JPH0680388U - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 簡単な構成でスイッチング回路とインバータ
本体を同期させることにより、電力損失を増大させず、
小型で安価な装置にする。 【構成】 自励共振型のインバータ本体１０と、スイッ
チング回路１２と、出力電流検出回路１４と、制御回路
１６とからなる。入力電源Ｖ_INとグランドとの間に抵抗
Ｒ₃ とコンデンサＣ₄ を直列に接続する。該抵抗Ｒ₃ と
コンデンサＣ₄ の接続点ｔ₁ をダイオードＤ₄ を介し
て、インバータ本体１０のコレクタ巻線Ｎ_Cの中点と接
続する。コンデンサＣ₄ の充放電によって接続点ｔ₁ に
形成される鋸歯状波を一方の入力とし、インバータ本体
１０の出力状態に応じたフィードバック信号を他方の入
力とする比較器Ｕ₁ を備える。比較器Ｕ₁ の出力を、ス
イッチング回路１２のトランジスタＱ₃ のベースに入力
する。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、自励共振型のインバータ本体と、その前段に設けた時比率制御によ るスイッチング回路を具備し、該スイッチング回路によってインバータ本体の出 力を安定化又は可変制御するインバータ装置に関するものである。このインバー タ装置は冷陰極管や熱陰極管の点灯に使用するのに好適である。

【０００２】

【従来の技術】

例えば冷陰極管や熱陰極管の点灯等に使われるインバータ装置は、自励共振型 のインバータ本体と、その前段に設けた時比率制御によるスイッチング回路を具 備している。この装置は、スイッチング回路を時比率制御し、インバータ本体の 出力を安定化又は可変制御することで、冷陰極管や熱陰極管の明るさを安定ある いは変化させている。ここでスイッチング回路は自励又は他励で構成され、自励 共振型のインバータ本体は共振要素である変圧器のインダクタンスや、共振用コ ンデンサの容量等により発振周波数が決まるように構成されるため、両者は互い に異なった周波数で動作している。

【０００３】

【考案が解決しようとする課題】

ところが上記のように従来技術では、スイッチング回路とインバータ本体で周 波数が異なるため、干渉が起こって雑音が発生し、甚だしい場合には可聴域の音 を発生させる等の欠点があった。それを避けるため、両者の間に、更にコイルと コンデンサを付加し、スイッチング回路の出力を平滑し直流にすることにより、 干渉を防ぐ技術がある。しかし追加するコイルとコンデンサは、形状も大きく高 価なものであり、これによって電力損失も増大してしまう。

【０００４】 また干渉しても可聴域の音を発生させないように、両者の周波数の差を大きく する技術があるが、可聴域以外の雑音が発生するので信頼性は低下するし、一般 にスイッチング回路の周波数が高くなるため、電力損失が増大してしまう。他の 技術として、同期回路を設けて両者の周波数を同期させる方法も考えられるが、 複雑な回路構成となって高価になり、それによる電力損失も増大してしまうので 実用的ではない。

【０００５】 本考案の目的は、簡単な構成でスイッチング回路とインバータ本体を同期させ ることにより、電力損失を増大させず、小型で安価なインバータ装置を提供する ことである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】

本考案は、自励共振型のインバータ本体と、その前段に設けた時比率制御によ るスイッチング回路を具備し、該スイッチング回路によってインバータ本体の出 力を安定化又は可変制御するインバータ装置である。上記のような目的を達成す るため本考案では、入力電源とグランドとの間に抵抗とコンデンサを直列に接続 し、この接続点をダイオードを介して前記インバータ本体の発振により形成され る疑似正弦波の発生部分と接続する。この場合、疑似正弦波の発生部分はインバ ータ本体の発振により形成されるのであればどこでもよい。そして前記コンデン サの充放電によって抵抗とコンデンサの前記接続点に形成される鋸歯状波を一方 の入力とし、インバータ本体の出力状態に応じたフィードバック信号を他方の入 力とする比較器の比較結果により、前記スイッチング回路を時比率制御する。

【０００７】

【作用】

入力電源からの電流が抵抗を通って、コンデンサを時間とともに充電する。イ ンバータ本体の発振により形成される疑似正弦波がダイオードを介して抵抗とコ ンデンサの接続点に印加されることにより、このコンデンサは放電する。この充 放電により、抵抗とコンデンサの接続点に鋸歯状波が形成されることになり、こ の鋸歯状波と、インバータ本体の出力電流あるいは電圧に応じたフィードバック 信号とを比較器で比較する。疑似正弦波は自励共振型のインバータ本体の発振周 波数と同一であるから、これによって作られた鋸歯状波も同一の周波数である。 従って、この鋸歯状波とフィードバック信号を入力した比較器の出力は、この発 振周波数を持つパルスとなる。この出力でスイッチング回路を時比率制御するか ら、スイッチング回路も、この発振周波数でオン・オフすることになり、インバ ータ本体と同期のとれた同一の周波数となる。

【０００８】

【実施例】

図１は本考案に係るインバータ装置の一実施例を示す回路図である。このイン バータ装置は、自励共振型のインバータ本体１０と、その前段に設けた時比率制 御によるスイッチング回路１２と、インバータ本体１０の出力電流検出回路１４ と、制御回路１６とからなる。

【０００９】 まずインバータ本体１０は次のような構成である。変圧器Ｔの一次巻線側に、 第１のトランジスタＱ₁ と第２のトランジスタＱ₂ を並列に配置し、コレクタ同 士をコレクタ巻線Ｎ_C を介して接続し、ベース同士をベース巻線Ｎ_B を介して接 続し、エミッタ同士を接続する。共振用コンデンサＣ₁ をコレクタ巻線Ｎ_C に並 列に接続し、起動抵抗Ｒ₆ をコレクタ巻線Ｎ_C の中点と第２のトランジスタＱ₂ のベースとの間に接続する。変圧器Ｔの二次巻線側には出力巻線Ｎ_O があり、そ の巻線にバラストコンデンサＣ₂ と負荷抵抗Ｒ_L を直列に接続する。

【００１０】 インバータ本体１０の前段に設けたスイッチング回路１２は、スイッチング素 子である第３のトランジスタＱ₃ （ＰＮＰ型）と、それのベース・コレクタ間に 接続したバイアス抵抗Ｒ₁ と、ベース抵抗Ｒ₂ と、直流の入力電源Ｖ_INに対して 並列で且つカソードを第３のトランジスタＱ₃ のコレクタに接続したフライホイ ールダイオードＤ₁ と、第３のトランジスタＱ₃ のコレクタに直列に接続したイ ンダクタＬを有する。スイッチング回路１２の出力がコレクタ巻線Ｎ_C の中点に 接続されている。

【００１１】 電流検出回路１４は、インバータ本体１０の変圧器Ｔの二次側に挿入した出力 電流検出抵抗Ｒ₇ と、該出力電流検出抵抗Ｒ₇ による検出電圧の整流用のダイオ ードＤ₂ ，Ｄ₃ 及び平滑用のコンデンサＣ₃ とからなる。

【００１２】 制御回路１６は、分圧抵抗Ｒ₅ ，ＶＲ（可変抵抗）と、基準電圧Ｖ_REF と、誤 差増幅器Ｕ₂ と、抵抗Ｒ₃ と、コンデンサＣ₄ と、ダイオードＤ₄ と、比較器Ｕ ₁ からなる。誤差増幅器Ｕ₂ の負極側入力には分圧抵抗Ｒ₅ ，ＶＲ による検出 電圧の分圧を入力し、正極側入力には基準電圧Ｖ_REF を入力する。そして、誤差 増幅器Ｕ₂ で増幅した出力を、比較器Ｕ₁ の負極側入力に入力する。一方、入力 電源Ｖ_INとグランドの間にプラス側から抵抗Ｒ₃ とコンデンサＣ₄ とをこの順に 直列接続し、この抵抗Ｒ₃ とコンデンサＣ₄ の接続点ｔ₁ に発生する信号を比較 器Ｕ₁ の正極側入力に入力する。ここで、接続点ｔ₁ には、ダイオードＤ₄ のア ノードが接続され、ダイオードＤ₄ のカソードがインバータ本体１０のコレクタ 巻線Ｎ_C の中点に接続されている。この結果得られる比較器Ｕ₁ の出力を、ベー ス抵抗Ｒ₂ を介して、スイッチング回路１２の第３のトランジスタＱ₃ のベース に入力する。

【００１３】 このインバータ装置の動作について次に説明する。スイッチング回路１２の第 ３のトランジスタＱ₃ のオン・オフによるパルスを、フライホイールダイオード Ｄ₁ とインダクタＬにより整流平滑することで直流化して、インバータ本体１０ のコレクタ巻線Ｎ_C の中点に供給する。インバータ本体１０は一種の発振回路で あり、共振用コンデンサＣ₁ の容量とコレクタ巻線Ｎ_C のインダクタンスにより 発振周波数が決まる。そしてトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ を交互にオン・オフするこ とにより、出力巻線Ｎ_O に、図２のＡに示すような正弦波を形成する。

【００１４】 次に、電流検出回路１４において、インバータ本体１０の出力電流を検出抵抗 Ｒ₇ で電圧降下として検出し、その検出電圧をダイオードＤ₂ ，Ｄ₃ で整流し、 コンデンサＣ₃ で平滑する。これをインバータ本体１０のフィードバック信号と し、これを制御回路１６に送出する。

【００１５】 制御回路１６では、このフィードバック信号を分圧抵抗Ｒ_{5 ,} ＶＲで分圧し、 誤差増幅器Ｕ₂ に入力する。その分圧電圧と基準電圧Ｖ_REF を誤差増幅器Ｕ₂ で 比較し、その誤差を増幅して比較器Ｕ₁ に出力する。疑似正弦波（図２のＢに示 す）の電圧が上昇しているときは、入力電源からの電流が抵抗Ｒ₃ を通ってコン デンサＣ₄ を時間とともに充電し、コンデンサＣ₄ の端子電圧が上昇することに より、接続点ｔ₁ の電圧も上昇する。またインバータ本体１０のコレクタ巻線Ｎ _C の中点で形成される疑似正弦波の電圧が下降を始め、コンデンサＣ₄ の端子電 圧以下になるとダイオードＤ₄ を介してコンデンサＣ₄ が放電し、接続点ｔ₁ の 電圧が下降する。再び、疑似正弦波の電圧が上昇に転じるとコンデンサＣ₄ の充 電が始まる。この充放電の繰り返しによって接続点ｔ₁ に形成される鋸歯状波（ 図２のＣにａと表す）を比較器Ｕ₁ に出力する。比較器Ｕ₁ では、鋸歯状波と、 誤差増幅器Ｕ₂ の出力電圧（図２のＣにｂと表す）を比較する。この鋸歯状波が 誤差増幅器Ｕ₂ の出力電圧より大きい場合に、比較器Ｕ₁ は正のパルスを発生す る。このパルスは、図２のＤに示すように、インバータ本体１０で生じる疑似正 弦波の周期に同期する。これが、スイッチング回路１２の第３のトランジスタＱ ₃ のベースに印加される。従って、第３のトランジスタＱ₃ はインバータ本体１ ０の発振周波数に同期してオン・オフすることになる。こうして、インバータ本 体１０の出力電流の変動をフィードバックして、スイッチング回路１２を時比率 制御することで、インバータ本体１０の出力電流の安定化を図っている。また分 圧抵抗ＶＲの値を変えることにより、誤差増幅器Ｕ₂ の出力を変更させて、イン バータ本体１０の出力を可変することもできる。

【００１６】 図３は、本考案に係る他の実施例を示す回路図である。前記例と異なる点は、 以下の通りである。 スイッチング回路２２において、フライホイールダイオードＤ₁ と第３のト ランジスタＱ₃₁（ＮＰＮ型）との直列接続を入力電源Ｖ_INに並列に配置し、フラ イホイールダイオードＤ₁ のアノード側にインダクタＬを設けて、フライホイー ルダイオードＤ₁ のカソードとインダクタＬの他端間にインバータ本体１０を設 ける。 インバータ本体１０から取り出す疑似正弦波は、この第１トランジスタＱ₁ と第２のトランジスタＱ₂ のエミッタ接続点における電圧である。 制御回路２６において、誤差増幅器Ｕ₂ の正極側入力に、電流検出回路１４ の検出電圧の分圧を入力し、負極側入力に基準電圧Ｖ_REF を入力する。また、入 力電源Ｖ_INとグランドの間に、プラス側からコンデンサＣ₄₁と抵抗Ｒ₃₁をこの順 に直列に接続する。ダイオードＤ₄₁とツェナー・ダイオードＤ₅ の直列接続を、 コンデンサＣ₄₁と抵抗Ｒ₃₁の接続点ｔ₂ と、インバータ本体１０の第１トランジ スタＱ₁ と第２のトランジスタＱ₂ のエミッタ接続点との間に組み込む。ダイオ ードＤ₄₁のカソードを接続点ｔ₂ に接続し、ダイオードＤ₄₁のアノードをツェナ ー・ダイオードＤ₅ のカソードに接続し、ツェナー・ダイオードＤ₅ のアノード を第１トランジスタＱ₁ と第２のトランジスタＱ₂ のエミッタの接続点に接続す る。

【００１７】 インバータ本体１０の構成は、図１と同一であり、このインバータ装置の動作 も基本的に前記例とほぼ同様である。ここでは、制御回路２６の動作について述 べ、他の部分については説明を省略する。図４に示すように、インバータ本体１ ０の第１のトランジスタＱ₁ と第２のトランジスタＱ₂ のエミッタ接続点で形成 される疑似正弦波の電圧が入力電源Ｖ_INの電圧から下降すると、疑似正弦波と接 続点ｔ₂ の電圧差はツェナー電圧Ｖ_Z よりも小さくなる。従ってツェナー・ダイ オードＤ₅ によって電流は遮断されるから、コンデンサＣ₄₁には入力電源Ｖ_INか らの電流によって充電が行われるため、接続点ｔ₂ の電圧は抵抗Ｒ₃₁を介してグ ランドに向かって徐々に下がる。次に、疑似正弦波の電圧が上昇に転じ、疑似正 弦波と接続点ｔ₂ の電圧差がツェナー電圧Ｖ_Z に達すると、ツェナー・ダイオー ドＤ₅ およびダイオードＤ₄₁を通じて電流が流れるため、コンデンサＣ₄₁は放電 され、接続点ｔ₂ の電圧は疑似正弦波との電圧差をツェナー電圧Ｖ_Z だけ保持し て上昇する。そして疑似正弦波の電圧が入力電源Ｖ_INの電圧に達して再び下降し 始めると、コンデンサＣ₄₁は充電を始め、接続点ｔ₂ の電圧は下がり始める。こ の充放電によって、接続点ｔ₂ に形成される鋸歯状波を比較器Ｕ₁ に出力する。 疑似正弦波は、インバータ本体１０の第１トランジスタＱ₁ と第２のトランジス タＱ₂ のエミッタ接続点における電圧であるから、インバータ本体１０の発振周 波数と同一であり、それによって発生する鋸歯状波も同期のとれた同一周波数を 有する。電流検出回路１４から出力されたフィードバック信号は、分圧抵抗Ｒ₅ ，ＶＲによって分圧比が調整され、誤差増幅器Ｕ₂ の出力を調整して、比較器Ｕ ₁ で鋸歯状波と比較する。前記例と同様に、比較器Ｕ₁ で生ずる出力パルスの周 波数はインバータ本体１０の周波数に同期しているから、スイッチング回路２２ の第３のトランジスタＱ₃₁はインバータ本体１０と同一の周波数で動作する。

【００１８】 ツェナー・ダイオードＤ₅ は疑似正弦波の電圧が一定値以上に達するまで電流 を遮断するので、これによってコンデンサＣ₄₁への充電開始時期をずらすことに より、鋸歯状波の電圧レベルの変換が可能となる。従って鋸歯状波の電圧レベル が誤差増幅器Ｕ₂ の出力の調整範囲を超える場合に、ツェナー・ダイオードＤ₅ のツェナー電圧を調整することにより鋸歯状波の電圧レベルを適切なレベルにま で変換する。

【００１９】 本考案はこのような構成に限定されるものではない。疑似正弦波は、インバー タ本体の発振により形成される疑似正弦波であればどこから取り出してもよい。 また、インバータ本体の出力電流に限らず出力電圧を検出して、それをフィード バック信号としてもよい。

【００２０】

【考案の効果】

本考案は、インバータ本体の発振により形成される疑似正弦波によってコンデ ンサが充放電を起こし、それによって形成される鋸歯状波を一方の入力とし、イ ンバータ本体の出力状態に応じたフィードバック信号を他方の入力とする比較器 を備え、該比較器の比較結果により前記スイッチング回路を時比率制御するよう に構成したから、簡単に且つ確実にスイッチング回路とインバータ本体の周波数 を同期させることができる。そのため、干渉による雑音が発生しないし、電力損 失が増大することもないし、構成が簡単となり、コストも安く、小型化が可能と なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案に係るインバータ装置の一実施例を示す
回路図。

【図２】そのインバータ装置の回路波形図。

【図３】本考案に係るインバータ装置の他の実施例を示
す回路図。

【図４】そのインバータ装置の回路波形図。

【符号の説明】

１０ インバータ本体 １２ スイッチング回路 Ｃ₄ コンデンサ Ｄ₄ ダイオード Ｒ₃ 抵抗 ｔ₁ 抵抗とコンデンサの接続点 Ｕ₁ 比較器 Ｖ_IN 入力電源

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 自励共振型のインバータ本体と、その前
   段に設けた時比率制御によるスイッチング回路を具備
   し、該スイッチング回路によってインバータ本体の出力
   を安定化又は可変制御するインバータ装置において、入
   力電源とグランドとの間に直列接続した抵抗とコンデン
   サと、該抵抗とコンデンサの接続点と前記インバータ本
   体の発振により形成される疑似正弦波の発生部分との間
   に接続したダイオードと、前記コンデンサの充放電によ
   って前記接続点に形成される鋸歯状波を一方の入力と
   し、インバータ本体の出力状態に応じたフィードバック
   信号を他方の入力とする比較器とを備え、該比較器の比
   較結果により前記スイッチング回路を時比率制御するこ
   とを特徴とするインバータ装置。