JPH048666Y2 - - Google Patents
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- JPH048666Y2 JPH048666Y2 JP2748484U JP2748484U JPH048666Y2 JP H048666 Y2 JPH048666 Y2 JP H048666Y2 JP 2748484 U JP2748484 U JP 2748484U JP 2748484 U JP2748484 U JP 2748484U JP H048666 Y2 JPH048666 Y2 JP H048666Y2
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 19
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Description
【考案の詳細な説明】
（技術分野）
本考案は電子装置の電源に用いられるフイルタ
に関する。
に関する。
（背景技術）
従来、電子装置の電源としてはスイツチング形
の電源が多く用いられている。スイツチング電源
はよく知られているように、商用電源を一度直流
化し、それを電源として高周波パルス電源を作
り、高周波トランスで所望の電圧としたものを整
流及び平滑して所望の直流電源を得る方式であ
る。その際、出力電圧の安定化方式として、高周
波パルスのパルス幅や周波数を変化させる方式を
用いることによつて電力損失を極力少なくするこ
とができるため、一般的に言つてスイツチング電
源は従来のシリーズレギユレータ方式に比べ、小
形かつ高効率である。
の電源が多く用いられている。スイツチング電源
はよく知られているように、商用電源を一度直流
化し、それを電源として高周波パルス電源を作
り、高周波トランスで所望の電圧としたものを整
流及び平滑して所望の直流電源を得る方式であ
る。その際、出力電圧の安定化方式として、高周
波パルスのパルス幅や周波数を変化させる方式を
用いることによつて電力損失を極力少なくするこ
とができるため、一般的に言つてスイツチング電
源は従来のシリーズレギユレータ方式に比べ、小
形かつ高効率である。
ここで、スイツチング電源の出力側の雑音は、
高周波パルスの立上り及び立下り部分に起因し、
周波数スペクトラムの広いスパイクパルス性雑
音、高周波パルスを整流及び平滑した後に残留す
る高周波リツプル及び商用電源直流化時に残留す
る低周波リツプルから成る。これらの雑音のう
ち、高周波リツプル及び低周波リツプルは、スイ
ツチング電源の高周波トランスの二次側に接続さ
れた電源フイルタにより除去される。
高周波パルスの立上り及び立下り部分に起因し、
周波数スペクトラムの広いスパイクパルス性雑
音、高周波パルスを整流及び平滑した後に残留す
る高周波リツプル及び商用電源直流化時に残留す
る低周波リツプルから成る。これらの雑音のう
ち、高周波リツプル及び低周波リツプルは、スイ
ツチング電源の高周波トランスの二次側に接続さ
れた電源フイルタにより除去される。
第１図に従来の電源フイルタの回路図を示す。
この電源フイルタは大容量コンデンサC1，C2及
び平滑チヨークコイルＬから構成され、その特徴
は電力損失が平滑チヨークコイルＬの直流抵抗成
分によるもののみであり、電力損失が少ないこと
にある。
この電源フイルタは大容量コンデンサC1，C2及
び平滑チヨークコイルＬから構成され、その特徴
は電力損失が平滑チヨークコイルＬの直流抵抗成
分によるもののみであり、電力損失が少ないこと
にある。
しかしながら、大容量コンデンサC1，C2とし
て用いられるアルミ電界コンデンサは、高周波に
対してはインピーダンスが高いので高周波リツプ
ルに対しては効果が少ないこと、及び伝送されて
来る低周波リツプルの除去のためにはかなり大容
量でなければならないこと、更に平滑チヨークコ
イルＬが高周波であつてもかなり大形かつ高価で
あることなどの問題点を有する。
て用いられるアルミ電界コンデンサは、高周波に
対してはインピーダンスが高いので高周波リツプ
ルに対しては効果が少ないこと、及び伝送されて
来る低周波リツプルの除去のためにはかなり大容
量でなければならないこと、更に平滑チヨークコ
イルＬが高周波であつてもかなり大形かつ高価で
あることなどの問題点を有する。
第２図は従来の電源フイルタの別の回路図であ
る。この回路はいわゆるシリーズレギユレータ方
式と呼ばれるもので、商用電源をトランスで希望
値に近い電圧とし、それを整流及び平滑し、更
に、直列挿入形の電圧安定化素子であるトランジ
スタTrを通して出力するものである。ベース電
位VBはツエナーダイオードZDで直流的に固定さ
れているので、コレクタ電位VCには関係なく、
ベース電位VBにほぼ等しいエミツタ電圧すなわ
ち出力電圧が得られる。尚、コレクタ電位VCは
VC＋ΔHVC＋ΔLVCで表わされる。ただし、ΔHVC
は高周波リツプルを示し、ΔLVCは低周波リツプ
ルを示す。
る。この回路はいわゆるシリーズレギユレータ方
式と呼ばれるもので、商用電源をトランスで希望
値に近い電圧とし、それを整流及び平滑し、更
に、直列挿入形の電圧安定化素子であるトランジ
スタTrを通して出力するものである。ベース電
位VBはツエナーダイオードZDで直流的に固定さ
れているので、コレクタ電位VCには関係なく、
ベース電位VBにほぼ等しいエミツタ電圧すなわ
ち出力電圧が得られる。尚、コレクタ電位VCは
VC＋ΔHVC＋ΔLVCで表わされる。ただし、ΔHVC
は高周波リツプルを示し、ΔLVCは低周波リツプ
ルを示す。
前述したように、ベース電位VBは固定されて
いるのでエミツタ電位VEはVE〜VBであり、従つ
て高周波リツプルΔHVC及び低周波リツプルΔLVC
は遮断される。しかしながら、トランジスタTr
はコレクタ電流をＩとするとＩ（VC−VE）の電力
損失を生じ、コレクタ電位VCの直流変動が大き
い場合、電力損失が極めて大きくなつてしまうと
いう問題点を有する。従つて、このような回路は
スイツチング電源の電源フイルタとしては効率の
点から不適である。
いるのでエミツタ電位VEはVE〜VBであり、従つ
て高周波リツプルΔHVC及び低周波リツプルΔLVC
は遮断される。しかしながら、トランジスタTr
はコレクタ電流をＩとするとＩ（VC−VE）の電力
損失を生じ、コレクタ電位VCの直流変動が大き
い場合、電力損失が極めて大きくなつてしまうと
いう問題点を有する。従つて、このような回路は
スイツチング電源の電源フイルタとしては効率の
点から不適である。
（考案の目的）
本考案はこのような従来の問題点を着目してな
されたもので、高周波リツプル及び低周波リツプ
ルを効率よく除去することができる電源フイルタ
を提供することを目的とし、その特徴は、電源装
置の高周波トランスの二次側巻線に接続される電
源フイルタであつて、該高周波トランスは前記二
次側巻線に得られる電圧よりも絶対値の大きな電
圧を発生する別の二次側巻線を有し、前記電源フ
イルタは前記二次側巻線と負荷回路との間に接続
される電圧安定化素子と、前記電圧安定化素子の
電圧制御信号を前記別の二次側巻線における交流
電圧成分に対して安定化させるため、前記別の二
次側巻線に接続され、かつ抵抗、コイル又はダイ
オードのいずれか一つで構成される交流電圧成分
安定化手段とを有する電源フイルタにある。
されたもので、高周波リツプル及び低周波リツプ
ルを効率よく除去することができる電源フイルタ
を提供することを目的とし、その特徴は、電源装
置の高周波トランスの二次側巻線に接続される電
源フイルタであつて、該高周波トランスは前記二
次側巻線に得られる電圧よりも絶対値の大きな電
圧を発生する別の二次側巻線を有し、前記電源フ
イルタは前記二次側巻線と負荷回路との間に接続
される電圧安定化素子と、前記電圧安定化素子の
電圧制御信号を前記別の二次側巻線における交流
電圧成分に対して安定化させるため、前記別の二
次側巻線に接続され、かつ抵抗、コイル又はダイ
オードのいずれか一つで構成される交流電圧成分
安定化手段とを有する電源フイルタにある。
以下、本発明を実施例に基づき図面を参照して
説明する。
説明する。
（考案の構成及び作用）
第３図は本考案を説明するための、電源フイル
タにおける高周波リツプル及び低周波リツプルを
除去するための基本回路（アクテイブ・リツプ
ル・フイルタ）を示す参考図である。Trは電圧
安定化素子を構成するトランジスタで、図示の如
くエミツタフオロワとして用いられている。コレ
クタには例えばスイツチング電源の高周波トラン
スＴの二次側巻線W1に現れる信号を整流及び平
滑化した信号（リツプル成分を含んでいる）が供
給される。またエミツタは負荷（図示しない）に
接続される。トランジスタTrのコレクタ・ベー
ス間には、抵抗、コイル又はダイオードのうちの
いずれか１つで構成される素子Ｚが接続されてい
る。またトランジスタTrのベースにはコンデン
サC6が接続されている。従つて、前述した抵抗
R1とツエナーダイオードZDを用いてベース電位
を直流的に固定するのとは異なり、ベース電圧
（電圧制御信号）をコレクタに供給される信号の
うち交流成分（リツプル成分）に対してのみ安定
化させることができる。尚、コンデンサC5及び
C7は平滑コンデンサである。
タにおける高周波リツプル及び低周波リツプルを
除去するための基本回路（アクテイブ・リツプ
ル・フイルタ）を示す参考図である。Trは電圧
安定化素子を構成するトランジスタで、図示の如
くエミツタフオロワとして用いられている。コレ
クタには例えばスイツチング電源の高周波トラン
スＴの二次側巻線W1に現れる信号を整流及び平
滑化した信号（リツプル成分を含んでいる）が供
給される。またエミツタは負荷（図示しない）に
接続される。トランジスタTrのコレクタ・ベー
ス間には、抵抗、コイル又はダイオードのうちの
いずれか１つで構成される素子Ｚが接続されてい
る。またトランジスタTrのベースにはコンデン
サC6が接続されている。従つて、前述した抵抗
R1とツエナーダイオードZDを用いてベース電位
を直流的に固定するのとは異なり、ベース電圧
（電圧制御信号）をコレクタに供給される信号の
うち交流成分（リツプル成分）に対してのみ安定
化させることができる。尚、コンデンサC5及び
C7は平滑コンデンサである。
以上の構成において、本回路は直流的な入力変
動に対しては追従し、（VC−VE）の値をトランジ
スタTrのコレクタ飽和電圧（〜0.4V）に近い値
にすることができ、コレクタ・エミツタ間の電力
損失を最小のまま、交流成分である高周波リツプ
ルΔHVC及び低周波リツプルΔLVCを完全に遮断す
ることができる。一般に、スイツチング電源は高
周波トランスの一次側で出力電圧安定化機能を果
しているため、本考案のフイルタを用いても出力
電圧安定性は損なわれない。
動に対しては追従し、（VC−VE）の値をトランジ
スタTrのコレクタ飽和電圧（〜0.4V）に近い値
にすることができ、コレクタ・エミツタ間の電力
損失を最小のまま、交流成分である高周波リツプ
ルΔHVC及び低周波リツプルΔLVCを完全に遮断す
ることができる。一般に、スイツチング電源は高
周波トランスの一次側で出力電圧安定化機能を果
しているため、本考案のフイルタを用いても出力
電圧安定性は損なわれない。
ここで、トランジスタTrの出力電圧は素子Ｚ
として例えば抵抗を用いた場合、この抵抗による
ベース電位の降下VR及びベース・エミツタ間電
位降下VBの和に相当する分だけコレクタ電位VC
より低くなる。トランジスタは一般に、ベース・
エミツタ間VBE（一般に約0.7V）はコレクタ飽和
電圧VCE（一般に0.4V）より大きく、出力電流をIO
とすると、全コレクタ損失PCは、 PC＝IO（VBE＋VR） となつて、理想的なコレクタ損失VCE・IOよりは
るかに大きくなつてしまう。実測によれば、トラ
ンジスタTrとし2SC2334を用いて出力電流I0＝
1Aとしたとき、VBE＝0.7V、VR＝0.6Vであり、
コレクタ損失PC＝1.3Wである。一方、トランジ
スタ2SC2334のVCは0.4Vであり、コレクタ損失
は0.4Wまで減少できるはずである。これらの不
要な損失は、出力電圧をVOとし、ベース電位VB
をVO＋VBEとすれば消すことができる。ところ
で、一般に飽和時にVBEO＞VCEOであるから、入力
電圧をVIとすれば、 VO＋VBEO＞VO＋VCEO＝VI であり、従つて被安定化電圧（巻線W1に現われ
る電圧）より少なくともVBEO−VCEOだけ大きな電
圧を発生する機構が必要である。
として例えば抵抗を用いた場合、この抵抗による
ベース電位の降下VR及びベース・エミツタ間電
位降下VBの和に相当する分だけコレクタ電位VC
より低くなる。トランジスタは一般に、ベース・
エミツタ間VBE（一般に約0.7V）はコレクタ飽和
電圧VCE（一般に0.4V）より大きく、出力電流をIO
とすると、全コレクタ損失PCは、 PC＝IO（VBE＋VR） となつて、理想的なコレクタ損失VCE・IOよりは
るかに大きくなつてしまう。実測によれば、トラ
ンジスタTrとし2SC2334を用いて出力電流I0＝
1Aとしたとき、VBE＝0.7V、VR＝0.6Vであり、
コレクタ損失PC＝1.3Wである。一方、トランジ
スタ2SC2334のVCは0.4Vであり、コレクタ損失
は0.4Wまで減少できるはずである。これらの不
要な損失は、出力電圧をVOとし、ベース電位VB
をVO＋VBEとすれば消すことができる。ところ
で、一般に飽和時にVBEO＞VCEOであるから、入力
電圧をVIとすれば、 VO＋VBEO＞VO＋VCEO＝VI であり、従つて被安定化電圧（巻線W1に現われ
る電圧）より少なくともVBEO−VCEOだけ大きな電
圧を発生する機構が必要である。
第４図は上述した点を考慮した本考案による電
源フイルタの一実施例の回路図である。第３図に
示す基本回路に対するこの回路の特徴は、第１に
高周波トランスＴの二次側に巻線W1に生ずる電
圧よりも絶対値の大きな電圧を発生する別の巻線
W2を有する点、第２に一端がトランジスタTrの
ベースに接続された素子Ｚの他端がダイオード
D2を介して巻線W2に接続されている点にある。
このような構成とすることにより、トランジスタ
Trのベースに印加される制御電圧信号は、巻線
W1に現われる被安定化電圧よりも大きい。従つ
て、前述した不要な電力損失は除去される。
源フイルタの一実施例の回路図である。第３図に
示す基本回路に対するこの回路の特徴は、第１に
高周波トランスＴの二次側に巻線W1に生ずる電
圧よりも絶対値の大きな電圧を発生する別の巻線
W2を有する点、第２に一端がトランジスタTrの
ベースに接続された素子Ｚの他端がダイオード
D2を介して巻線W2に接続されている点にある。
このような構成とすることにより、トランジスタ
Trのベースに印加される制御電圧信号は、巻線
W1に現われる被安定化電圧よりも大きい。従つ
て、前述した不要な電力損失は除去される。
以上、本考案を実施例に基づき説明した。電圧
安定化素子としてはトランジスタ（バイポーラト
ランジスタ）に限定されるものではなく、電界効
果トランジスタ、三端子レギユレータ又はダーリ
ントン接続されたトランジスタであつてもよい。
安定化素子としてはトランジスタ（バイポーラト
ランジスタ）に限定されるものではなく、電界効
果トランジスタ、三端子レギユレータ又はダーリ
ントン接続されたトランジスタであつてもよい。
（考案の効果）
以上説明したように、本考案によれば、高周波
リツプル及び低周波リツプルが効率よく除去され
た電源フイルタを提供することができる。本考案
をスイツチング電源等に用いれば、オーデイオ機
器や精密測定器などに適した小型、高効率及び低
雑音の電源を提供することができる。
リツプル及び低周波リツプルが効率よく除去され
た電源フイルタを提供することができる。本考案
をスイツチング電源等に用いれば、オーデイオ機
器や精密測定器などに適した小型、高効率及び低
雑音の電源を提供することができる。
第１図は従来の電源フイルタの一構成例、第２
図は従来の電源フイルタの別の構成例、第３図は
本考案を説明するための、電源フイルタの回路構
成のうちリツプル分を除去する機能を有する構成
部分の回路を示す参考図、第４図は本考案による
電源フイルタの一実施例の回路図である。 Tr……トランジスタ、R1……抵抗、C1〜C7…
…コンデンサ、D1，D2……ダイオード、ZD……
ツエナーダイオード、Ｔ……高周波トランス、Ｚ
……素子、W1，W2……二次側巻線。
図は従来の電源フイルタの別の構成例、第３図は
本考案を説明するための、電源フイルタの回路構
成のうちリツプル分を除去する機能を有する構成
部分の回路を示す参考図、第４図は本考案による
電源フイルタの一実施例の回路図である。 Tr……トランジスタ、R1……抵抗、C1〜C7…
…コンデンサ、D1，D2……ダイオード、ZD……
ツエナーダイオード、Ｔ……高周波トランス、Ｚ
……素子、W1，W2……二次側巻線。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 電源装置の高周波トランスの二次側巻線に接続
される電源フイルタであつて、該高周波トランス
は前記二次側巻線に得られる電圧よりも絶対値の
大きな電圧を発生する別の二次側巻線を有し、 前記電源フイルタは、前記二次側巻線と負荷回
路との間に接続される電圧安定化素子と、前記電
圧安定化素子の電圧制御信号を前記別の二次側巻
線における交流電圧成分に対して安定化させるた
め、前記別の二次側巻線に接続され、かつ抵抗、
コイル又はダイオードのいずれか一つで構成され
る交流電圧成分安定化手段とを有することを特徴
とする電源フイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2748484U JPS60142525U (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | 電源フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2748484U JPS60142525U (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | 電源フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60142525U JPS60142525U (ja) | 1985-09-20 |
| JPH048666Y2 true JPH048666Y2 (ja) | 1992-03-04 |
Family
ID=30524482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2748484U Granted JPS60142525U (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | 電源フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60142525U (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2012157155A1 (ja) * | 2011-05-16 | 2014-07-31 | パナソニック株式会社 | 参照電圧安定化回路およびそれを備えた集積回路 |
-
1984
- 1984-02-29 JP JP2748484U patent/JPS60142525U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60142525U (ja) | 1985-09-20 |
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