JPH0669289B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JPH0669289B2 JPH0669289B2 JP30365887A JP30365887A JPH0669289B2 JP H0669289 B2 JPH0669289 B2 JP H0669289B2 JP 30365887 A JP30365887 A JP 30365887A JP 30365887 A JP30365887 A JP 30365887A JP H0669289 B2 JPH0669289 B2 JP H0669289B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （発明の属する技術分野） 本発明はリプル電圧等の交流分が重畳した入力直流電圧
を安定な直流電圧に変換する電力変換装置に関する。
を安定な直流電圧に変換する電力変換装置に関する。
（従来技術及び発明が解決しようとする問題点） 従来のフィードフォワード回路を用いた電圧変換装置の
構成は第４図に示すように入力フィルタ１、電圧変換部
２、トランス３、整流部４、出力フィルタ５で主回路６
が構成され、帰還回路７、加算器８、パルス幅変換回路
９、フィードフォワード回路10とから構成されている。
入力端子11に印加された入力直流電圧は、入力フィルタ
１によって高周波リプル分が抑圧され、電圧変換部２で
高周波交流電圧に変換される。高周波交流電圧はトラン
ス３で降圧又は昇圧された後、整流部４と出力フィルタ
５により安定な直流電圧に変換される。電圧変換部２は
帰還回路７及びフィードフォワード回路10により出力電
圧を一定に制御して出力端子12に直流電圧が出力され
る。ここで、フィードフォワード回路10は第５図に示す
ようにコンデンサ13と分圧抵抗14,15を直列にして入力
電圧16に接続し、分圧抵抗15の電圧を検出し、帰還回路
出力17と加算器８に入力することによって入力電圧リプ
ルのみを検出して等価的に制御系の交流利得を高め、直
流出力電圧に含まれるリプルを小さく抑えるものであ
り、利得は出力電圧に含まれるリプルを最も小さく抑え
ることができる利得（以下、最適利得と呼ぶ）に選ぶこ
とが重要である。
構成は第４図に示すように入力フィルタ１、電圧変換部
２、トランス３、整流部４、出力フィルタ５で主回路６
が構成され、帰還回路７、加算器８、パルス幅変換回路
９、フィードフォワード回路10とから構成されている。
入力端子11に印加された入力直流電圧は、入力フィルタ
１によって高周波リプル分が抑圧され、電圧変換部２で
高周波交流電圧に変換される。高周波交流電圧はトラン
ス３で降圧又は昇圧された後、整流部４と出力フィルタ
５により安定な直流電圧に変換される。電圧変換部２は
帰還回路７及びフィードフォワード回路10により出力電
圧を一定に制御して出力端子12に直流電圧が出力され
る。ここで、フィードフォワード回路10は第５図に示す
ようにコンデンサ13と分圧抵抗14,15を直列にして入力
電圧16に接続し、分圧抵抗15の電圧を検出し、帰還回路
出力17と加算器８に入力することによって入力電圧リプ
ルのみを検出して等価的に制御系の交流利得を高め、直
流出力電圧に含まれるリプルを小さく抑えるものであ
り、利得は出力電圧に含まれるリプルを最も小さく抑え
ることができる利得（以下、最適利得と呼ぶ）に選ぶこ
とが重要である。
この最適利得は入力電圧の直流分に対して第６図に示す
ように変化する。これは入力電圧の直流分が変化すると
帰還回路７により出力電圧を一定に制御するためにデュ
ーティ比が変わり、それと共に主回路６の入力電圧リプ
ルに対する出力電圧リプルの比（以下、入出力リプル比
と呼ぶ）がデューティ比が大きくなると小さくなり、逆
にデューティ比が小さくなると大きくなるためである。
即ち、第６図に示すように最適利得はデューティ比が大
きい場合、すなわち入力電圧が低い場合には大きく、ま
たデューティ比が小さい場合、すなわち入力電圧が高い
場合には小さくなる。
ように変化する。これは入力電圧の直流分が変化すると
帰還回路７により出力電圧を一定に制御するためにデュ
ーティ比が変わり、それと共に主回路６の入力電圧リプ
ルに対する出力電圧リプルの比（以下、入出力リプル比
と呼ぶ）がデューティ比が大きくなると小さくなり、逆
にデューティ比が小さくなると大きくなるためである。
即ち、第６図に示すように最適利得はデューティ比が大
きい場合、すなわち入力電圧が低い場合には大きく、ま
たデューティ比が小さい場合、すなわち入力電圧が高い
場合には小さくなる。
ところで、第５図に示すフィードフォワード回路10は入
力電圧の直流分が変化してもその利得は一定であるた
め、入力電圧の直流分が変化する電力変換装置において
は、ある入力電圧の直流分に対してフィードフォワード
回路10の利得を最適利得に設定しても、直流分が変化す
ると最適利得からずれてしまう。従って、入力電圧の直
流分が変化すると、フィードフォワード回路10による出
力電圧リプル抑制効果が最適利得時に比べて減少し、出
力電圧リプルが大きくなる。その結果、入力フィルタ１
によってリプルを抑制しなくてはならず、入力フィルタ
１の遮断周波数が低くなり、電力変換装置が大きくなる
という問題があった。
力電圧の直流分が変化してもその利得は一定であるた
め、入力電圧の直流分が変化する電力変換装置において
は、ある入力電圧の直流分に対してフィードフォワード
回路10の利得を最適利得に設定しても、直流分が変化す
ると最適利得からずれてしまう。従って、入力電圧の直
流分が変化すると、フィードフォワード回路10による出
力電圧リプル抑制効果が最適利得時に比べて減少し、出
力電圧リプルが大きくなる。その結果、入力フィルタ１
によってリプルを抑制しなくてはならず、入力フィルタ
１の遮断周波数が低くなり、電力変換装置が大きくなる
という問題があった。
（発明の目的） 本発明は、上記の問題点を解決するために提案されたも
もので、その目的はフィードフォワード回路に入力電圧
の直流分の２乗分の１に比例してフィードフォワード回
路の利得を変化させる利得補償回路を付加することによ
り、入力電圧の直流分が変化してもフィードフォワード
回路の利得を最適な利得に保ち、常に直流出力電圧に含
まれるリプルを小さく抑えた電力変換装置を提供するこ
とにある。
もので、その目的はフィードフォワード回路に入力電圧
の直流分の２乗分の１に比例してフィードフォワード回
路の利得を変化させる利得補償回路を付加することによ
り、入力電圧の直流分が変化してもフィードフォワード
回路の利得を最適な利得に保ち、常に直流出力電圧に含
まれるリプルを小さく抑えた電力変換装置を提供するこ
とにある。
（問題点を解決するための手段） 上記の目的を達成するために本発明は交流分が重畳した
入力直流電圧をフィードフォワード回路を用いて安定な
直流電圧に変換する電力変換装置において、前記フィー
ドフォワード回路の利得を前記入力電圧の直流分の２乗
分の１に比例させて変化させる利得補償回路を備えたこ
とを特徴とする電力変換装置を要旨とするものである。
入力直流電圧をフィードフォワード回路を用いて安定な
直流電圧に変換する電力変換装置において、前記フィー
ドフォワード回路の利得を前記入力電圧の直流分の２乗
分の１に比例させて変化させる利得補償回路を備えたこ
とを特徴とする電力変換装置を要旨とするものである。
以下、図面に沿って本発明の実施例について説明する。
なお、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。
なお、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。
第１図は本発明の実施例を示す電力変換装置のブロック
図であって、１〜12の符号を付した構成は第４図に示し
た従来の電力変換器の構成と同様であって、18は利得補
償回路である。
図であって、１〜12の符号を付した構成は第４図に示し
た従来の電力変換器の構成と同様であって、18は利得補
償回路である。
第１図に示す電力変換装置において、主回路６の入力電
圧変動に対する出力電圧変動の伝達関数をGf（ｓ）、主
回路６のデューティ比変動に対する出力電圧変動の伝達
関数をGc（ｓ）で表わし、パルス幅変換回路９の伝達関
数をKp（ｓ）、帰還回路７の伝達閣数をＫ１（ｓ）、フ
ィードフォワード回路10の伝達関数をＫ２（ｓ）で表わ
すと、電力変換装置の入力電圧リプルΔEi（ｓ）に対す
る出力電圧リプルΔEo（ｓ）の関係は以下の式となる。
但し、Gf（ｓ），Gc（ｓ）は主回路定数、デューティ
比、入出力電圧、入出力電流によって示される関数であ
る。
圧変動に対する出力電圧変動の伝達関数をGf（ｓ）、主
回路６のデューティ比変動に対する出力電圧変動の伝達
関数をGc（ｓ）で表わし、パルス幅変換回路９の伝達関
数をKp（ｓ）、帰還回路７の伝達閣数をＫ１（ｓ）、フ
ィードフォワード回路10の伝達関数をＫ２（ｓ）で表わ
すと、電力変換装置の入力電圧リプルΔEi（ｓ）に対す
る出力電圧リプルΔEo（ｓ）の関係は以下の式となる。
但し、Gf（ｓ），Gc（ｓ）は主回路定数、デューティ
比、入出力電圧、入出力電流によって示される関数であ
る。
出力電圧リプルを最も抑制できるフィードフォワード回
路10の最適利得Ｋ２′（ｓ）は(1)式の分子を零に置く
ことによって(2)式で求められる。
路10の最適利得Ｋ２′（ｓ）は(1)式の分子を零に置く
ことによって(2)式で求められる。
またEiを入力電圧の直流分、Eoをを出力電圧、Ｎをトラ
ンスの巻数比とすると、主回路損失が少ない場合はデュ
ーティ比がEo・N/Eiで示されるので、この関係を(2)式に
代入して整理するとＫ２′（ｓ）は以下の式で示すこと
ができる。
ンスの巻数比とすると、主回路損失が少ない場合はデュ
ーティ比がEo・N/Eiで示されるので、この関係を(2)式に
代入して整理するとＫ２′（ｓ）は以下の式で示すこと
ができる。
但し、 ここで、Ｇ１（ｓ）は主回路６の定数によって示される
関数、Kp（ｓ）はパルス幅変換回路の伝達関数である。
(4)式より、フィードフォワード回路の利得10を入力電
圧の直流分の変化に対して常に最適利得に保つために
は、利得を入力電圧の直流分の２乗分の１（1/Ei2）に
比例して変化させなければならないことが判る。そこ
で、フィードフォワード回路10の利得を1/Ei2に比例し
て変化させるため、第２図に示す本発明の利得補償回路
18をフィードフォワード回路10に付加して、常にフィー
ドフォワード回路10の利得を最適利得になるように制御
する。
関数、Kp（ｓ）はパルス幅変換回路の伝達関数である。
(4)式より、フィードフォワード回路の利得10を入力電
圧の直流分の変化に対して常に最適利得に保つために
は、利得を入力電圧の直流分の２乗分の１（1/Ei2）に
比例して変化させなければならないことが判る。そこ
で、フィードフォワード回路10の利得を1/Ei2に比例し
て変化させるため、第２図に示す本発明の利得補償回路
18をフィードフォワード回路10に付加して、常にフィー
ドフォワード回路10の利得を最適利得になるように制御
する。
第２図に示す本発明の利得補償回路は分圧抵抗19,20と
コンデンサ21によって入力電圧の直流分を分圧し、分圧
された直流分を乗算器22で２乗する。さらに、フィード
フォワード回路10の出力と乗算器22の出力を除算器23に
入力することで、フィードフォワード回路10の利得を入
力電圧の直流分の２乗分の１に比例して変化させること
ができる回路である。具体的には、フォードフォワード
回路10の利得を(4)式のＫ(s)に設定することにより、入
力電圧の直流分の２乗分の１に比例してＫ′(s)が変化
し、入力電圧の直流分の変化に対して常に最適立得に保
つことができる。
コンデンサ21によって入力電圧の直流分を分圧し、分圧
された直流分を乗算器22で２乗する。さらに、フィード
フォワード回路10の出力と乗算器22の出力を除算器23に
入力することで、フィードフォワード回路10の利得を入
力電圧の直流分の２乗分の１に比例して変化させること
ができる回路である。具体的には、フォードフォワード
回路10の利得を(4)式のＫ(s)に設定することにより、入
力電圧の直流分の２乗分の１に比例してＫ′(s)が変化
し、入力電圧の直流分の変化に対して常に最適立得に保
つことができる。
次に本発明の利得補償回路をDC−DCコンバータのフィー
ドフォワード回路に付加した場合の入力電圧の直流分の
変化に対する入出力リプル比の関係を第３図に示す。実
線Ａは利得補償回路なしの解析値、実線Ｂは利得補償回
路を付加した解析値であり、○印及び◎印はそれぞれの
実験値である。直流分が±10％変化したときでも、利得
補償回路を付加することにより入出力リプル比はあまり
変化せず、利得を最適利得に保つことができる。また、
入出力リプル比改善効果の減少を20dB以上抑制し、リプ
ル比を−80dB以下に保つことができる。なお、検討した
リプルの周波数は50Hz三相交流を全波整流した時に現わ
れる300Hzである。
ドフォワード回路に付加した場合の入力電圧の直流分の
変化に対する入出力リプル比の関係を第３図に示す。実
線Ａは利得補償回路なしの解析値、実線Ｂは利得補償回
路を付加した解析値であり、○印及び◎印はそれぞれの
実験値である。直流分が±10％変化したときでも、利得
補償回路を付加することにより入出力リプル比はあまり
変化せず、利得を最適利得に保つことができる。また、
入出力リプル比改善効果の減少を20dB以上抑制し、リプ
ル比を−80dB以下に保つことができる。なお、検討した
リプルの周波数は50Hz三相交流を全波整流した時に現わ
れる300Hzである。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば交流分が重畳した
入力直流電圧をフィードフォワード回路を用いて安定な
直流電圧に変換する電力変換装置において、前記フィー
ドフォワード回路の利得を前記入力電圧の直流分の２乗
分の１に比例させて変化させる利得補償回路を備えたこ
とにより、直流入力電圧の２乗分の１に比例してフィー
ドフォワード回路の利得を変える利得補償回路は入力電
圧の直流分が変化しても、常にフィードフォワード回路
の利得を最適利得に保つことができ、フィードフォワー
ド回路の出力電圧リプル抑制効果を十分に引き出すこと
ができる。この結果、入力フィルタの遮断周波数を高く
でき、電力変換装置の小形化ができる。
入力直流電圧をフィードフォワード回路を用いて安定な
直流電圧に変換する電力変換装置において、前記フィー
ドフォワード回路の利得を前記入力電圧の直流分の２乗
分の１に比例させて変化させる利得補償回路を備えたこ
とにより、直流入力電圧の２乗分の１に比例してフィー
ドフォワード回路の利得を変える利得補償回路は入力電
圧の直流分が変化しても、常にフィードフォワード回路
の利得を最適利得に保つことができ、フィードフォワー
ド回路の出力電圧リプル抑制効果を十分に引き出すこと
ができる。この結果、入力フィルタの遮断周波数を高く
でき、電力変換装置の小形化ができる。
第１図は本発明の実施例を示す電力変換装置のブロック
図、第２図は本発明に適用する利得補償回路図、第３図
は入力電圧の直流分の変化に対する入出力リプルを示す
図、第４図は従来の電力変換装置のブロック図、第５図
はフィードフォワード回路図、第６図は入力電圧の直流
分の変化に対する最適利得を示す図である。 １……入力フィルタ、２……電圧変換部、３……トラン
ス、４……整流部、５……出力フィルタ、６……主回
路、７……帰還回路、８……加算器、９……パルス幅変
換回路、10……フィードフォワード回路、11……入力端
子、12……出力端子、13,14……分圧抵抗、15……コン
デンサ、16……入力電圧、17……帰還回路出力、18……
利得補償回路、19,20……分圧抵抗、21……コンデン
サ、22……乗算器、23……除算器。
図、第２図は本発明に適用する利得補償回路図、第３図
は入力電圧の直流分の変化に対する入出力リプルを示す
図、第４図は従来の電力変換装置のブロック図、第５図
はフィードフォワード回路図、第６図は入力電圧の直流
分の変化に対する最適利得を示す図である。 １……入力フィルタ、２……電圧変換部、３……トラン
ス、４……整流部、５……出力フィルタ、６……主回
路、７……帰還回路、８……加算器、９……パルス幅変
換回路、10……フィードフォワード回路、11……入力端
子、12……出力端子、13,14……分圧抵抗、15……コン
デンサ、16……入力電圧、17……帰還回路出力、18……
利得補償回路、19,20……分圧抵抗、21……コンデン
サ、22……乗算器、23……除算器。
Claims (1)
- 【請求項１】交流分が重畳した入力直流電圧をフィード
フォーワード回路を用いて安定な直流電圧に変換する電
力変換装置において、前記フィードフォワード回路の利
得を前記入力電圧の直流分の２乗分の１に比例させて変
化させる利得補償回路を備えたことを特徴とする電力変
換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30365887A JPH0669289B2 (ja) | 1987-12-01 | 1987-12-01 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30365887A JPH0669289B2 (ja) | 1987-12-01 | 1987-12-01 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01148067A JPH01148067A (ja) | 1989-06-09 |
| JPH0669289B2 true JPH0669289B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=17923665
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30365887A Expired - Fee Related JPH0669289B2 (ja) | 1987-12-01 | 1987-12-01 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669289B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014101542A1 (zh) * | 2012-12-31 | 2014-07-03 | 华为技术有限公司 | 一种前馈控制方法及装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106329895B (zh) * | 2015-06-17 | 2020-10-27 | 雅达电子国际有限公司 | Llc谐振变换器和抑制其输出电压中的纹波的方法 |
-
1987
- 1987-12-01 JP JP30365887A patent/JPH0669289B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014101542A1 (zh) * | 2012-12-31 | 2014-07-03 | 华为技术有限公司 | 一种前馈控制方法及装置 |
| US9335771B2 (en) | 2012-12-31 | 2016-05-10 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Feedforward control method and apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01148067A (ja) | 1989-06-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |