩ’軸データ及びＱ’軸データの代わ
りに位相回転器９の入力信号、即ち直交復調器３から出
力されるＩ軸データ及びＱ軸データを用いてもよい。

【００５１】この様な復調器における同期検波器１０は
上記のキャリア再生回路と同様にして復調位相の偏移を
位相回転器９の出力信号の比のアークタンジェント値ｔ
ａｎ ^-1Ｑ／Ｉを演算部１０１で求め、これと所定の２
２．５°との偏差を減算器１０２で求めることにより復
調位相の偏差を検出することが出来、この検出値を平均
化回路１０４で平均化して位相回転器９を位相制御すれ
ばいわゆる準同期検波を行うことが出来る。これにより
上記の様にＶＣＯ６を用いてローカル位相を変化させる
必要がなくなるため、アナログ部品が不要となり、復調
器のディジタル化が容易となる。

【００５２】図１１は図４に示した本発明に係る１６Ｑ
ＡＭ復調器の実施例（その５）を示しており、この実施
例は図１０に示した１６ＱＡＭ復調器の同期検波器１０
と内部構成のみが異なっており、この同期検波器の内部
構成は図７に示した内部構成と同じものを用いることが
出来る。

【００５３】即ち、直交復調器３の出力信号を直交変調
器７１１で直交し中間周波数の信号としてリミッタアン
プ７１２に与えると、このリミッタアンプ７１２で振幅
制限を行ってディジタル信号に変換し、このディジタル
信号の位相角を位相測定回路７１３で求めることによ
り、この位相角とメモリ７１５に記憶された２２．５°
との偏差を減算器７１４で求めることが出来、平均化回
路７１６を介して位相回転器９を位相制御することとな
る。

【００５４】図１２は図４に示した本発明における１６
ＱＡＭ復調器の実施例（その６）を示したもので、この
実施例も図１０及び図１１に示した同期検波器を用いて
準同期検波を行うものである。但し、この実施例では図
４に点線で示した同期検波器１１として、図９に示した
キャリア再生回路８と同様の内部構成を有するものとす
ることが出来る。

【００５５】即ち、受信信号をリミッタアンプ１８１で
ディジタル信号に変換した後、このディジタル信号のシ
ンボル間位相角を位相測定回路８２で測定し、この位相
角の２２．５°との偏差を減算回路８４で求め平均化回
路８６を介して回転位相器９の位相制御を行うものであ
り、この実施例においてもＶＣＯを用いる必要がなくロ
ーカル発振器６０は固定発振器でよい。

【００５６】図１３は図３及び図４に点線で示したクロ
ック再生回路１２の実施例を示したもので、この実施例
では受信信号を入力して受信信号と受信信号を位置シン
ポル以上遅延させた信号との位相差を求める位相差検出
回路１２１と、この位相差検出回路１２１から出力され
る位相差信号を図１に示す第１象限に縮退させる縮退演
算回路１２２と、縮退演算回路１２２の出力信号の信号
点での位相差確定点（２２．５°×ｎ）の中間点（２
２．５°±２２．５°／２）の閾値Ｔｈとを比較するコ
ンパレータ１２３とこのコンパレータ１２３の出力によ
り再生クロックを出力するディジタルＰＬＬ回路（ＤＰ
ＬＬ）１２４とで構成されている。

【００５７】この図１３における位相差検出回路の実施
例（その１）が図１４に示されており、受信信号をディ
ジタル信号に変換するリミッタアンプ１２１１と、この
リミッタアンプ１２１１の出力信号をクロック発生器１
２１３からのクロックにより所望のシンボル数だけ遅延
させるシフトレジスタ１２１２と、このシフトレジスタ
１２１２の出力とリミッタアンプ１２１１の出力とを混
合するミキサ１２１４と、このミキサ１２１４の出力信
号の低周波成分を取り出すローパスフィルタ１２１５
と、このローパスフィルタ１２１５から出力されるアナ
ログ信号を位相差φ_i−φ_i-1で示される位相差信号を
出力するＡ／Ｄ変換器１２１６とで構成されている。

【００５８】図１５は位相差検出回路の実施例（その
２）を示したもので、受信信号を直交復調器３で直交復
調した後、そのＩ軸データ及びＱ軸データから位相角を
演算回路１２２１で求め、この演算回路１２２１の位相
角φ_iと所望のシンボル数だけ遅延器１２２２で遅延さ
せた位相角φ_i-1とを減算して位相差φ_i-φ_i-1を出力
する減算器１２２３とで構成することも出来る。

【００５９】この様な位相差検出回路を用いた図１３に
示すクロック再生回路の動作においては、受信信号と受
信信号を１シンボル以上遅延させた信号との位相差を位
相差検出回路１２１で求め、この位相差を第１象限に縮
退演算回路１２２で縮退（無変調化）した後、コンパレ
ータ１２３において信号点での位相差確定点の中間の閾
値Ｔｈを横切るタイミングを検出し、この検出したタイ
ミング信号を用いてクロック再生器１２４から再生クロ
ックを生成するものである。

【００６０】従ってこのクロック再生回路によれば、キ
ャリア再生回路または同期検波器の再生キャリア位相が
確立されていなくても有効なクロック情報を得ることが
出来、キャリア再生回路の状態に関わらずクロック再生
が可能となる。従って初期引き込み特性に優れたクロッ
ク再生回路が実現できることとなる。

【００６１】図１６は上述したキャリア再生回路、同期
検波器、及びクロック再生回路に加えて、直交復調器の
ローカル発振器へ周波数制御信号を与える自動周波数制
御（ＡＦＣ回路）の実施例を示したもので、この実施例
では受信信号を測定タイミングにより隣合うシンボル間
の位相角を位相測定回路３０１で測定し、この測定結果
を縮退演算回路３０２で第１象限に縮退させた後、メモ
リ３０４に記憶された２２．５°との偏差を減算器３０
３で求めた後、この偏差をタイマ３０６に接続された積
算器３０５で平均化してラッチ回路３０７を介しＡＦＣ
信号としてローカル発振器へ与えるものである。

【００６２】即ち、位相測定回路３０１及び縮退演算回
路３０２を介して減算器３０３で２２．５°に対する偏
差を求めこれを積算器３０５で積算することにより送信
間キャリアの周波数差が求められることになる。

【００６３】従って、この周波数差をゼロにする様に直
交復調器３のローカル発振器（ＶＣＯ）６の周波数を調
整してＡＦＣループを構成しており、このＡＦＣループ
では受信側で再生キャリア位相が確立されている必要が
ないため（位相差を用いているのでキャリア位相の誤差
は除去される）、初期引き込み特性に優れている。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように本発明に係る１６Ｑ
ＡＭ変復調方式によれば、回転対象配置に従って象限を
決定するビットのみに差動符号化を施した全ての信号点
が基準キャリア位相に対して２２．５°の整数倍になる
ように配置した１６ＱＡＭで変調した時、この変調信号
の信号位相点を求めて２２．５°の正数倍の最適位相点
からの偏差値によりローカル発振器の位相を制御するキ
ャリア再生回路を設けたので、１６個の信号点を全て有
効に用いたキャリア再生が可能となり引き込み特性及び
再生キャリアＣ／Ｎ特性に優れたキャリア再生回路が実
現出来る。

【００６５】また、直交復調器と復号器との間に位相回
転器を設け、この位相回転器の入力または出力を用いて
信号点位相の２２．５°の整数倍の最適位相点からの偏
差に応じて位相回転器を制御するように構成すれば、Ｖ
ＣＯ等のアナログ部品を不要とし復調器のディジタル化
が容易となる。

【００６６】更には、受信信号とこの受信信号を１シン
ボル以上遅らせた信号との位相差を求めてこの信号が所
定の閾値を横切るタイミングによりクロック再生を行う
様に構成すれば、キャリア再生回路や同期検波器の動作
とは独立してクロック再生を行うことが出来る。

【００６７】更には、受信信号のシンボル間の位相遷移
量を測定し、該位相遷移量が２２．５°の整数倍からず
れている量を積算することにより送受信間のキャリア周
波数の偏差を求めてローカル発振器を周波数制御するよ
うに構成すれば、受信側で再生キャリア位相が確立され
ていなくても周波数制御が出来るため初期引き込み性に
優れたものが得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明及び従来例の原理を説明するための信号
点位相のマップ図である。

【図２】本発明に係る１６ＱＡＭ変復調方式における変
調器の構成を原理的に示したブロック図である。

【図３】本発明に係る１６ＱＡＭ変復調方式における１
６ＱＡＭ復調器の原理構成（その１）を示したブロック
図である。

【図４】本発明に係る１６ＱＡＭ変復調方式における１
６ＱＡＭ復調器の原理構成（その２）を示したブロック
図である。

【図５】本発明に用いる変調器の実施例を示したブロッ
ク図である。

【図６】本発明に用いる１６ＱＡＭ復調器の実施例（そ
の１）を示したブロック図である。

【図７】本発明に用いる１６ＱＡＭ復調器の実施例（そ
の２）を示したブロック図である。

【図８】本発明に用いる位相測定回路の実施例を示した
ブロック図である。

【図９】本発明に用いる１６ＱＡＭ復調器の実施例（そ
の３）を示したブロック図である。

【図１０】本発明に用いる１６ＱＡＭ復調器の実施例
（その４）を示したブロック図である。

【図１１】本発明に用いる１６ＱＡＭ復調器の実施例
（その５）を示したブロック図である。

【図１２】本発明に用いる１６ＱＡＭ復調器の実施例
（その６）を示したブロック図である。

【図１３】本発明に用いるクロック再生回路の実施例を
示したブロック図である。

【図１４】本発明に用いる位相差検出回路の実施例（そ
の１）を示したブッロク図である。

【図１５】本発明に用いる位相差検出回路の実施例（そ
の２）を示したブロック図である。

【図１６】本発明に用いる自動周波数制御（ＡＦＣ）回
路例を示したブロック図である。

【図１７】本発明と従来例における誤り率の比較を示し
たグラフ図である。

【図１８】本発明及び従来例における差動符号化での回
転対称型信号配置を示したブロック図である。

【符号の説明】

１１６ＱＡＭ信号点マッピング回路２直交変調器３直交復調器４復号器５並列／直列変換器６電圧制御型発振器（ＶＣＯ）７，８キャリア再生回路９位相回転器１０，１１同期検波器１２クロック再生回路図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】回転対象配置に従って象限を決定するビ
ットのみに差動符号化を施した全ての信号点が基準キャ
リア位相に対して２２．５°の整数倍になるように正及
び負の最大振幅値と該最大振幅値に対してｔａｎ２２．
５を乗じたものとの４値でそれぞれが構成されたＩ軸デ
ータ及びＱ軸データを生成する１６ＱＡＭ信号点マッピ
ング回路(1) と、該信号点マッピング回路(1) からのＩ
軸データ及びＱ軸データを直交変調する直交変調器(2)
とを備えた１６ＱＡＭ変調器と、該１６ＱＡＭ変調器からの変調信号を直交復調器(3) で
直交復調することによりベースバンドの該Ｉ軸データ及
びＱ軸データを出力し、該Ｉ軸データ及びＱ軸データを
復号器(4) で復号化し並列／直列変換器(5) で再生デー
タを出力する１６ＱＡＭ復調器であって、中間周波帯の
該変調信号の信号点位相を該ベースバンドのＩ軸データ
とＱ軸データとのアークタンジェント値から求め、該信
号点位相の２２．５°の整数倍の最適位相点からの偏差
値が零となるように該直交復調器(3) のローカル発振器
(6) の位相を制御するキャリア再生回路(7) を設けたも
のと、を備えたことを特徴とする１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項２】回転対象配置に従って象限を決定するビ
ットのみに差動符号化を施した全ての信号点が基準キャ
リア位相に対して２２．５°の整数倍になるように正及
び負の最大振幅値と該最大振幅値に対してｔａｎ２２．
５を乗じたものとの４値でそれぞれが構成されたＩ軸デ
ータ及びＱ軸データを生成する１６ＱＡＭ信号点マッピ
ング回路(1) と、該信号点マッピング回路(1) からのＩ
軸データ及びＱ軸データを直交変調する直交変調器(2)
とを備えた１６ＱＡＭ変調器と、該１６ＱＡＭ変調器からの変調信号を直交復調器(3) で
直交復調することにより該Ｉ軸データ及びＱ軸データを
出力し、該Ｉ軸データ及びＱ軸データを復号器(4) で復
号化し並列／直列変換器(5) で再生データを出力する１
６ＱＡＭ復調器であって、該ベースバンドのＩ軸データ
とＱ軸データを再び直交変調して中間周波帯信号を生成
し、これを２値化して該信号点位相の２２．５°の整数
倍の最適位相点からの偏差値を求め、該直交復調器のロ
ーカル発振器(6) の位相を制御するキャリア再生回路
(7) を設けたものと、を備えたことを特徴とする１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項３】回転対象配置に従って象限を決定するビ
ットのみに差動符号化を施した全ての信号点が基準キャ
リア位相に対して２２．５°の整数倍になるように正及
び負の最大振幅値と該最大振幅値に対してｔａｎ２２．
５を乗じたものとの４値でそれぞれが構成されたＩ軸デ
ータ及びＱ軸データを生成する１６ＱＡＭ信号点マッピ
ング回路(1) と、該信号点マッピング回路(1) からのＩ
軸データ及びＱ軸データを直交変調する直交変調器(2)
とを備えた１６ＱＡＭ変調器と、該１６ＱＡＭ変調器からの変調信号を直交復調器(3) で
直交復調することにより該Ｉ軸データ及びＱ軸データを
出力し、該Ｉ軸データ及びＱ軸データを復号器(4) で復
号化し並列／直列変換器(5) で再生データを出力する１
６ＱＡＭ復調器であって、中間周波帯の該変調信号を２
値化し、該変調信号の信号点位相の２２．５°の整数倍
の最適位相点からの偏差値を求めて該直交復調器のロー
カル発振器(6) の位相を制御するキャリア再生回路(8)
を設けたことを特徴とする１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項４】回転対象配置に従って象限を決定するビ
ットのみに差動符号化を施した全ての信号点が基準キャ
リア位相に対して２２．５°の整数倍になるように正及
び負の最大振幅値と該最大振幅値に対してｔａｎ２２．
５を乗じたものとの４値でそれぞれが構成されたＩ軸デ
ータ及びＱ軸データを生成する１６ＱＡＭ信号点マッピ
ング回路(1) と、該信号点マッピング回路(1) からのＩ
軸データ及びＱ軸データを直交変調する直交変調器(2)
とを備えた１６ＱＡＭ変調器と、該１６ＱＡＭ変調器からの変調信号を直交復調器(3) で
直交復調することにより該Ｉ軸データ及びＱ軸データを
出力し、該Ｉ軸データ及びＱ軸データを復号器(4) で復
号化し並列／直列変換器(5) で再生データを出力する１
６ＱＡＭ復調器であって、該直交復調器(3) と該復号器
(4) との間に位相回転器(9) を設け、中間周波帯の該変
調信号の信号点位相を該位相回転器(9) の出力側又は入
力側のベースバンドのＩ軸データとＱ軸データとのアー
クタンジェント値から求め、該信号点位相の２２．５°
の整数倍の最適位相点からの偏差値が零となるように該
位相回転器(9) を位相制御する同期検波器(10)を設けた
ものと、を備えたことを特徴とする１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項５】回転対象配置に従って象限を決定するビ
ットのみに差動符号化を施した全ての信号点が基準キャ
リア位相に対して２２．５°の整数倍になるように正及
び負の最大振幅値と該最大振幅値に対してｔａｎ２２．
５を乗じたものとの４値でそれぞれが構成されたＩ軸デ
ータ及びＱ軸データを生成する１６ＱＡＭ信号点マッピ
ング回路(1) と、該信号点マッピング回路(1) からのＩ
軸データ及びＱ軸データを直交変調する直交変調器(2)
とを備えた１６ＱＡＭ変調器と、該１６ＱＡＭ変調器からの変調信号を直交復調器(3) で
直交復調することにより該Ｉ軸データ及びＱ軸データを
出力し、該Ｉ軸データ及びＱ軸データを復号器(4) で復
号化し並列／直列変換器(5) で再生データを出力する１
６ＱＡＭ復調器であって、該直交復調器(3) と該復号器
(4) との間に位相回転器(9) を設け、中間周波帯の該変
調信号の信号点位相を該直交復調器(3) からのベースバ
ンドのＩ軸データとＱ軸データとのアークタンジェント
値から求め、該信号点位相の２２．５°の整数倍の最適
位相点からの偏差値が零となるように該位相回転器(9)
を位相制御する同期検波器(10)を設けたものと、を備えたことを特徴とする１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項６】回転対象配置に従って象限を決定するビ
ットのみに差動符号化を施した全ての信号点が基準キャ
リア位相に対して２２．５°の整数倍になるように正及
び負の最大振幅値と該最大振幅値に対してｔａｎ２２．
５を乗じたものとの４値でそれぞれが構成されたＩ軸デ
ータ及びＱ軸データを生成する１６ＱＡＭ信号点マッピ
ング回路(1) と、該信号点マッピング回路(1) からのＩ
軸データ及びＱ軸データを直交変調する直交変調器(2)
とを備えた１６ＱＡＭ変調器と、該１６ＱＡＭ変調器からの変調信号を直交復調器(3) で
直交復調することにより該Ｉ軸データ及びＱ軸データを
出力し、該Ｉ軸データ及びＱ軸データを復号器(4) で復
号化し並列／直列変換器(5) で再生データを出力する１
６ＱＡＭ復調器であって、該直交復調器(3) と該復号器
(4) との間に位相回転器(9) を設け、中間周波帯の該変
調信号を２値化し、該変調信号の信号点位相の２２．５
°の整数倍の最適位相点からの偏差値を求めて該直交復
調器のローカル発振器(6) の位相を制御する同期検波器
(11)を設けたものと、を備えたことを特徴とする１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項７】請求項２乃至６のいずれかに記載の１６
ＱＡＭ復調器において、該変調信号と該変調信号を１シンボル以上遅延させた信
号との位相差を検出すると共に無変調状態に変換し、こ
の位相差信号が所定の閾値を横切るタイミングを検出
し、得られたタイミング信号により再生クロックを生成
するクロック再生回路(12)を設けたことを特徴とする１
６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項８】請求項７に記載のクロック再生回路(12)
が、該変調信号を２値化した信号と該２値化した信号を
１シンボル以上遅延させた信号とを混合して該位相差検
出を行うことを特徴とした１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項９】請求項２乃至８のいずれかに記載の１６
ＱＡＭ復調器において、該変調信号の信号位相点のシンボル間の位相遷移量を測
定し、該位相遷移量が該信号点位相の２２．５°の整数
倍のからずれている量を積算することによって、送受間
のキャリア周波数の偏差を求めて該直交復調器(3) のロ
ーカル発振器(6) を周波数制御する自動周波数制御回路
を更に設けたことを特徴とする１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項１０】請求項９に記載の自動周波数制御回路
が、該変調信号を直交復調してベースバンドのＩ軸及び
Ｑ軸データに２値化し、該Ｉ軸及びＱ軸データのアーク
タンジェント値を演算することにより該位相遷移量を測
定することを特徴とした１６ＱＡＭ変復調方式。
【請求項１１】請求項２乃至１０のいずれかに記載の１
６ＱＡＭ復調器であって、該偏差値として、偏差値の平均値を用いることを特徴と
した１６ＱＡＭ変復調方式。