JPH0670591A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 マイクロコンピュータから出力されるデュー
ティ制御された低周波のＰＷＭ信号を一旦アナログ電圧
信号に変換してモータ駆動用の高周波のＰＷＭ信号を生
成する装置において、モータ駆動の応答性を低下させる
ことなく、アナログ電圧信号のリップルによるモータ駆
動用ＰＷＭ信号の周期的変動を防止する。 【構成】 Ｄ／Ａ変換回路３０において、コンデンサＣ
２を定電流で充電することにより、ＥＣＵ１からの駆動
信号ＳＧ１を、そのデューティ比に比例したピーク値を
持つアナログ電圧信号に変換すると共に、ピークホール
ド回路４０で、このアナログ電圧信号をピークホールド
し、パルス幅変調回路７０において、そのピーク電圧と
鋸歯状波発生回路２０にて生成された鋸歯状波ＶSAW と
に基づきモータ駆動用のＰＷＭ信号を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、マイクロコンピュータ
から出力されるモータの目標回転速度に応じてデューテ
ィ制御された駆動信号を、モータを駆動可能な高周波の
パルス幅変調信号に変換し、その変換したパルス幅変調
信号によりモータを通電駆動するモータ駆動装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来より、例えば車両用内燃機関の燃料
噴射装置に燃料供給を行なう燃料ポンプにおいては、燃
料ポンプの駆動電力の低減，アイドル運転時の騒音低減
等を図るために、内燃機関の運転状態に応じて燃料ポン
プ駆動モータの目標回転速度を求め、この目標回転速度
に応じた所定デューティ比のパルス幅変調信号（以下、
単にＰＷＭ信号という。）を生成し、その生成したＰＷ
Ｍ信号により燃料ポンプ駆動用のモータを通電駆動する
ことにより、燃料ポンプ駆動用のモータの回転速度を制
御するようにしている（例えば特開昭５８−１１７３５
１号）。

【０００３】またこの種の装置では、モータの目標回転
速度を演算するのにマイクロコンピュータが使用される
が、マイクロコンピュータにより生成可能なＰＷＭ信号
は演算速度の関係上１００Ｈｚ前後であるため、マイク
ロコンピュータではモータの速度制御可能な高周波（数
１０ｋＨｚ）のＰＷＭ信号を生成することができない。
このため、従来では、マイクロコンピュータから出力さ
れる低周波（１００Ｈｚ前後）のＰＷＭ信号（駆動信
号）を、Ｄ／Ａ変換回路を用いて一旦アナログの電圧信
号に変換し、その変換したアナログ電圧信号を高周波
（数１０ｋＨｚ）のＰＷＭ信号に変換して、モータを通
電駆動することが考えられている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしＤ／Ａ変換回路
は、マイクロコンピュータからの駆動信号によりコンデ
ンサを所定の時定数で充放電することにより駆動信号を
アナログの電圧信号に変換するため、上記従来装置で
は、Ｄ／Ａ変換回路からのアナログ電圧信号に駆動信号
に対応した１００Ｈｚ前後のリップル成分が重畳され、
モータの駆動に使用するＰＷＭ信号のデューティ比がそ
のリップル成分により周期的に変動してしまい、その変
動により、目標回転速度が一定であってもモータ回転が
変動し、モータからうねり音が発生するといった問題が
あった。

【０００５】また、上記従来装置においては、Ｄ／Ａ変
換回路のコンデンサが満充電状態に近づくと充電電圧の
上昇率が低下するために、マイクロコンピュータからの
駆動信号のデューティ比に忠実なアナログ電圧信号、延
いてはＰＷＭ信号を生成することができなかった。

【０００６】一方こうした問題は、Ｄ／Ａ変換回路にお
いて、駆動信号により充放電を行なうためのコンデンサ
の容量を大きくすれば解決できる。しかしこのようにコ
ンデンサの容量を大きくした場合（即ち充放電回路の時
定数を大きくした場合）には、モータの目標回転速度を
変化させるためにマイクロコンピュータからの駆動信号
のデューティ比が変化しても、Ｄ／Ａ変換回路から出力
されるアナログ電圧信号がなかなか変化しないことか
ら、モータ回転速度の応答性が悪くなってしまい、例え
ば、アイドル回転数から急加速するような場合に燃料供
給量が不足してしまうといった大きな問題があった。

【０００７】このため燃料ポンプ用のモータ駆動装置
等、応答性を要求されるモータ駆動装置においては、こ
うした対策を適用できず、現状では、モータ回転速度の
安定化と応答性の向上といった両者の要求を充分満足さ
せる回路は得られず、その両者の要求のバランスをとり
つつ適宜設計するしかなかった。

【０００８】本発明はこうした問題に鑑みなされたもの
で、上記のようにマイクロコンピュータから出力される
デューティ制御された駆動信号を一旦アナログ電圧信号
に変換して高周波のＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信
号によりモータを通電駆動する装置において、モータ駆
動の応答性を低下させることなく、ＰＷＭ信号の周期的
変動を抑制すると共に、マイクロコンピュータから出力
される駆動信号に忠実にモータを通電駆動できるように
することを目的としてなされた。

【０００９】

【課題を解決するための手段】即ち上記目的を達成する
ためになされた請求項１に記載の発明は、モータの目標
回転速度に応じてデューティ制御されたマイクロコンピ
ュータからの駆動信号によりコンデンサを充放電して、
該駆動信号のデューティ比に応じたアナログ電圧信号を
生成するＤ／Ａ変換回路と、該Ｄ／Ａ変換回路が上記コ
ンデンサを充電する際に、この充電電流を一定にする定
電流充電回路と、上記Ｄ／Ａ変換回路から出力されたア
ナログ電圧信号のピーク電圧を保持するピークホールド
回路と、該ピークホールド回路にて保持されたピーク電
圧を、少なくとも上記マイクロコンピュータから出力さ
れる駆動信号より短い周期でパルス幅変調するパルス幅
変調回路と、該パルス幅変調回路から出力されるパルス
幅変調信号によりモータを通電駆動する駆動回路と、を
備えたことを特徴とするモータ駆動装置を要旨としてい
る。

【００１０】また請求項２に記載の発明は、請求項１に
記載のモータ駆動装置において、上記マイクロコンピュ
ータからの駆動信号の周期を検出する周期検出回路と、
該周期検出回路が検出した駆動信号の周期の変化に反比
例して、上記定電流充電回路が制御する充電電流を変化
させる電流値調整回路と、を設けたことを特徴とするモ
ータ駆動装置を要旨としている。

【００１１】

【作用】上記のように構成された請求項１に記載のモー
タ駆動装置においては、Ｄ／Ａ変換回路が、マイクロコ
ンピュータから出力されるデューティ制御された駆動信
号によりコンデンサを充放電することにより、駆動信号
のデューティ比に応じたアナログ電圧信号を生成する。
ここで、Ｄ／Ａ変換回路が上記コンデンサを充電する際
に、定電流充電回路が、その充電電流を一定にするた
め、Ｄ／Ａ変換回路が生成するこのアナログ電圧信号の
ピーク値は、駆動信号のデューティ比に比例したものと
なる。すると、ピークホールド回路が、Ｄ／Ａ変換回路
から出力されたアナログ電圧信号のピーク電圧を保持す
る。そして、パルス幅変調回路が、ピークホールド回路
にて保持されたピーク電圧を、少なくともマイクロコン
ピュータから出力される駆動信号より短い周期でパルス
幅変調し、駆動回路が、そのパルス幅変調信号によりモ
ータを通電駆動する。

【００１２】このため請求項１に記載のモータ駆動装置
では、リップル成分を全く含まず、マイクロコンピュー
タから出力される駆動信号のデューティ比に比例した電
圧信号により、モータを通電駆動するパルス幅変調信号
が生成される。よって、マイクロコンピュータからの駆
動信号の変化に対して応答性よく、かつ、そのデューテ
ィ比に忠実にモータ装置を駆動することができる。

【００１３】また、請求項２に記載のモータ駆動装置に
おいては、周期検出回路が、マイクロコンピュータから
の駆動信号の周期を検出し、電流値調整回路が、この周
期検出回路が検出した駆動信号の周期の変化に反比例し
て、上記定電流充電回路が制御する充電電流を変化させ
る。

【００１４】これは、マイクロコンピュータからの駆動
信号の周期が、電源電圧や温度の変化、または、マイク
ロコンピュータ自身のバラツキや仕様変更等により変化
した場合にでも、Ｄ／Ａ変換回路から出力されるアナロ
グ電圧信号のピーク電圧を駆動信号のデューティ比に応
じた値に制御するためである。

【００１５】即ち、請求項１に記載のモータ駆動装置に
おいては、例えば、マイクロコンピュータからの駆動信
号のデューティ比は変わらず、その周期だけが半分にな
った場合に、Ｄ／Ａ変換回路のコンデンサを充電する定
電流値は変化しないので、Ｄ／Ａ変換回路から出力され
るアナログ電圧信号のピーク電圧が半分になってしま
う。そこで、請求項２に記載のモータ駆動装置において
は、更に周期検出回路と、電流値調整回路とを設け、駆
動信号の周期の変化に反比例して、上記定電流充電回路
が制御するＤ／Ａ変換回路のコンデンサの充電電流を変
化させている。よって、上記例の場合には、駆動信号の
周期が半分になってもＤ／Ａ変換回路のコンデンサを充
電する定電流値が倍になるため、Ｄ／Ａ変換回路から出
力されるアナログ電圧信号のピーク電圧は依然変化しな
くなる。

【００１６】このため請求項２に記載のモータ駆動装置
は、請求項１に記載のモータ駆動装置と同様に、マイク
ロコンピュータからの駆動信号の変化に対して応答性よ
く、かつ、そのデューティ比に忠実にモータ装置を駆動
することができるだけでなく、この駆動信号の周期に影
響を受けず、そのデューティ比にのみ依存したＤ／Ａ変
換、延いては、モータ駆動出力を行なうことができ、マ
イクロコンピュータ自身のバラツキや仕様変更等にも特
別の配慮をすることなく使用することができる。

【００１７】

【実施例】以下に本発明の実施例を図面と共に説明す
る。まず図２は本発明が適用された第１実施例の燃料ポ
ンプ駆動用のモータ装置Ｍを制御する制御装置の構成を
表すブロック図である。

【００１８】図２に示す如く、マイクロコンピュータか
らなる電子制御装置（以下、単にＥＣＵという。）１の
入力側には、図示しないスロットルバルブの開度を検出
するスロットルセンサ２、内燃機関の冷却水温を検出す
る水温センサ３、内燃機関の回転数を検出する回転数セ
ンサ４等の内燃機関の運転状態を検出する各種センサが
接続され、出力側には、モータ装置Ｍを駆動するための
モータ駆動装置５が接続されている。

【００１９】ＥＣＵ１は、スロットルセンサ２の検出信
号に基づいてエンジン必要燃料に応じた回転速度にてモ
ータ装置Ｍを駆動させるべく、その目標回転速度に応じ
てデューティ比を制御した図３（ａ）に示す低周波（１
００Ｈｚ）の駆動信号ＳＧ１を出力するように構成され
ている。またＥＣＵ１は、水温センサ３、回転数センサ
４等からの検出信号に基づき、内燃機関の運転状態に応
じた燃料噴射量，点火時期等を演算し、その演算結果に
応じて、図示しない燃料噴射弁やイグナイタを駆動制御
する。尚図３は、ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ１のデュ
ーティ比が、２５％から７５％へ途中で変化した場合の
モータ駆動装置５の動作を表すタイムチャートである。

【００２０】モータ駆動装置５は、ＥＣＵ１から出力さ
れたモータ装置Ｍの駆動信号ＳＧ１を、モータ装置Ｍの
回転速度制御を実行可能な図３（ｄ）に例示する高周波
（２０ｋＨｚ）のＰＷＭ信号に変換し、そのＰＷＭ信号
によりモータ装置Ｍの平均駆動電圧をバッテリＢの出力
電圧ＶB 以下の所定電圧に制御するものである。

【００２１】即ち、本実施例のモータ駆動装置５は、図
１に示す如く、ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ１を波形成
形する入力回路１０と、所定周波数（２０ｋＨｚ）の鋸
歯状波（本実施例では三角波）を発生する鋸歯状波発生
回路２０と、入力回路１０の出力をアナログの電圧に変
換するＤ／Ａ変換回路３０と、このＤ／Ａ変換回路３０
からのアナログ電圧信号をピークホールドをするピーク
ホールド回路４０と、ピークホールド回路４０からの電
圧出力信号レベルとＤ／Ａ変換回路３０の中の後述する
第２の所定電圧レベルとを大小比較し、ピークホールド
回路４０からの電圧出力信号のレベルが大きい時にＨig
h レベル出力を発生するＨigh レベル検出回路５０と、
ピークホールド回路４０からの電圧出力信号レベルとＤ
／Ａ変換回路３０の中の後述する第３の所定電圧レベル
とを大小比較し、ピークホールド回路４０からの電圧出
力信号のレベルが小さい時にＬowレベル出力を発生する
Ｌowレベル検出回路６０と、ピークホールド回路４０か
らの電圧出力信号レベルとモータ装置Ｍへの出力電圧レ
ベルが等しくなるような制御出力を生成し、この制御出
力と鋸歯状波発生回路２０からの鋸歯状波のレベルとを
大小比較して、制御出力のレベルが小さいときにＨigh
レベルとなるＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調回路７
０と、バッテリＢの出力電圧ＶB から所定の定電圧ＶD
を生成して上記各部へ電源供給を行う定電圧回路８０
と、モータ装置ＭにバッテリＢを接続してモータ装置Ｍ
を通電駆動するためのスイッチング用のＭＯＳパワート
ランジスタＦＥＴと、ＭＯＳパワートランジスタＦＥＴ
のＯＮ時にエネルギーを蓄積するためのインダクタンス
Ｌと、平滑用の電解コンデンサＣ５と、ＭＯＳパワート
ランジスタＦＥＴのＯＮ・ＯＦＦに伴う平均電圧を検出
するための分割抵抗器ＲA，ＲB と、ＭＯＳパワートラ
ンジスタＦＥＴのＯＦＦ時にモータ装置Ｍに電流を流し
続けるためのフライホイールダイオードＤ２と、パルス
幅変調回路７０から出力されるＰＷＭ信号によりＭＯＳ
パワートランジスタＦＥＴをＯＮ，ＯＦＦさせる駆動回
路９０と、から構成されている。

【００２２】ここでまず入力回路１０は、抵抗器Ｒ１〜
Ｒ９と、ＮＰＮ型のトランジスタＴＲ１〜ＴＲ４とによ
り構成されいる。そして、ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ
１がＨigh レベルのとき、トランジスタＴＲ１がＯＮ
し、続いてトランジスタＴＲ３がＯＦＦし、トランジス
タＴＲ４がＯＮする。また、ＥＣＵ１からの駆動信号Ｓ
Ｇ１がＬowレベルのとき、トランジスタＴＲ１がＯＦＦ
し、続いてトランジスタＴＲ３がＯＮし、トランジスタ
ＴＲ４がＯＦＦする。ここで、トランジスタＴＲ１がＯ
Ｎすると、トランジスタＴＲ２はＯＦＦするため、トラ
ンジスタＴＲ１がよりＯＮしやすくなる。同様に、トラ
ンジスタＴＲ１がＯＦＦすると、トランジスタＴＲ２は
ＯＮするため、トランジスタＴＲ１がよりＯＦＦしやす
くなる。このようにして入力回路１０は、トランジスタ
ＴＲ４のコレクタに駆動信号ＳＧ１を反転して波形成形
した信号を発生させる。

【００２３】次に鋸歯状波発生回路２０は、ＰＮＰ型の
トランジスタＴＲ５〜ＴＲ７と、ＮＰＮ型のトランジス
タＴＲ８〜ＴＲ１３と、抵抗器Ｒ１０〜Ｒ１８と、コン
デンサＣ１と、演算増幅器からなる比較器ＯＰ１とから
構成されている。そしてトランジスタＴＲ５〜ＴＲ７と
抵抗器Ｒ１０とにより第１のカレントミラー回路が、ま
たトランジスタＴＲ８，ＴＲ９により第２のカレントミ
ラー回路が構成されている。

【００２４】このように構成された鋸歯状波発生回路２
０において、はじめトランジスタＴＲ１２がＯＦＦされ
ており、抵抗器Ｒ１２とＲ１３により電源電圧ＶD を分
圧した第１の基準電圧Ｖ１に対してコンデンサＣ１の充
電電圧が低い場合には、比較器ＯＰ１の出力がＨigh レ
ベルとなり、トランジスタＴＲ１３がＯＮ状態となっ
て、トランジスタＴＲ１１がＯＦＦし、トランジスタＴ
Ｒ１０がＯＮする。このため、第２のカレントミラー回
路は動作せず、トランジスタＴＲ８はＯＦＦしたままで
あるため、コンデンサＣ１へは第１のカレントミラー回
路のトランジスタＴＲ６より充電が行われて、電圧が上
昇する。

【００２５】そしてこのコンデンサＣ１の充電電圧が抵
抗器Ｒ１２とＲ１３とによって決まる第１の基準電圧Ｖ
１に到達すると、比較器ＯＰ１の出力が反転し、トラン
ジスタＴＲ１３がＯＦＦ状態となり、トランジスタＴＲ
１２がＯＮし、比較器ＯＰ１の比較電圧（第１の基準電
圧）を下げる（第２の基準電圧となる）と共に、トラン
ジスタＴＲ１１がＯＮ、トランジスタＴＲ１０がＯＦＦ
して、第２のカレントミラー回路が動作し、コンデンサ
Ｃ１の充電電荷を放電する。尚第２のカレントミラー回
路において、トランジスタＴＲ８のコレクタには第１の
カレントミラー回路のトランジスタＴＲ６のコレクタに
流れる電流の２倍の電流が流れるため、結果的にコンデ
ンサＣ１の充電電荷は、充電時の電流と同じ電流にて放
電させることとなる。

【００２６】またこの放電は、コンデンサＣ１の電圧が
トランジスタＴＲ１２がＯＮすることで抵抗器Ｒ１２と
抵抗器Ｒ１３，Ｒ１４によって決まる比較器ＯＰ１の第
２の基準電圧になるまで続き、この放電が第２の基準電
圧に到達した時点で、比較器ＯＰ１の出力が反転して、
比較器ＯＰ１の比較電圧（第２の基準電圧）が上昇する
（第１の基準電圧となる）と共に、コンデンサＣ１への
充電が再び開始される。このため、コンデンサＣ１の端
子電圧は、第１の基準電圧Ｖ１を最大値として作動し、
図３において（ｃ）に示すような所定の周波数（本実施
例では２０ｋＨｚ）の三角波ＶSAW となる。

【００２７】次にＤ／Ａ変換回路３０は、抵抗器Ｒ１９
〜Ｒ２８，Ｒ４１と、ＰＮＰ型のトランジスタＴＲ１
４，ＴＲ１６，ＴＲ１８，ＴＲ１９と，ＮＰＮ型のトラ
ンジスタＴＲ１５，ＴＲ１７，ＴＲ２０と、コンデンサ
Ｃ２とから構成されている。このＤ／Ａ変換回路３０に
おいては、抵抗器Ｒ１９と抵抗器Ｒ２０〜Ｒ２３とによ
り電源電圧ＶD を分圧した第１の所定電圧ＶD/A が、ト
ランジスタＴＲ１４，ＴＲ１７と抵抗器Ｒ４１，Ｒ２６
とにより構成されたエミッタフォロア回路により、トラ
ンジスタＴＲ１７のエミッタに現れ、トランジスタＴＲ
１８，ＴＲ１９と抵抗器Ｒ２７とにより構成されたカレ
ントミラー回路の電源となる。

【００２８】ここで、カレントミラー回路は、入力回路
１０からの出力（ここではトランジスタＴＲ４のコレク
タに発生した信号）によりＯＮ・ＯＦＦされるトランジ
スタＴＲ２０がＯＦＦすることにより、トランジスタＴ
Ｒ１９より一定電流でコンデンサＣ２を充電する。即
ち、トランジスタＴＲ１４，ＴＲ１７と抵抗器Ｒ４１，
Ｒ２６とにより構成されたエミッタフォロア回路と、ト
ランジスタＴＲ１８，ＴＲ１９と抵抗器Ｒ２７とにより
構成されたカレントミラー回路とが、定電流充電回路３
０ａとして機能している。

【００２９】尚、コンデンサＣ２に充電する電流は、抵
抗器Ｒ２７により決まる定電流Ｉｃである為、コンデン
サＣ２の充電電圧ＶC2は、ＶC2＝（Ｉｃ／Ｃ２）X Ｔ
（Ｔ：時間）となり、この充電電圧ＶC2は時間Ｔ（本実
施例では駆動信号ＳＧ１のＨigh 時間）に比例した電圧
となる。またトランジスタＴＲ２０がＯＮ状態になる
と、コンデンサＣ２の充電電荷は抵抗器Ｒ２８を介して
瞬時に放電される。

【００３０】また、Ｄ／Ａ変換回路３０においては、抵
抗器Ｒ１９〜Ｒ２２と抵抗器Ｒ２３とにより電源電圧Ｖ
D を分圧した第４の所定電圧ＶS が、トランジスタＴＲ
１５，ＴＲ１６と抵抗器Ｒ２４とＲ２５とにより構成さ
れたエミッタフォロア回路により、トランジスタＴＲ２
０のエミッタに現れる。このため、コンデンサＣ２の放
電が行われても、その端子電圧は、第４の所定電圧ＶS
を下回ることはない。

【００３１】従って、コンデンサＣ２の端子電圧、即ち
Ｄ／Ａ変換回路３０の出力電圧ＶLPは、トランジスタＴ
Ｒ１７のエミッタ電圧、つまり第１の所定電圧ＶD/A か
ら、この第４の所定電圧ＶS を差し引いた電圧（ＶD/A
−ＶS ）をダイナミックレンジとする、駆動信号ＳＧ１
のデューティ比に比例した電圧レベルとなる。

【００３２】そしてＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ１のデ
ューティ比が、例えば２５％から７５％に変わった場合
には、Ｄ／Ａ変換回路３０の出力電圧ＶLPのピーク値
は、図３（ｂ）の実線に示す如く、駆動信号ＳＧ１のデ
ューティ比に比例した（ＶD/A−ＶS ）X ２５％の電圧
レベルから、（ＶD/A −ＶS ）X ７５％の電圧レベルへ
変化する波形となる。

【００３３】次に、ピークホールド回路４０は、演算増
幅器ＯＰ７と、抵抗器Ｒ２９と、コンデンサＣ３と、ダ
イオードＤ１とから構成されている。このピークホール
ド回路４０においては、Ｄ／Ａ変換回路の出力電圧ＶLP
を、演算増幅器ＯＰ７でインピーダンス変換して、その
出力によりダイオードＤ１を介してコンデンサＣ３を充
電することにより、図３（ｂ）の鎖線に示すように、Ｄ
／Ａ変換回路の出力電圧ＶLPのピーク電圧をホールドし
たピークホールド電圧ＶP を出力する。

【００３４】次に、パルス幅変調回路７０は、抵抗器Ｒ
３１〜Ｒ３４と、コンデンサＣ４と、演算増幅器ＯＰ
４，ＯＰ５と、演算増幅器からなる比較器ＯＰ６とから
構成されており、駆動回路９０は、抵抗器Ｒ３６〜Ｒ４
０と、バッテリＢの出力電圧ＶB をＭＯＳパワートラン
ジスタＦＥＴを駆動可能な電圧に昇圧する昇圧回路９１
と、ＮＰＮ型のトランジスタＴＲ２２〜ＴＲ２４，ＴＲ
２６〜ＴＲ２８と、ＰＮＰ型のトランジスタＴＲ２５と
から構成されている。

【００３５】以下に、このパルス幅変調回路７０及び駆
動回路９０と、上述のＭＯＳパワートランジスタＦＥ
Ｔ，インダクタンスＬ，電解コンデンサＣ５，出力電圧
検出用の分割抵抗器ＲA ，ＲB ，及びフライホイールダ
イオードＤ２からなる当該モータ駆動装置の出力段の動
作についてまとめて説明する。

【００３６】まず、ＭＯＳパワートランジスタＦＥＴ
は、後述するパルス幅変調回路７０の出力に基づきパル
ス幅変調制御されて高周波（２０ｋＨｚ）でＯＮ・ＯＦ
Ｆされる。このＭＯＳパワートランジスタＦＥＴのソー
ス電圧は、分割抵抗器ＲA ，ＲB により分圧され、この
電圧により、パルス幅変調回路７０内のコンデンサＣ４
が抵抗器３３を介して充電される。このため、パルス幅
変調回路７０のコンデンサＣ４の端子電圧ＶC は、ＭＯ
ＳパワートランジスタＦＥＴのソース電圧をインダクタ
ンスＬと電解コンデンサＣ５とにより平滑したモータ装
置Ｍへの出力電圧ＶO を抵抗器ＲA ，ＲB で分圧した電
圧に等しくなる。つまり、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖ
C は、［ＶO X ＲB ／（ＲA ＋ＲB ）］となる。

【００３７】パルス幅変調回路７０においては、このコ
ンデンサＣ４の端子電圧ＶC を演算増幅器ＯＰ５でイン
ピーダンス変換し、更に抵抗器Ｒ３１を介して、別の演
算増幅器ＯＰ４の非反転入力とする。また、先に説明し
たピークホールド回路４０の出力電圧ＶP を、同じ演算
増幅器ＯＰ４の反転入力とする。このため演算増幅器Ｏ
Ｐ４の出力には、コンデンサＣ４の端子電圧ＶC からピ
ークホールド回路４０の出力電圧ＶP を差し引いた電圧
を増幅した制御電圧Ｖref が出力される。そして、この
制御電圧Ｖref と鋸歯状波発生回路２０にて生成された
高周波の三角波ＶSAW とを比較器ＯＰ６で大小比較する
ことにより、比較器ＯＰ６からパルス幅変調されたＰＷ
Ｍ信号を出力させる。

【００３８】次に、駆動回路９０においては、このパル
ス幅変調回路７０から出力されるＰＷＭ信号がＨigh レ
ベルであるか、または後述するＨigh レベル検出回路５
０の出力がＨigh レベルであると、トランジスタＴＲ２
４がＯＦＦし、トランジスタＴＲ２７，ＴＲ２８がＯＮ
してＭＯＳパワートランジスタＦＥＴのゲートに電圧を
印可し、ＭＯＳパワートランジスタＦＥＴをＯＮさせ
る。

【００３９】ここで、バッテリＢの電源電圧ＶB が上昇
すると、ＭＯＳパワートランジスタＦＥＴのソース電圧
が上昇し、出力電圧ＶO も上昇する。すると、コンデン
サＣ４の端子電圧ＶC が上昇し、演算増幅器ＯＰ５の出
力も上昇する。このため、演算増幅器ＯＰ４の出力Ｖre
f が上昇し、比較器ＯＰ６が出力するＰＷＭ信号のＨig
h レベルのデューティ比が減少するため出力電圧ＶO が
減少する。つまり本実施例では、出力電圧ＶO を分割抵
抗器ＲA ，ＲB により検出し、パルス幅変調回路７０に
て、この出力電圧ＶO がピークホールド回路４０からの
出力電圧ＶP に対応した値となるようにフィードバック
制御していることになる。

【００４０】従って図３に示すように、駆動信号ＳＧ１
のデューティ比が２５％から７５％に変化した場合に
は、図３（ｂ）の実線に示すようにＤ／Ａ変換回路３０
の出力電圧ＶLPは、駆動信号ＳＧ１のデューティ比の比
例して上昇し、図３（ｂ）の鎖線に示すようにピークホ
ールド回路４０の出力電圧ＶP もそれに応じて上昇す
る。すると、図３（ｃ）の鎖線に示すように、演算増幅
回路ＯＰ４の出力Ｖref は減少するためパルス幅変調回
路７０の比較器ＯＰ６の出力（即ちＰＷＭ信号）のデュ
ーティ比は、図３（ｄ）に示すように増加し、この結
果、出力電圧ＶO が増加する。尚、駆動信号ＳＧ１のデ
ューティ比が変化した場合における、ＰＷＭ信号の応答
性は、駆動信号ＳＧ１の１周期分となる。

【００４１】次に、Ｈigh レベル検出回路５０とＬowレ
ベル検出回路６０について説明する。Ｈigh レベル検出
回路５０は、演算増幅器よりなる比較器ＯＰ２と、抵抗
器Ｒ３０とにより構成され、Ｌowレベル検出回路６０は
演算増幅器よりなる比較器ＯＰ３により構成されてい
る。

【００４２】Ｈigh レベル検出回路５０は、駆動信号Ｓ
Ｇ１のデューティ比が１００％に近づくと、ピークホー
ルド回路４０の出力電圧ＶP が、Ｄ／Ａ変換回路３０の
抵抗器Ｒ１９と抵抗器Ｒ２０〜Ｒ２３とにより分圧され
た第１の所定電圧ＶD/A に近づくため、比較器ＯＰ２に
より、この第１の所定電圧ＶD/A よりもわずかに低い、
Ｄ／Ａ変換回路３０の抵抗器Ｒ１９，Ｒ２０と抵抗器Ｒ
２１〜Ｒ２３とにより分圧された第２の所定電圧と、ピ
ークホールド回路４０の出力電圧ＶPとを比較し、出力
電圧ＶP がこの第２の所定電圧を越えると、比較器ＯＰ
２からＨigh レベルの信号を出力することにより、駆動
回路９０のトランジスタＴＲ２３をＯＮして、ＭＯＳパ
ワートランジスタＦＥＴをＯＮしっぱなしにする。

【００４３】また、Ｌowレベル検出回路６０は、駆動信
号ＳＧ１のデューティ比が０％に近づくと、ピークホー
ルド回路４０の出力電圧ＶP が、Ｄ／Ａ変換回路３０の
抵抗器Ｒ１９〜Ｒ２２と抵抗器Ｒ２３とにより分圧され
た第４の所定電圧ＶS に近づくため、比較器ＯＰ３によ
り、この第４の所定電圧ＶS よりもわずかに高い、Ｄ／
Ａ変換回路３０の抵抗器Ｒ１９〜Ｒ２１と抵抗器Ｒ２
２，Ｒ２３とにより分圧された第３の所定電圧と、ピー
クホールド回路４０の出力電圧ＶP とを比較し、出力電
圧ＶP がこの第３の所定電圧を下回ると、比較器ＯＰ３
からＬowレベルの信号を出力することにより、駆動回路
９０のトランジスタＴＲ２２をＯＦＦして、ＭＯＳパワ
ートランジスタＦＥＴをＯＦＦしっぱなしにする。

【００４４】この結果、本実施例のモータ駆動装置５に
おいては、図４に示す如く、駆動信号ＳＧ１のデューテ
ィ比が１００％に近づくと、バッテリ電圧ＶB に応じた
最大の出力電圧ＶOmaxがモータ装置Ｍに供給され、逆
に、駆動信号ＳＧ１のデューティ比が０％に近づくと、
出力電圧ＶO がゼロになって、モータ装置Ｍへの電源供
給が阻止されることになる。

【００４５】尚、定電圧回路８０は、抵抗器Ｒ３５と、
ＮＰＮ型のトランジスタＴＲ２１と、ツェナーダイオー
ドＺＤとから構成された周知の定電圧回路であり、ツェ
ナーダイオードＺＤの降伏電圧とトランジスタＴＲ２１
のベース〜エミッタ間電圧にて決定される定電圧ＶD
を、入力回路１０、鋸歯状波発生回路２０、Ｄ／Ａ変換
回路３０等の電源電圧として供給する。

【００４６】以上説明したように、本実施例では、Ｄ／
Ａ変換回路３０内のトランジスタＴＲ１４，ＴＲ１７〜
ＴＲ１９と抵抗器Ｒ２６，Ｒ２７，Ｒ４１とにより構成
された定電流充電回路３０ａにより、Ｄ／Ａ変換回路３
０がコンデンサＣ２を充電する際の充電電流を一定にす
るので、Ｄ／Ａ変換回路３０から出力されるアナログ電
圧信号ＶLPのピーク値が、ＥＣＵ１から出力される駆動
信号ＳＧ１のデューティ比に比例したものとなる。そし
て、ピークホールド回路４０により，このアナログ電圧
信号ＶLPのピーク電圧をホールドし、パルス幅変調回路
７０により、このピークホールドした電圧ＶP に基づき
モータ装置Ｍを駆動するためのＰＷＭ信号を生成するよ
うにしている。

【００４７】このため、パルス幅変調回路７０に入力さ
れるピークホールドされた電圧ＶPには、リップル成分
が全く存在しないため、従来装置のようにリップル成分
に影響されることなく、モータ装置Ｍを駆動することが
できる。また、Ｄ／Ａ変換回路３０から出力されるアナ
ログ電圧信号ＶLPのピーク値が、ＥＣＵ１から出力され
る駆動信号ＳＧ１のデューティ比に比例したものとなる
ことから、この駆動信号ＳＧ１のデューティ比に忠実
に、ＰＷＭ信号を生成してモータ装置Ｍを駆動すること
ができる。

【００４８】従って、本実施例のモータ駆動装置５によ
れば、従来装置のように、モータ装置Ｍの回転の変動や
うねり音の原因となるリップル成分を抑えるためにＥＣ
Ｕ１から出力される駆動信号ＳＧ１に対する応答性を犠
牲にするようなことはなく、この駆動信号ＳＧ１の変化
に対して応答性よく、かつ忠実にモータ装置Ｍを駆動す
ることが可能となる。

【００４９】ここで、電源電圧や温度の変化等によって
ＥＣＵ１側の駆動信号ＳＧ１の周期が変化してしまうよ
うな特殊な場合について考えると、上記第１実施例にお
いては、図１に示すＤ／Ａ変換回路３０のコンデンサＣ
２に充電する定電流Ｉｃは抵抗器Ｒ２７で決まる固定値
であるため、ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ１の周期が変
化した場合には、そのデューティ比が同じであってもＤ
／Ａ変換された電圧ＶLPのピーク値が変化する。その結
果、モータ駆動装置５が出力するＰＷＭ信号が変化する
ことになる。

【００５０】そこで次に、第２実施例として、駆動信号
ＳＧ１の周期を検出し、この周期に応じた一定電流でＤ
／Ａ変換回路のコンデンサＣ２に充電する機能を持たせ
ることにより、駆動信号ＳＧ１の周期に関係なく、その
デューティ比のみに依存するＤ／Ａ変換が可能なモータ
駆動装置５について図５〜図７を用いて説明する。

【００５１】尚、図５に示す第２実施例のモータ駆動装
置５において、入力回路１０及び２点鎖線で示す回路部
分Ａは、図１に示した第１実施例の入力回路１０及び２
点鎖線で示した回路部分Ａ（鋸歯状波発生回路２０，ピ
ークホールド回路４０，Ｈigh レベル検出回路５０，Ｌ
owレベル検出回路 ６０，パルス幅変調回路７０，定電
圧回路８０，及び，駆動回路９０）と全く同じ回路構成
及び接続を表わす。

【００５２】そして、図１に示した上記第１実施例のモ
ータ駆動装置５と構成上異なる主な点は、下記の（１）
〜（３）の点である。 （１）ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ１の周期を検出する
周期検出回路１１０と、駆動信号ＳＧ１の１周期経過毎
のコンデンサＣ１０の充電電圧が目標値となっているか
否かを判定するためのタイミングを作る判定区間作成回
路１２０と、駆動信号ＳＧ１の周期を電圧に変換するＦ
／Ｖ変換回路１３０と、Ｆ／Ｖ変換回路１３０の出力電
圧に応じた定電流でコンデンサＣ２，Ｃ１０を充電する
定電流充電回路１４０と、コンデンサＣ１０充電電圧が
目標値となるようにＦ／Ｖ変換回路１３０及び定電流充
電回路１４０を判定区間作成回路１２０が出力するタイ
ミング信号に従って制御する目標値制御回路１５０と、
を追加させていること。

【００５３】尚、本実施例のモータ駆動装置５では、こ
のように追加した判定区間作成回路１２０、Ｆ／Ｖ変換
回路１３０、及び、目標値制御回路１５０が、請求項２
に記載のモータ駆動装置における電流値調整回路として
機能する。 （２）定電流充電回路１４０を独立で設けたことから、
Ｄ／Ａ変換回路１００においては、コンデンサＣ２に充
電する定電流源がこの回路内からではなく、定電流充電
回路１４０から供給される。よって、Ｄ／Ａ変換回路１
００は、第１実施例のＤ／Ａ変換回路３０に対して、ト
ランジスタＴＲ１４，ＴＲ１７〜ＴＲ１９、抵抗器Ｒ２
６，Ｒ２７，Ｒ４１に相当する部品を削除すると共に、
抵抗器Ｒ１９，Ｒ２０に相当する抵抗器を一つにまとめ
た（Ｒ６２）構成となっていること。

【００５４】（３）入力回路１０において、トランジス
タＴＲ３のコレクタから、ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ
１の非反転信号を取り出していること。 そこで、上記以外の部分については上記第１実施例と略
同様であるので、詳細な説明は省略し、動作の上で第１
実施例と異なる点についてのみ詳しく説明する。

【００５５】まず、判定区間作成回路１２０は、抵抗器
Ｒ５０〜Ｒ５４，Ｒ５９〜Ｒ６１と、ＮＰＮ型のトラン
ジスタＴＲ３０，ＴＲ３３，ＴＲ３４と、コンデンサＣ
６と、演算増幅器からなる比較器ＯＰ８とにより構成さ
れている。この判定区間作成回路１２０においては、抵
抗器Ｒ５０〜Ｒ５３と、コンデンサＣ６と、比較器ＯＰ
８と、トランジスタＴＲ３０と、により遅延回路が構成
され、入力回路１０のトランジスタＴＲ３から出力され
る駆動信号ＳＧ１の非反転信号をこの遅延回路（比較器
ＯＰ８の反転入力端子）に入力することにより、トラン
ジスタＴＲ３０のコレクタから、駆動信号ＳＧ１を数１
００μsec.だけ遅延させた非反転遅延信号を出力させ
る。そして、この非反転遅延信号と入力回路１０のトラ
ンジスタＴＲ４が出力する駆動信号ＳＧ１の反転信号と
をトランジスタＴＲ３３とＴＲ３４とからなるＮＯＲ回
路に入力することにより、トランジスタＴＲ３３，ＴＲ
３４のコレクタから駆動信号ＳＧ１の立ち上がりに同期
した、数１００μsec.のパルス幅を持つ判定区間信号Ｓ
ｊを出力し、判定許可のタイミングを目標値制御回路１
５０に与える。

【００５６】次に、周期検出回路１１０は、抵抗器Ｒ５
５〜Ｒ５８と、コンデンサＣ７と、ＮＰＮ型のトランジ
スタＴＲ３１，ＴＲ３２と、により構成されている。こ
の周期検出回路１１０においては、判定区間作成回路１
２０のトランジスタＴＲ３０のコレクタから出力される
駆動信号ＳＧ１の非反転遅延信号を、コンデンサＣ７と
抵抗器Ｒ５５からなる微分回路により微分し、この微分
した信号をトランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２からなるバ
ッファへ出力する。そして、トランジスタＴＲ３２のコ
レクタから、トランジスタＴＲ３０のコレクタから出力
される駆動信号ＳＧ１の非反転遅延信号の立ち上がり時
に数１００μsec.のパルス幅を持つ１周期検出信号ＶT
を出力する。

【００５７】即ち、図６（ａ）〜（ｃ）に示すように、
駆動信号ＳＧ１が立ち上がると、まず、判定区間作成回
路１２０から数１００μsec.のパルス幅を持つ判定区間
信号Ｓｊが出力され、この判定区間信号Ｓｊが立ち下が
ると同時に、この周期検出回路１１０から数１００μse
c.のパルス幅を持つ１周期検出信号ＶT が出力される。

【００５８】次に、Ｆ／Ｖ変換回路１３０は、抵抗器Ｒ
７０〜Ｒ７３と、コンデンサＣ９と、ＮＰＮ型のトラン
ジスタＴＲ３８〜ＴＲ４１，ＴＲ４４，ＴＲ４７と、Ｐ
ＮＰ型のトランジスタＴＲ４２，ＴＲ４３，ＴＲ４５，
ＴＲ４６，ＴＲ４８，ＴＲ４９と、ダイオードＤ３と、
により構成されている。

【００５９】このＦ／Ｖ変換回路１３０においては、ト
ランジスタＴＲ３８，ＴＲ３９によりカレントミラー回
路が構成され、後述する目標値制御回路１５０からの第
２の制御信号によりトランジスタＴＲ４０がＯＦＦした
とき、コンデンサＣ９の充電電荷を定電流で放電させ
る。そして、コンデンサＣ９は、後述する目標値制御回
路１５０からの第１の制御信号によりトランジスタＴＲ
４１がＯＦＦすると、ダイオードＤ３を介して、後述す
る定電流充電回路１４０から供給される定電流で充電さ
れる。尚、図６に示す通常動作時には、目標値制御回路
１５０からの各制御信号は出力されないためにトランジ
スタＴＲ４０，ＴＲ４１はＯＮしている。

【００６０】また、トランジスタＴＲ４２〜ＴＲ４９
と、抵抗器Ｒ７３とによりコンパレータが構成されてお
り、トランジスタＴＲ４２のベースが非反転入力、トラ
ンジスタＴＲ４６のベースが反転入力となっている。そ
して、この非反転入力側にコンデンサＣ９が接続されて
おり、後述する定電流充電回路１４０が、このコンデン
サＣ９の端子電圧ＶF/V に応じた定電流を出力できるよ
うになっている。

【００６１】次に、定電流充電回路１４０は、抵抗器Ｒ
７４〜Ｒ７９と、コンデンサＣ１０と、ＮＰＮ型のトラ
ンジスタＴＲ５０，ＴＲ５３〜ＴＲ５７と、ＰＮＰ型の
トランジスタＴＲ５１，ＴＲ５２，ＴＲ５８，ＴＲ５９
と、ダイオードＤ４，Ｄ５と、により構成されている。

【００６２】この定電流充電回路１４０においては、ト
ランジスタＴＲ５１，ＴＲ５２によりカレントミラー回
路が構成されており、この回路のカレントミラー電流Ｉ
CMが抵抗器Ｒ７４を流れたときに発生する電位ＶR が、
上述のＦ／Ｖ変換回路１３０のトランジスタＴＲ４２〜
ＴＲ４９と、抵抗器Ｒ７３とにより構成されたコンパレ
ータによって、コンデンサＣ９の端子電位ＶF/V と比較
される。そして、抵抗器Ｒ７４の電位ＶR がコンデンサ
Ｃ９の電位ＶF/V に等しくなるようにトランジスタＴＲ
５０のベース電流が制御され、カレントミラー電流ＩCM
が制御されている。つまり、このカレントミラー電流Ｉ
CMは、コンデンサＣ９の電位ＶF/V に応じた定電流とな
るように制御され、トランジスタＴＲ５２のコレクタか
ら出力される。

【００６３】そして、このトランジスタＴＲ５２のコレ
クタの一つは、ダイオードＤ４を介して、抵抗器Ｒ７５
と、トランジスタＴＲ５３と、コンデンサＣ１０とから
なる充放電回路に接続され、更に、他のコレクタの一つ
は、Ｄ／Ａ変換回路１００の抵抗器Ｒ２８と、トランジ
スタＴＲ２０と、コンデンサＣ２とからなる充放電回路
に接続されている。よって、コンデンサＣ１０とコンデ
ンサＣ２とは、トランジスタＴＲ５２により同一の定電
流ＩCMで充電されることになり、更に、コンデンサＣ１
０，Ｃ２の静電容量は、ほぼ同一に設定されているた
め、これらがトランジスタＴＲ５２により充電されると
きには、図６（ｄ），（ｅ）に示すように、コンデンサ
Ｃ１０の電位ＶF/I とコンデンサＣ２の電位ＶLPとは、
時間に対してほぼ同一の傾きになる。ここで、トランジ
スタＴＲ５３のベースは、周期検出回路１１０の出力
（トランジスタＴＲ３２のコレクタ）に接続されてお
り、トランジスタＴＲ５３は、図６（ｃ），（ｄ）に示
すように１周期検出信号ＶT がＬowのときにＯＦＦする
ため、コンデンサＣ１０は一定電流ＩCMで充電される。
よって、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I は、ＶF/I ＝
（ＩCM／Ｃ１０）X Ｔ（Ｔ：時間）となる。そして、１
周期検出信号ＶT がＨigh の時には、トランジスタＴＲ
５３はＯＮするため、コンデンサＣ１０の充電電荷は抵
抗器Ｒ７５を介して瞬時に放電される。

【００６４】また、コンデンサＣ１０の充電電荷は、後
述する目標値制御回路１５０からの第２の制御信号によ
りトランジスタＴＲ５６がＯＦＦすると、トランジスタ
ＴＲ５４，ＴＲ５５からなるカレントミラー回路によっ
て定電流で放電され、また更に、このコンデンサＣ１０
は、後述する目標値制御回路１５０からの第１の制御信
号によりトランジスタＴＲ５７がＯＦＦすると、トラン
ジスタＴＲ５８，ＴＲ５９と、抵抗器Ｒ７９からなるカ
レントミラー回路からダイオードＤ５を介して、定電流
で充電される。ここで、図６に示す通常動作時には、目
標値制御回路１５０からの各制御信号は出力されないた
めにトランジスタＴＲ５６，ＴＲ５７はＯＮしている。

【００６５】次に、目標値制御回路１５０は抵抗器Ｒ８
０〜Ｒ８９と、ＮＰＮ型のトランジスタＴＲ６０〜ＴＲ
６４と、演算増幅器からなる比較器ＯＰ９，ＯＰ１０と
により構成されている。この目標値制御回路１５０にお
いては、電源電圧ＶD を抵抗器Ｒ８３，Ｒ８４と抵抗器
Ｒ８５とで分圧した目標値下限電圧ＶTRL と、これより
僅かに高い抵抗器Ｒ８３と抵抗器Ｒ８４，Ｒ８５とで電
源電圧ＶD を分圧した目標値上限電圧ＶTRH とが設定さ
れている。

【００６６】ここで、目標値下限電圧ＶTRL は、比較器
ＯＰ９の非反転入力端子に入力され、比較器ＯＰ９の反
転入力端子に接続されている定電流充電回路１４０のコ
ンデンサＣ１０の電位ＶF/I と比較される。そして、比
較器ＯＰ９は、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I が目標値
下限電圧ＶTRL より低い場合はＨigh を、コンデンサＣ
１０の電位ＶF/I が目標値下限電圧ＶTRL より高い場合
はＬowを、夫々出力する。 そして、抵抗器Ｒ８０とト
ランジスタＴＲ６０，ＴＲ６１とから構成される第１の
ＮＡＮＤ回路により、比較器ＯＰ９の出力と判定区間作
成回路１２０の出力（トランジスタＴＲ３３，ＴＲ３４
のコレクタ）との論理をとって第１の制御信号を出力す
る。

【００６７】即ち、目標値制御回路１５０においては、
判定区間信号ＳｊがＨigh で、かつ、ＯＰ９の出力がＨ
igh の時、つまり判定区間作成回路１２０が行なう判定
許可時に、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I が目標値下限
電圧ＶTRL より低い場合に、トランジスタＴＲ６０のコ
レクタがＬowになり（第１の制御信号）、Ｆ／Ｖ変換回
路１３０のトランジスタＴＲ４１及び定電流充電回路１
４０のトランジスタＴＲ５７をＯＦＦさせ、コンデンサ
Ｃ９とコンデンサＣ１０とを強制的に定電流で充電す
る。

【００６８】また、目標値上限電圧ＶTRH は、比較器Ｏ
Ｐ１０の非反転入力端子に入力され、比較器ＯＰ１０の
反転入力端子に接続されている定電流充電回路１４０の
コンデンサＣ１０の電位ＶF/I と比較される。そして、
比較器ＯＰ１０は、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I が目
標値上限電圧ＶTRH より低い場合はＨigh を、コンデン
サＣ１０の電位ＶF/I が目標値上限電圧ＶTRH より高い
場合はＬowを、夫々出力する。

【００６９】そして、抵抗器Ｒ８６とトランジスタＴＲ
６２，ＴＲ６３とから構成される第２のＮＡＮＤ回路に
より、比較器ＯＰ１０の出力をトランジスタＴＲ６４に
より反転した信号と、判定区間作成回路１２０の出力
（トランジスタＴＲ３３，ＴＲ３４のコレクタ）との論
理をとって、第２の制御信号を出力する。

【００７０】即ち、目標値制御回路１５０においては、
判定区間信号ＳｊがＨigh で、かつ、ＯＰ１０の出力が
Ｌowの時、つまり判定区間作成回路１２０が行なう判定
許可時に、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I が目標値上限
電圧ＶTRH より高い場合に、トランジスタＴＲ６２のコ
レクタがＬowになり（第２の制御信号）、Ｆ／Ｖ変換回
路１３０のトランジスタＴＲ４０及び定電流充電回路１
４０のトランジスタＴＲ５６をＯＦＦさせ、コンデンサ
Ｃ９とコンデンサＣ１０の充電電荷を定電流で放電させ
る。

【００７１】ここでまず、以上説明したモータ駆動装置
５の、通常動作について説明する。図６に示す如く、駆
動信号ＳＧ１の周期が一定で、そのデューティ比だけが
２５％から７５％に変化した場合には、（ｄ）の実線に
示すように定電流充電回路１４０のコンデンサＣ１０の
電位ＶF/I は、判定区間作成回路１２０が出力する判定
区間信号ＳｊがＨigh のタイミングで、常に、目標値制
御回路１５０の目標値下限電圧ＶTRL と、目標値上限電
圧ＶTRH との間の値となるため、Ｆ／Ｖ変換回路１３０
のトランジスタＴＲ４０，ＴＲ４１及び定電流充電回路
１４０のトランジスタＴＲ５６，ＴＲ５７はＯＮのまま
である。つまり、目標値制御回路１５０の各制御信号が
出力されず、Ｆ／Ｖ変換回路１３０のコンデンサＣ９の
電位ＶF/V が一定となり、定電流充電回路１４０が出力
する定電流ＩCMも一定となる。そして、この定電流ＩCM
で、Ｄ／Ａ変換回路１００のコンデンサＣ２が充電され
ることから、図６（ｅ）〜（ｇ）に示すように、第１実
施例のモータ駆動装置５の場合と同様のＰＷＭ変調制御
が行われる。尚、定電流充電回路１４０のコンデンサＣ
１０は、周期検出回路１１０が出力する１周期検出信号
ＶT がＨigh のときに、トランジスタＴＲ５３によって
瞬時に放電される。

【００７２】次に、ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ１の周
期がＴから１／２Ｔに変化した場合の制御について、図
７を用いて説明する。（実際の回路では駆動信号ＳＧ１
の周期が制御中に極端に変化することはないが、本実施
例のモータ駆動装置５の特徴を明確にするために、この
場合を例に挙げて説明する。）図７に示す如く、駆動信
号ＳＧ１の周期がＴから１／２Ｔに変化した場合、駆動
信号ＳＧ１の１周期目では（ｄ）に示すように、Ｆ／Ｖ
変換回路１３０のコンデンサＣ９の電位ＶF/V が変化し
ないため、定電流充電回路１４０のコンデンサＣ１０及
びＤ／Ａ変換回路１００のコンデンサＣ２を充電する定
電流ＩCMも変化せず、充電時間だけが１／２になる。こ
のため、駆動信号ＳＧ１の１周期経過後におけるコンデ
ンサＣ１０の電位ＶF/I は、駆動信号ＳＧ１の周期がＴ
のときの１／２になる。

【００７３】よって、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I
が、（ｂ）に示す判定区間信号ＳｊのＨigh のタイミン
グ（駆動信号ＳＧ１の１周期の終わり）において、目標
値下限電圧ＶTRL より低くなってしまうため、目標値制
御回路１５０の比較器ＯＰ９がＨigh を出力する。この
結果、定電流充電回路１４０のトランジスタＴＲ５７及
びＦ／Ｖ変換回路１３０のトランジスタＴＲ４１がＯＦ
Ｆし、コンデンサＣ１０及びコンデンサＣ９が強制的に
充電されるため、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I及びコ
ンデンサＣ９の電位ＶF/V が上昇する。

【００７４】このように、コンデンサＣ９の電位ＶF/V
が上昇すると、駆動信号ＳＧ１の次の周期では、これに
応じて増加した定電流ＩCMでコンデンサＣ１０が充電さ
れるため、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I の電圧上昇の
傾きが大きくなる。そして、この制御は、判定区間信号
ＳｊがＨigh のタイミングにおいて、コンデンサＣ１０
の電位ＶF/I が目標値下限電圧ＶTRL を越えるまで繰り
返される。

【００７５】次に、コンデンサＣ９の電位ＶF/V が上昇
し過ぎた場合、つまり、判定区間信号ＳｊがＨigh のタ
イミングで、コンデンサＣ１０の電位ＶF/I が目標値上
限電圧ＶTRH を越えるたときには、目標値制御回路１５
０の比較器ＯＰ１０の出力がＬowになり、その結果、定
電流充電回路１４０のトランジスタＴＲ５６及びＦ／Ｖ
変換回路１３０のトランジスタＴＲ４０がＯＦＦして、
コンデンサＣ１０及びコンデンサＣ９の充電電荷を放電
する。すると、コンデンサＣ９の電圧ＶF/V が下がるた
め、駆動信号ＳＧ１の次の周期からコンデンサＣ１０を
充電する定電流ＩCMが減少される。

【００７６】このように、判定区間信号ＳｊがＨigh の
タイミングにおける、コンデンサＣ１０の電圧ＶF/I
が、常に目標値電圧ＶTRL とＶTRH の間になるようにコ
ンデンサＣ１０、延いてはＤ／Ａ変換回路１００のコン
デンサＣ２を充電する定電流ＩCMが制御される。即ち、
コンデンサＣ２の充電電流ＩCMは、駆動信号ＳＧ１の周
期の変化に反比例して増減される。

【００７７】よって、コンデンサＣ２の端子電圧、つま
り、Ｄ／Ａ変換回路１００の出力電圧ＶLPは、図７
（ｅ）に示すようになり、駆動信号ＳＧ１の周期がＴか
ら１／２Ｔに変化した数周期後には、この出力電圧ＶLP
のピーク電圧は、駆動信号ＳＧ１の周期が変化する前の
値に戻ることになる。そして、このピーク電圧をピーク
ホールド回路４０によってホールドし、このホールドし
た電圧をＰＷＭ変調することで、駆動信号ＳＧ１の周期
に影響されず、そのデューティ比のみに依存したＤ／Ａ
変換、延いてはモータ装置Ｍの駆動が可能となり、マイ
クロコンピュータ自身のバラツキや仕様変更等にも特別
の配慮をすることなく使用することができるようにな
る。

【００７８】このように、本実施例のモータ駆動装置５
によれば、ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ１の周期が変化
しても、常にそのデューティ比に応じたＰＷＭ信号を出
力することができる。また、コンデンサＣ１０の電位Ｖ
F/I を監視している為、コンデンサＣ１０のバラツキの
影響も受けなくなる。

【００７９】尚、以上説明した第１及び第２実施例にお
けるモータ駆動装置５では、出力電圧ＶO を分割抵抗器
ＲA ，ＲB により検出してパルス幅変調回路７０にフィ
ードバックすることにより、パルス幅変調回路７０にお
いて、モータ装置Ｍへの出力電圧ＶO がピークホールド
回路４０からの出力電圧ＶP に対応した値となるように
制御されたＰＷＭ信号を生成できるようにしたが、モー
タ駆動装置５において、こうしたフィードバック制御を
行なう機能は必ずしも必要はない。また、出力段にエネ
ルギー蓄積用のインダクタンスＬおよび平滑用の電解コ
ンデンサＣを用いたが、モータ装置Ｍとして、直流モー
タを用いる場合には、これらは必要ない。

【００８０】また、上記各実施例では、ピークホールド
電圧ＶP の立上がり応答性についてのみ説明したが、立
下がりについてはあまり問題視されないため、若干遅れ
ても何等問題ない。つまり、上記各実施例のように燃料
ポンプ用のモータ装置Ｍを駆動する装置では、例えばエ
ンジンが加速状態からアイドル回転状態に変わることに
伴い、ＥＣＵ１からの駆動信号ＳＧ１のデューティ比が
９０％程度から１０％程度に下がった場合、ピークホー
ルド電圧ＶP の低下が若干遅れても燃料供給量の低下が
若干遅れるのみであり、何等問題はないからである。

【００８１】

【発明の効果】以上詳述したように、請求項１に記載の
モータ駆動装置においては、定電流充電回路により、Ｄ
／Ａ変換回路がコンデンサを充電する際の充電電流を一
定にし、ピークホールド回路により、このＤ／Ａ変換回
路から出力されるアナログ電圧信号のピーク電圧をホー
ルドする。そして、パルス幅変調回路により、このピー
クホールドした電圧に基づきモータ駆動用のパルス幅変
調信号を生成するようにしている。

【００８２】このため請求項１に記載のモータ駆動装置
によれば、パルス幅変調回路に入力されるピークホール
ドされた電圧にリップル成分が全く存在しないため、従
来のようにリップル成分に影響されることなくモータを
駆動することができる。また、Ｄ／Ａ変換回路から出力
されるアナログ電圧信号のピーク値が、マイクロコンピ
ュータから出力される駆動信号のデューティ比に比例し
たものとなることから、この駆動信号のデューティ比に
忠実に、パルス幅変調信号を生成してモータ装置を駆動
することができる。

【００８３】つまり、従来のように、リップル成分を抑
えるためにＤ／Ａ変換回路内の充放電回路の時定数を大
きくする必要はなく、マイクロコンピュータから出力さ
れる駆動信号の変化に対して応答性よく、かつ忠実にモ
ータを駆動することが可能となる。

【００８４】また、請求項２に記載のモータ駆動装置に
おいては、周期検出回路により、マイクロコンピュータ
からの駆動信号の周期を検出し、電流値調整回路によ
り、この周期検出回路が検出した駆動信号の周期の変化
に反比例して、Ｄ／Ａ変換回路のコンデンサの充電電流
を増減させるようにしている。

【００８５】このため請求項２に記載のモータ駆動装置
によれば、請求項１に記載のモータ駆動装置における効
果が得られることは勿論のこと、マイクロコンピュータ
からの駆動信号の周期に変化があっても、この変化に影
響されず、駆動信号のデューティ比のみに依存してモー
タを駆動することが可能となる。従って、マイクロコン
ピュータ自身のバラツキや仕様変更等にも特別の配慮を
することなく使用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 第１実施例のモータ駆動装置の回路構成を表
す電気回路図である。

【図２】 実施例の燃料ポンプ駆動用モータ装置の制御
装置全体の構成を表すブロック図である。

【図３】 駆動信号ＳＧ１のデューティ比が２５％から
７５％に変化した場合の第１実施例のモータ駆動装置の
動作を表すタイムチャートである。

【図４】 実施例のモータ駆動装置における駆動信号Ｓ
Ｇ１とモータ装置Ｍへの出力電圧ＶO との関係を表す説
明図である。

【図５】 第２実施例のモータ駆動装置の回路構成を表
す電気回路図である。

【図６】 駆動信号ＳＧ１のデューティ比が２５％から
７５％に変化した場合の第２実施例のモータ駆動装置の
動作を表すタイムチャートである。

【図７】 駆動信号ＳＧ１の周期が１／２に変化した場
合の第２実施例のモータ駆動装置の動作を表すタイムチ
ャートである。

【符号の説明】

１…ＥＣＵ ５…モータ駆動装置
Ｍ…モータ装置 １０…入力回路 ２０…鋸歯状波発生回
路 ３０，１００…Ｄ／Ａ変換回路 ４０…ピークホールド
回路 ５０…Ｈigh レベル検出回路 ６０…Ｌowレベル検出
回路 ７０…パルス幅変調回路 ８０…定電圧回路 ９０…駆動回路 １１０…周期検出回路 １２０…判定区間作成回路 １３０…Ｆ／Ｖ変換回
路 ３０ａ，１４０…定電流充電回路１５０…目標値制御回
路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータの目標回転速度に応じてデューテ
   ィ制御されたマイクロコンピュータからの駆動信号によ
   りコンデンサを充放電して、該駆動信号のデューティ比
   に応じたアナログ電圧信号を生成するＤ／Ａ変換回路
   と、 該Ｄ／Ａ変換回路が上記コンデンサを充電する際に、こ
   の充電電流を一定にする定電流充電回路と、 上記Ｄ／Ａ変換回路から出力されたアナログ電圧信号の
   ピーク電圧を保持するピークホールド回路と、 該ピークホールド回路にて保持されたピーク電圧を、少
   なくとも上記マイクロコンピュータから出力される駆動
   信号より短い周期でパルス幅変調するパルス幅変調回路
   と、 該パルス幅変調回路から出力されるパルス幅変調信号に
   よりモータを通電駆動する駆動回路と、 を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のモータ駆動装置におい
   て、 上記マイクロコンピュータからの駆動信号の周期を検出
   する周期検出回路と、 該周期検出回路が検出した駆動信号の周期の変化に反比
   例して、上記定電流充電回路が制御する充電電流を変化
   させる電流値調整回路と、 を設けたことを特徴とするモータ駆動装置。