JPH0681492B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPH0681492B2 JPH0681492B2 JP60072193A JP7219385A JPH0681492B2 JP H0681492 B2 JPH0681492 B2 JP H0681492B2 JP 60072193 A JP60072193 A JP 60072193A JP 7219385 A JP7219385 A JP 7219385A JP H0681492 B2 JPH0681492 B2 JP H0681492B2
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- JP
- Japan
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- voltage
- output voltage
- oscillation
- output
- circuit
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はDC−DCコンバータに関する。
この発明は、DC−DCコンバータにおいて、発振回路の発
振出力をＮ倍圧整流（Ｎ≧２）して得られる直流電圧
と、動作電源からの直流電圧とを選択的に、かつ、電圧
調整して取り出すことにより、出力電圧を電源電圧より
も高い値から低い値まで自由に変更できるようにしたも
のである。
振出力をＮ倍圧整流（Ｎ≧２）して得られる直流電圧
と、動作電源からの直流電圧とを選択的に、かつ、電圧
調整して取り出すことにより、出力電圧を電源電圧より
も高い値から低い値まで自由に変更できるようにしたも
のである。
電子同調式のラジオ受信機、すなわち、同調回路に可変
容量ダイオードを有し、これに供給される電圧を変更す
ることにより選局を行うようにした受信機では、その選
局電圧は例えば0.5〜4.5Vにわたって変化できる必要が
ある。
容量ダイオードを有し、これに供給される電圧を変更す
ることにより選局を行うようにした受信機では、その選
局電圧は例えば0.5〜4.5Vにわたって変化できる必要が
ある。
したがって、受像機が3Vの電池で動作するような場合、
あるいは6Vの電池であっても電池が減ったときのことを
考慮した場合、DC−DCコンバータによりその選局電圧を
形成することになる。
あるいは6Vの電池であっても電池が減ったときのことを
考慮した場合、DC−DCコンバータによりその選局電圧を
形成することになる。
そして、DC−DCコンバータとして、第２図に示すような
リンギングチョークタイプのものや、第３図に示すよう
な発振トランスタイプのものがある。すなわち、第２図
のコンバータにおいては、変調回路（11）からのPWMパ
ルスによりトランジスタQaがスイッチングされて端子Ta
に出力電圧が取り出されると共に、この出力電圧が電圧
比較回路（12）において基準電圧Erと比較され、その比
較出力によりPWMパルスのデューティーレシオが制御さ
れて端子Taの出力電圧が一定とされる。そして、このと
き、基準電圧Erを変更することにより出力電圧が変化さ
せられる。
リンギングチョークタイプのものや、第３図に示すよう
な発振トランスタイプのものがある。すなわち、第２図
のコンバータにおいては、変調回路（11）からのPWMパ
ルスによりトランジスタQaがスイッチングされて端子Ta
に出力電圧が取り出されると共に、この出力電圧が電圧
比較回路（12）において基準電圧Erと比較され、その比
較出力によりPWMパルスのデューティーレシオが制御さ
れて端子Taの出力電圧が一定とされる。そして、このと
き、基準電圧Erを変更することにより出力電圧が変化さ
せられる。
また、第３図のコンバータにおいては、トランスMaとコ
ンデンサCaとの共振周波数で発振が行われて端子Taに出
力電圧が取り出されると共に、比較回路（12）の比較出
力により発振回路（13）の発振強度が制御されて端子Ta
の出力電圧が一定とされる。そして、このとき、可変抵
抗器Raを調整することにより出力電圧が変化させられ
る。
ンデンサCaとの共振周波数で発振が行われて端子Taに出
力電圧が取り出されると共に、比較回路（12）の比較出
力により発振回路（13）の発振強度が制御されて端子Ta
の出力電圧が一定とされる。そして、このとき、可変抵
抗器Raを調整することにより出力電圧が変化させられ
る。
ところが、第２図のコンバータでは、スイッチングタイ
プのためノイズが大きく、受信機への妨害が大きくなっ
てしまう。したがって、このスイッチングタイプのコン
バータにより可変容量ダイオードの選局電圧を形成する
ことは不適当である。
プのためノイズが大きく、受信機への妨害が大きくなっ
てしまう。したがって、このスイッチングタイプのコン
バータにより可変容量ダイオードの選局電圧を形成する
ことは不適当である。
また、第３図のコンバータでは、可変抵抗器Raがない場
合、発振強度を変更して出力電圧を制御することになる
が、選局電圧に対応して発振強度を広い範囲にわたって
安定に制御することは困難であり、特に出力電圧を小さ
くしたときには発振が停止してしまう。このため、図の
ように、発振強度は一定としておいて可変抵抗器Raによ
り所望の出力電圧を得るわけであるが、このようにする
と、発振回路（13）は出力電圧が最小のときでも最大出
力電圧に相当する発振強度で発振をしている必要があ
り、コンバータとしての変換効率が悪くなってしまい、
電池で働く受信機にとって好ましくない。
合、発振強度を変更して出力電圧を制御することになる
が、選局電圧に対応して発振強度を広い範囲にわたって
安定に制御することは困難であり、特に出力電圧を小さ
くしたときには発振が停止してしまう。このため、図の
ように、発振強度は一定としておいて可変抵抗器Raによ
り所望の出力電圧を得るわけであるが、このようにする
と、発振回路（13）は出力電圧が最小のときでも最大出
力電圧に相当する発振強度で発振をしている必要があ
り、コンバータとしての変換効率が悪くなってしまい、
電池で働く受信機にとって好ましくない。
この発明は、これらの問題点を一掃しようとするもので
ある。
ある。
〔問題点を解決するための手段） この発明は、DC−DCコンバータにおいて、 発振回路の発振出力をＮ倍圧整流（Ｎ≧２）して得られ
る直流電圧と、動作電源からの直流電圧とを選択的に、
かつ、電圧調整して取り出すことにより、出力電圧を電
源電圧よりも高い値から低い値まで自由に変更できるよ
うにしたものである。
る直流電圧と、動作電源からの直流電圧とを選択的に、
かつ、電圧調整して取り出すことにより、出力電圧を電
源電圧よりも高い値から低い値まで自由に変更できるよ
うにしたものである。
この発明によれば、電源電圧Vccよりも高い出力電圧が
必要なときには、発振回路(1)を発振させ、その発振出
力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧Vccよりも
低い出力電圧が必要なときには、発振回路(1)の発振を
停止させ、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を得るよう
にしているので、その出力電圧を高い値から低い値まで
広範囲にわたって変更できる。そして、出力電圧が電源
電圧Vccよりも低いときには、発振回路(1)の発振を停止
させているので、消費電流が小さく、電池で動作する受
信機に好適である。
必要なときには、発振回路(1)を発振させ、その発振出
力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧Vccよりも
低い出力電圧が必要なときには、発振回路(1)の発振を
停止させ、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を得るよう
にしているので、その出力電圧を高い値から低い値まで
広範囲にわたって変更できる。そして、出力電圧が電源
電圧Vccよりも低いときには、発振回路(1)の発振を停止
させているので、消費電流が小さく、電池で動作する受
信機に好適である。
また、出力電圧が低いときには、ダイオードD4を通じて
出力電圧が取り出されることにより素子Q4,D1〜D3がオ
フとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力電圧を取
り出す動作と、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を取り
出す動作とを滑らかに切り換えることができる。
出力電圧が取り出されることにより素子Q4,D1〜D3がオ
フとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力電圧を取
り出す動作と、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を取り
出す動作とを滑らかに切り換えることができる。
また、スイッチングを行うことがなく、発振回路(1)も
バランス形に構成されているので、ノイズの発生が少な
く、受信機に妨害を与えることがない。
バランス形に構成されているので、ノイズの発生が少な
く、受信機に妨害を与えることがない。
第１図において、(1)は発振回路を示し、この発振回路
(1)は、トランジスタQ1,Q2のエミッタが定電流源用のト
ランジスタQ3のコレクタに接続されて差動アンプが構成
されると共に、コンデンサC1,C2により正帰環が行われ
てコイルL1と浮遊容量とで決まる周波数で発振するもの
である。なお、Vrはバイアス電源および基準電圧源を兼
ねた定電圧電源であり、これから抵抗器R1を通じて、あ
るいは直接トランジスタQ1,Q2にベースバイアスが供給
される。
(1)は、トランジスタQ1,Q2のエミッタが定電流源用のト
ランジスタQ3のコレクタに接続されて差動アンプが構成
されると共に、コンデンサC1,C2により正帰環が行われ
てコイルL1と浮遊容量とで決まる周波数で発振するもの
である。なお、Vrはバイアス電源および基準電圧源を兼
ねた定電圧電源であり、これから抵抗器R1を通じて、あ
るいは直接トランジスタQ1,Q2にベースバイアスが供給
される。
さらに、(2)は４倍圧整流回路を示す。すなわち、トラ
ンジスタQ2のコレクタと出力端子T1との間にコンデンサ
C3と、ダイオードD1〜D3が直列接続されると共に、ダイ
オードD1,D2の直列回路にコンデンサC4が並列接続さ
れ、電源端子T2とコンデンサC3およびダイオードD1の接
続中点との間にトランジスタQ4のコレクタ・エミッタ間
に接続され、端子T2とダイオードD1,D2の接続中点との
間にコンデンサC5が接続され、端子T2とT1との間にコン
デンサC6が接続される。また、端子T2とトランジスタQ4
のベースとの間に抵抗器R2およびコンデンサC7が接続さ
れる。
ンジスタQ2のコレクタと出力端子T1との間にコンデンサ
C3と、ダイオードD1〜D3が直列接続されると共に、ダイ
オードD1,D2の直列回路にコンデンサC4が並列接続さ
れ、電源端子T2とコンデンサC3およびダイオードD1の接
続中点との間にトランジスタQ4のコレクタ・エミッタ間
に接続され、端子T2とダイオードD1,D2の接続中点との
間にコンデンサC5が接続され、端子T2とT1との間にコン
デンサC6が接続される。また、端子T2とトランジスタQ4
のベースとの間に抵抗器R2およびコンデンサC7が接続さ
れる。
さらに、電源Vrに抵抗器R7,R8が直列接続され、その接
続中点に得られる電圧が電圧比較回路(3)の反転入力端
に供給されると共に、電源Vrに可変抵抗器VRが接続さ
れ、端子T1と可変抵抗器VRの可動子との間に抵抗器R3,R
10が直列接続され、抵抗器R3,R10の接続中点に得られる
電圧Vsが比較回路(3)の非反転入力端に供給される。
続中点に得られる電圧が電圧比較回路(3)の反転入力端
に供給されると共に、電源Vrに可変抵抗器VRが接続さ
れ、端子T1と可変抵抗器VRの可動子との間に抵抗器R3,R
10が直列接続され、抵抗器R3,R10の接続中点に得られる
電圧Vsが比較回路(3)の非反転入力端に供給される。
また、電源Vrに対して抵抗器R3,R4とトランジスタQ5の
コレクタ・エミッタ間が直列接続され、比較回路(3)の
比較出力VcがトランジスタQ5のベースに供給され、その
コレクタがトランジスタQ3のベースに接続される。さら
に、抵抗器R3,R4の接続中点がトランジスタQ6のベース
に接続され、そのコレクタが抵抗器R5を通じて電源Vrに
接続されると共に、トランジスタQ7,Q8のベースに接続
され、トランジスタQ7のコレクタはトランジスタQ4のベ
ースに接続され、トランジスタQ8のコレクタは端子T1に
接続される。なお、トランジスタQ8のエミッタには抵抗
器R6が接続される。
コレクタ・エミッタ間が直列接続され、比較回路(3)の
比較出力VcがトランジスタQ5のベースに供給され、その
コレクタがトランジスタQ3のベースに接続される。さら
に、抵抗器R3,R4の接続中点がトランジスタQ6のベース
に接続され、そのコレクタが抵抗器R5を通じて電源Vrに
接続されると共に、トランジスタQ7,Q8のベースに接続
され、トランジスタQ7のコレクタはトランジスタQ4のベ
ースに接続され、トランジスタQ8のコレクタは端子T1に
接続される。なお、トランジスタQ8のエミッタには抵抗
器R6が接続される。
このような構成によれば、可変抵抗器VRの可動子が接地
側にある場合には、端子T1に高い出力電圧が得られる。
すなわち、この場合には、電圧Vsが低いので、比較出力
Vcも低く、トランジスタQ5のインピーダンスは大きい。
したがって、トランジスタQ3には大きなベースバイアス
が供給され、トランジスタQ3にコレクタ電流が流れると
共に、そのコレクタ電流は大きいので、発振回路(1)に
おいて発振が行われると共に、その発振強度は強くな
る。
側にある場合には、端子T1に高い出力電圧が得られる。
すなわち、この場合には、電圧Vsが低いので、比較出力
Vcも低く、トランジスタQ5のインピーダンスは大きい。
したがって、トランジスタQ3には大きなベースバイアス
が供給され、トランジスタQ3にコレクタ電流が流れると
共に、そのコレクタ電流は大きいので、発振回路(1)に
おいて発振が行われると共に、その発振強度は強くな
る。
そして、このとき、トランジスタQ6はトランジスタQ3よ
りも抵抗器R4の分だけベースバイアスが高いので、トラ
ンジスタQ3よりもオン方向にあり、この結果、トランジ
スタQ7,Q8はオフとなっている。そして、トランジスタQ
7がオフなので、トランジスタQ4が抵抗器R2を通じてバ
イアスされてオンとされ、ダイオードとして働くと共
に、トランジスタQ8もオフなので、回路(2)は４倍圧整
流回路として働く。
りも抵抗器R4の分だけベースバイアスが高いので、トラ
ンジスタQ3よりもオン方向にあり、この結果、トランジ
スタQ7,Q8はオフとなっている。そして、トランジスタQ
7がオフなので、トランジスタQ4が抵抗器R2を通じてバ
イアスされてオンとされ、ダイオードとして働くと共
に、トランジスタQ8もオフなので、回路(2)は４倍圧整
流回路として働く。
したがって、発振回路(1)の発振出力が整流回路(2)によ
り４倍整流され、その整流出力が端子T1に取り出され
る。なお、このとき、整流回路(2)は端子T2は基準電位
点としているので、端子T1の出力電圧は、発振回路(1)
の発振出力を４倍圧整流したものに、端子T2の電圧Vcc
を加えた値となる。
り４倍整流され、その整流出力が端子T1に取り出され
る。なお、このとき、整流回路(2)は端子T2は基準電位
点としているので、端子T1の出力電圧は、発振回路(1)
の発振出力を４倍圧整流したものに、端子T2の電圧Vcc
を加えた値となる。
そして、可変抵抗器VRの可動子をホット側に所定量だけ
移動させた場合には、電圧Vsがそれだけ高くなって比較
出力Vcが高くなるので、トランジスタQ5のインピーダン
スが低くなり、トランジスタQ3のコレクタ電流が小さく
なって発振回路(1)の発振強度は弱くなり、したがっ
て、端子T1の出力電圧は可変抵抗器VRの可動子の移動量
に対応した分だけ低くなる。
移動させた場合には、電圧Vsがそれだけ高くなって比較
出力Vcが高くなるので、トランジスタQ5のインピーダン
スが低くなり、トランジスタQ3のコレクタ電流が小さく
なって発振回路(1)の発振強度は弱くなり、したがっ
て、端子T1の出力電圧は可変抵抗器VRの可動子の移動量
に対応した分だけ低くなる。
こうして、可変抵抗器VRの可動子を接地側で調整する
と、発振回路(1)の発振強度が変化し、これにより端子T
1の出力電圧が対応して変化する。
と、発振回路(1)の発振強度が変化し、これにより端子T
1の出力電圧が対応して変化する。
ただし、可変抵抗器VRの可動子が一定位置にある状態
で、端子T1の出力電圧が例えば低くなると、比較出力Vc
も低くなるので、トランジスタQ5のインピーダンスが大
きくなってトランジスタQ3のコレクタ電流が大きくな
り、したがって、発振回路(1)の発振強度が強くなって
端子T1の出力電圧の低下が防止される。すなわち、端子
T1の出力電圧が変動すると、これが発振回路(1)に負帰
還されて発振強度が変更され、この結果、端子T1の出力
電圧は一定値に安定化される。
で、端子T1の出力電圧が例えば低くなると、比較出力Vc
も低くなるので、トランジスタQ5のインピーダンスが大
きくなってトランジスタQ3のコレクタ電流が大きくな
り、したがって、発振回路(1)の発振強度が強くなって
端子T1の出力電圧の低下が防止される。すなわち、端子
T1の出力電圧が変動すると、これが発振回路(1)に負帰
還されて発振強度が変更され、この結果、端子T1の出力
電圧は一定値に安定化される。
しかし、可変抵抗器VRの可動子をさらにホット側に移動
させた場合には、電圧Vsがより高くなって比較出力Vcも
より高くなり、トランジスタQ5のインピーダンスがより
低くなってトランジスタQ3はオフとなり、したがって、
発振回路(1)の発振は停止する。
させた場合には、電圧Vsがより高くなって比較出力Vcも
より高くなり、トランジスタQ5のインピーダンスがより
低くなってトランジスタQ3はオフとなり、したがって、
発振回路(1)の発振は停止する。
また、このとき、トランジスタQ5のインピーダンスがよ
り小さくなったことによりトランジスタQ6のインピーダ
ンスは大きくなり、トランジスタQ7,Q8はオフから所定
のインピーダンスの状態となる。したがって、端子T2の
電圧Vccが、抵抗器R2およびダイオードD4を通じて端子T
1に取り出されると共に、このとき、この出力電圧はト
ランジスタQ7,Q8および抵抗器R6により分圧される。
り小さくなったことによりトランジスタQ6のインピーダ
ンスは大きくなり、トランジスタQ7,Q8はオフから所定
のインピーダンスの状態となる。したがって、端子T2の
電圧Vccが、抵抗器R2およびダイオードD4を通じて端子T
1に取り出されると共に、このとき、この出力電圧はト
ランジスタQ7,Q8および抵抗器R6により分圧される。
したがって、可変抵抗器VRを調整すると、これに対応し
て比較出力Vcが変化してトランジスタQ5のインピーダン
スが変化し、これによりトランジスタQ7,Q8のインピー
ダンスが変化するので、端子T1の出力電圧が変化する。
て比較出力Vcが変化してトランジスタQ5のインピーダン
スが変化し、これによりトランジスタQ7,Q8のインピー
ダンスが変化するので、端子T1の出力電圧が変化する。
こうして、可変抵抗器VRの可動子がホット側で調整する
と、電源電圧Vccの分圧比が変化し、これにより端子T1
の出力電圧が対応して変化する。
と、電源電圧Vccの分圧比が変化し、これにより端子T1
の出力電圧が対応して変化する。
ただし、可変抵抗器VRの可動子が一定位置にあるときに
は、端子T1の出力電圧が変化すると、これが比較出力Vc
の変化となってトランジスタQ7,Q8に負帰還され、その
出力電圧は一定値に安定化される。
は、端子T1の出力電圧が変化すると、これが比較出力Vc
の変化となってトランジスタQ7,Q8に負帰還され、その
出力電圧は一定値に安定化される。
そして、トランジスタQ3〜Q8の動作点を選定することに
より、端子T1の出力電圧が端子T2の電源電圧Vccよりも
高いときには、発振回路(1)の発振が行われると共に、
整流回路(2)において４倍圧整流が行われることにより
その出力電圧が取り出され、出力電圧が電源電圧Vccよ
るも低いときには、発振回路(1)の発振が停止して電源
電圧Vccが分圧されることによりその出力電圧が取り出
される。なお、このとき、ダイオードD4を通じて出力電
圧が取り出されることにより素子Q4,D1〜D3はオフとな
り、発振出力を４倍圧整流して出力電圧を取り出す動作
と、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を取り出す動作と
の切り換わり点での不安定さがなくなる。
より、端子T1の出力電圧が端子T2の電源電圧Vccよりも
高いときには、発振回路(1)の発振が行われると共に、
整流回路(2)において４倍圧整流が行われることにより
その出力電圧が取り出され、出力電圧が電源電圧Vccよ
るも低いときには、発振回路(1)の発振が停止して電源
電圧Vccが分圧されることによりその出力電圧が取り出
される。なお、このとき、ダイオードD4を通じて出力電
圧が取り出されることにより素子Q4,D1〜D3はオフとな
り、発振出力を４倍圧整流して出力電圧を取り出す動作
と、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を取り出す動作と
の切り換わり点での不安定さがなくなる。
また、端子T1の出力電圧が電源Vrの電圧よりも低い場合
には、トランジスタQ8が抵抗器R10,R9に電流が流れると
きのパスルートとして動作するので、出力電圧は0Vに近
い値まで設定することができる。
には、トランジスタQ8が抵抗器R10,R9に電流が流れると
きのパスルートとして動作するので、出力電圧は0Vに近
い値まで設定することができる。
こうして、この発明によれば、電源電圧Vccよりも高い
出力電圧が必要なときには、発振回路(1)を発振させ、
その発振出力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧
Vccよりも低い出力電圧が必要なときには、発振回路(1)
の発振を停止させ、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を
得るようにしているので、その出力電圧を高い値から低
い値まで広範囲にわたって変更できる。そして、出力電
圧が電源電圧Vccよりも低いときには、発振回路(1)の発
振を停止させているので、消費電流が小さく、電池で動
作する受信機に好適である。
出力電圧が必要なときには、発振回路(1)を発振させ、
その発振出力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧
Vccよりも低い出力電圧が必要なときには、発振回路(1)
の発振を停止させ、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を
得るようにしているので、その出力電圧を高い値から低
い値まで広範囲にわたって変更できる。そして、出力電
圧が電源電圧Vccよりも低いときには、発振回路(1)の発
振を停止させているので、消費電流が小さく、電池で動
作する受信機に好適である。
また、出力電圧が低いときには、ダイオードD4を通じて
出力電圧が取り出されることにより素子Q4,D1〜D3がオ
フとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力電圧を取
り出す動作と、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を取り
出す動作とを滑らかに切り換えることができる。
出力電圧が取り出されることにより素子Q4,D1〜D3がオ
フとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力電圧を取
り出す動作と、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を取り
出す動作とを滑らかに切り換えることができる。
また、スイッチングを行うことがなく、発振回路(1)も
バイアス形に構成されているので、ノイズの発生が少な
く、受信機に妨害を与えることがない。
バイアス形に構成されているので、ノイズの発生が少な
く、受信機に妨害を与えることがない。
この発明によれば、電源電圧Vccよりも高い出力電圧が
必要なときには、発振回路(1)を発振させ、その発振出
力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧Vccよりも
低い出力電圧が必要なときには、発振回路(1)の発振を
停止させ、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を得るよう
にしているので、その出力電圧を高い値から低い値まで
広範囲にわたって変更できる。そして、出力電圧が電源
電圧Vccよりも低いときには、発振回路(1)の発振を停止
させているので、消費電流が小さく、電池で動作する受
信機に好適である。
必要なときには、発振回路(1)を発振させ、その発振出
力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧Vccよりも
低い出力電圧が必要なときには、発振回路(1)の発振を
停止させ、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を得るよう
にしているので、その出力電圧を高い値から低い値まで
広範囲にわたって変更できる。そして、出力電圧が電源
電圧Vccよりも低いときには、発振回路(1)の発振を停止
させているので、消費電流が小さく、電池で動作する受
信機に好適である。
また、出力電圧が低いときには、ダイオードD4を通じて
出力電圧が取り出されることにより素子Q4,D1〜D3がオ
フとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力電圧を取
り出す動作と、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を取り
出す動作とを滑らかに切り換えることができる。
出力電圧が取り出されることにより素子Q4,D1〜D3がオ
フとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力電圧を取
り出す動作と、電源電圧Vccを分圧して出力電圧を取り
出す動作とを滑らかに切り換えることができる。
また、スイッチングを行うことがなく、発振回路(1)も
バランス形に構成されているので、ノイズの発生が少な
く、受信機に妨害を与えることがない。
バランス形に構成されているので、ノイズの発生が少な
く、受信機に妨害を与えることがない。
第１図はこの発明の一例の接続図、第２図、第３図はそ
の説明のための図である。 (1)は発振回路、(2)は４倍圧整流回路、(3)は電圧比較
回路である。
の説明のための図である。 (1)は発振回路、(2)は４倍圧整流回路、(3)は電圧比較
回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】発振回路と、 Ｎ倍圧（Ｎ≧２）の整流回路と、 出力端子とを有し、 上記整流回路は電源ラインを基準電位点とし、かつ、 上記発振回路の出力端と上記出力端子との間に接続さ
れ、 上記電源ラインと上記出力端子との間に、抵抗器とダイ
オードとが直列接続され、 上記抵抗器および上記ダイオードの接続中点と接地との
間にトランジスタのコレクタ・エミッタ間が接続され、 上記出力端子の出力電圧が所定値以上に設定されている
ときには、上記発振回路において発振が行われ、 その発振出力が上記整流回路により整流されて上記出力
端子に上記出力電圧が取り出されると共に、 上記発振回路の発振強度が制御されて上記出力電圧が安
定化され、 上記出力電圧が上記所定値以下に設定されているとき
は、上記発振回路の発振が停止させられ、かつ、 上記電源ラインの電圧が上記抵抗器および上記トランジ
スタにより分圧されて上記出力端子に上記出力電圧とし
て取り出されると共に、 上記トランジスタのインピーダンスが制御されて上記出
力電圧が安定化されるDC−DCコンバータ。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60072193A JPH0681492B2 (ja) | 1985-04-05 | 1985-04-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| US06/842,252 US4639659A (en) | 1985-04-05 | 1986-03-21 | DC-DC converter |
| CA000504921A CA1276976C (en) | 1985-04-05 | 1986-03-24 | Dc-dc converter |
| GB8607583A GB2173654B (en) | 1985-04-05 | 1986-03-26 | Dc-dc converters |
| DE3610996A DE3610996C2 (de) | 1985-04-05 | 1986-04-02 | Gleichspannungswandler |
| FR8604893A FR2580125B1 (ja) | 1985-04-05 | 1986-04-04 | |
| NL8600865A NL194220C (nl) | 1985-04-05 | 1986-04-04 | Gelijkstroom-gelijkstroom-omzetter. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60072193A JPH0681492B2 (ja) | 1985-04-05 | 1985-04-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61231876A JPS61231876A (ja) | 1986-10-16 |
| JPH0681492B2 true JPH0681492B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=13482131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60072193A Expired - Lifetime JPH0681492B2 (ja) | 1985-04-05 | 1985-04-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (7)
| Country | Link |
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| DE (1) | DE3610996C2 (ja) |
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| GB (1) | GB2173654B (ja) |
| NL (1) | NL194220C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116581982A (zh) * | 2021-11-26 | 2023-08-11 | 荣耀终端有限公司 | 一种电源变换电路及电子设备 |
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|---|---|---|---|---|
| US5084666A (en) * | 1990-10-23 | 1992-01-28 | International Business Machines Corporation | Switchable output voltage converter |
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| US5479333A (en) * | 1994-04-25 | 1995-12-26 | Chrysler Corporation | Power supply start up booster circuit |
| JP3650626B2 (ja) * | 1994-11-15 | 2005-05-25 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｄｃ−ｄｃコンバータを有する同調システム |
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| JPS51130101A (en) * | 1975-05-06 | 1976-11-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Tuner |
| IL57186A (en) * | 1979-04-30 | 1982-03-31 | Mg Electronics Ltd | Dc/dc converter power supply |
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| US4459537A (en) * | 1982-11-22 | 1984-07-10 | General Motors Corporation | Up-down voltage regulator |
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-
1985
- 1985-04-05 JP JP60072193A patent/JPH0681492B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1986
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- 1986-03-24 CA CA000504921A patent/CA1276976C/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-26 GB GB8607583A patent/GB2173654B/en not_active Expired
- 1986-04-02 DE DE3610996A patent/DE3610996C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-04-04 NL NL8600865A patent/NL194220C/nl not_active IP Right Cessation
- 1986-04-04 FR FR8604893A patent/FR2580125B1/fr not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116581982A (zh) * | 2021-11-26 | 2023-08-11 | 荣耀终端有限公司 | 一种电源变换电路及电子设备 |
| CN116581982B (zh) * | 2021-11-26 | 2024-05-24 | 荣耀终端有限公司 | 一种电源变换电路及电子设备 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2580125A1 (ja) | 1986-10-10 |
| NL194220B (nl) | 2001-05-01 |
| DE3610996A1 (de) | 1986-10-16 |
| DE3610996C2 (de) | 1996-06-13 |
| JPS61231876A (ja) | 1986-10-16 |
| GB2173654A (en) | 1986-10-15 |
| FR2580125B1 (ja) | 1994-01-21 |
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| GB2173654B (en) | 1989-06-28 |
| GB8607583D0 (en) | 1986-04-30 |
| CA1276976C (en) | 1990-11-27 |
| NL8600865A (nl) | 1986-11-03 |
| US4639659A (en) | 1987-01-27 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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