JP2575480Y2 - 安定化電源回路 - Google Patents
安定化電源回路Info
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- JP2575480Y2 JP2575480Y2 JP1991056131U JP5613191U JP2575480Y2 JP 2575480 Y2 JP2575480 Y2 JP 2575480Y2 JP 1991056131 U JP1991056131 U JP 1991056131U JP 5613191 U JP5613191 U JP 5613191U JP 2575480 Y2 JP2575480 Y2 JP 2575480Y2
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- JP
- Japan
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- circuit
- feedback
- voltage
- power supply
- stabilized power
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この考案は、リップルの少ない直
流電圧を生成するフィードバック制御方式の安定化電源
回路に関する。
流電圧を生成するフィードバック制御方式の安定化電源
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、フィードバック制御方式の安
定化電源回路にあっては、出力電圧のリップル低減のた
め、出力段にフィルタ回路を設けることがある。この場
合、負荷変動（出力電流の変化による出力電圧の変動）
を小さくするために、フィルタ回路の出力端からフィー
ドバックをとることが多い。このとき、フィルタ回路に
よってフィードバックに位相遅れが生じるが、これによ
って発振しないように何らかの手段を講じる必要があ
る。図３に従来のフィードバック制御方式による安定化
電源回路の構成を示す。
定化電源回路にあっては、出力電圧のリップル低減のた
め、出力段にフィルタ回路を設けることがある。この場
合、負荷変動（出力電流の変化による出力電圧の変動）
を小さくするために、フィルタ回路の出力端からフィー
ドバックをとることが多い。このとき、フィルタ回路に
よってフィードバックに位相遅れが生じるが、これによ
って発振しないように何らかの手段を講じる必要があ
る。図３に従来のフィードバック制御方式による安定化
電源回路の構成を示す。
【０００３】図３において、入力端子１ａ，１ｂには直
流電圧Ｖｉｎが供給され、スイッチング回路２によって
断続的にコンバータトランス３の一次側に印加される。
トランス３の二次側には一次側との巻線比に応じた交流
電圧が発生する。この交流電圧はダイオードＤ１，Ｄ２
による整流回路４によって整流され、チョークコイルＬ
１及びコンデンサＣ１による平滑回路５によって平滑さ
れる。そして、チョークコイルＬ２及びコンデンサＣ２
によるフィルタ回路６によってリップルとなる低域成分
が除去される。このフィルタ回路６の出力電圧Ｖｏｕｔ
は、出力端子７ａ，７ｂより負荷回路（図示せず）に供
給される。
流電圧Ｖｉｎが供給され、スイッチング回路２によって
断続的にコンバータトランス３の一次側に印加される。
トランス３の二次側には一次側との巻線比に応じた交流
電圧が発生する。この交流電圧はダイオードＤ１，Ｄ２
による整流回路４によって整流され、チョークコイルＬ
１及びコンデンサＣ１による平滑回路５によって平滑さ
れる。そして、チョークコイルＬ２及びコンデンサＣ２
によるフィルタ回路６によってリップルとなる低域成分
が除去される。このフィルタ回路６の出力電圧Ｖｏｕｔ
は、出力端子７ａ，７ｂより負荷回路（図示せず）に供
給される。
【０００４】負荷変動抑制のためのフィードバック回路
は、フィルタ回路６の出力端に現れる電圧を抵抗Ｒ１，
Ｒ２による分圧回路８に印加し、抵抗Ｒ２の発生電圧を
基準電圧Ｖｒｅｆと共に誤差増幅器９に供給する。この
誤差増幅器９は差動増幅回路で構成され、上記抵抗Ｒ２
の発生電圧と基準電圧との差電圧を得て、制御電圧とし
てスイッチング回路２にフィードバックする。これによ
って、スイッチング回路２は制御電圧に応じてスイッチ
ング周波数を変化させ、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制
するようになる。
は、フィルタ回路６の出力端に現れる電圧を抵抗Ｒ１，
Ｒ２による分圧回路８に印加し、抵抗Ｒ２の発生電圧を
基準電圧Ｖｒｅｆと共に誤差増幅器９に供給する。この
誤差増幅器９は差動増幅回路で構成され、上記抵抗Ｒ２
の発生電圧と基準電圧との差電圧を得て、制御電圧とし
てスイッチング回路２にフィードバックする。これによ
って、スイッチング回路２は制御電圧に応じてスイッチ
ング周波数を変化させ、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制
するようになる。
【０００５】ここで、フィルタ回路６によるフィードバ
ックの位相遅れによって発振が生じないように、従来で
は平滑回路５の出力からコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ３の
直列回路で構成されるハイパスフィルタ回路１０によっ
て交流成分を取り出し、これを分圧回路８の出力に印加
し、これによって上記位相遅れ分を補償するようにして
いる。
ックの位相遅れによって発振が生じないように、従来で
は平滑回路５の出力からコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ３の
直列回路で構成されるハイパスフィルタ回路１０によっ
て交流成分を取り出し、これを分圧回路８の出力に印加
し、これによって上記位相遅れ分を補償するようにして
いる。
【０００６】しかしながら、上記のような従来の安定化
電源回路では、ハイパスフィルタ回路１０のフィードバ
ック抵抗Ｒ３の抵抗値が調整あるいは温度変化、経年変
化等によって変化してしまうとフィルタ特性が変わって
しまうため、コンデンサＣ３の容量値の設定、調整が困
難であった。
電源回路では、ハイパスフィルタ回路１０のフィードバ
ック抵抗Ｒ３の抵抗値が調整あるいは温度変化、経年変
化等によって変化してしまうとフィルタ特性が変わって
しまうため、コンデンサＣ３の容量値の設定、調整が困
難であった。
【０００７】
【考案が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の安定化電源回路では、発振防止のためのハイパスフィ
ルタ回路の調整が困難で、しかも温度変化、経年変化等
によってフィルタ特性が変化してしまい、結局位相遅れ
を補償しきれなくなって発振してしまう危険性が大き
い。
の安定化電源回路では、発振防止のためのハイパスフィ
ルタ回路の調整が困難で、しかも温度変化、経年変化等
によってフィルタ特性が変化してしまい、結局位相遅れ
を補償しきれなくなって発振してしまう危険性が大き
い。
【０００８】この考案は上記の問題を解決するためにな
されたもので、発振防止のための調整が容易で、安定し
たフィードバック制御を行うことのできる安定化電源回
路を提供することを目的とする。
されたもので、発振防止のための調整が容易で、安定し
たフィードバック制御を行うことのできる安定化電源回
路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの考案は、コンバータトランスの二次側出力を整流
平滑し、さらにフィルタ回路に通してリップルを低減し
て直流電圧を発生し、この発生電圧の変動分を検出して
前記コンバータトランスの一次側にフィードバックする
ことにより前記直流電圧を安定化する安定化電源回路に
おいて、前記フィルタ回路の入力電圧の高周波成分を取
り出す第１のフィードバック回路と、コイルを用いて前
記フィルタ回路の出力電圧の直流を含む低周波成分のみ
を取り出す第２のフィードバック回路とを具備し、前記
第１および第２のフィードバック回路の出力を加算して
前記一次側にフィードバックするようにしたことを特徴
とする。
にこの考案は、コンバータトランスの二次側出力を整流
平滑し、さらにフィルタ回路に通してリップルを低減し
て直流電圧を発生し、この発生電圧の変動分を検出して
前記コンバータトランスの一次側にフィードバックする
ことにより前記直流電圧を安定化する安定化電源回路に
おいて、前記フィルタ回路の入力電圧の高周波成分を取
り出す第１のフィードバック回路と、コイルを用いて前
記フィルタ回路の出力電圧の直流を含む低周波成分のみ
を取り出す第２のフィードバック回路とを具備し、前記
第１および第２のフィードバック回路の出力を加算して
前記一次側にフィードバックするようにしたことを特徴
とする。
【００１０】
【作用】上記構成による安定化電源回路では、第１のフ
ィードバック回路によってフィルタ回路の入力電圧から
高周波成分を取り出し、またコイルを用いた第２のフィ
ードバック回路によって、フィルタ回路の出力電圧のう
ち、位相遅れの原因となる高周波成分は通過させないこ
とにより、直流を含む低周波成分のみを取り出し、そし
て第１のフィードバック回路および第２のフィードバッ
ク回路によってそれぞれ取り出した成分を加算してコン
バータトランスの一次側にフィードバックするようにし
ている。したがって、上記構成の安定化電源回路によれ
ば、第２のフィードバック回路のコイル調整によって、
フィルタ回路の出力電圧からの高周波成分のフィードバ
ックを抑制できるため、簡易な調整で確実に発振を防止
することができる。
ィードバック回路によってフィルタ回路の入力電圧から
高周波成分を取り出し、またコイルを用いた第２のフィ
ードバック回路によって、フィルタ回路の出力電圧のう
ち、位相遅れの原因となる高周波成分は通過させないこ
とにより、直流を含む低周波成分のみを取り出し、そし
て第１のフィードバック回路および第２のフィードバッ
ク回路によってそれぞれ取り出した成分を加算してコン
バータトランスの一次側にフィードバックするようにし
ている。したがって、上記構成の安定化電源回路によれ
ば、第２のフィードバック回路のコイル調整によって、
フィルタ回路の出力電圧からの高周波成分のフィードバ
ックを抑制できるため、簡易な調整で確実に発振を防止
することができる。
【００１１】
【実施例】以下、この考案の一実施例を図１を参照して
詳細に説明する。但し、図１において図３と同一部分に
は同一符号を付して示し、ここでは異なる部分を中心に
説明する。
詳細に説明する。但し、図１において図３と同一部分に
は同一符号を付して示し、ここでは異なる部分を中心に
説明する。
【００１２】図１はその構成を示すもので、この電源回
路では抵抗Ｒ４によって第１のフィードバック回路１１
を構成し、チョークコイルＬ３によって第２のフィード
バック回路１２を構成し、両フィードバック回路１１，
１２の出力を加算して前記分圧回路８に印加するように
している。第１のフィードバック回路１１はフィルタ回
路６の入力電圧をとり、第２のフィードバック回路１２
はフィルタ回路６の出力電圧をとるようにしている。
路では抵抗Ｒ４によって第１のフィードバック回路１１
を構成し、チョークコイルＬ３によって第２のフィード
バック回路１２を構成し、両フィードバック回路１１，
１２の出力を加算して前記分圧回路８に印加するように
している。第１のフィードバック回路１１はフィルタ回
路６の入力電圧をとり、第２のフィードバック回路１２
はフィルタ回路６の出力電圧をとるようにしている。
【００１３】ここで、抵抗Ｒ４及びコイルＬ３は、直流
を含む低周波帯域でコイルＬ３のインピーダンスが抵抗
Ｒ４に比べて十分低くなるように、フィルタ回路６によ
って位相遅れが生じる高周波帯域ではコイルＬ３のイン
ピーダンスが抵抗Ｒ４に比べて十分高くなるように設定
しておく。この設定は、抵抗Ｒ４に数Ω乃至１００Ω、
コイルＬ３にフィルタ回路６のコイルＬ２の１０倍以上
のインダクタンスを与えることによって容易に実現でき
る。上記構成において、以下、その動作を説明する。
を含む低周波帯域でコイルＬ３のインピーダンスが抵抗
Ｒ４に比べて十分低くなるように、フィルタ回路６によ
って位相遅れが生じる高周波帯域ではコイルＬ３のイン
ピーダンスが抵抗Ｒ４に比べて十分高くなるように設定
しておく。この設定は、抵抗Ｒ４に数Ω乃至１００Ω、
コイルＬ３にフィルタ回路６のコイルＬ２の１０倍以上
のインダクタンスを与えることによって容易に実現でき
る。上記構成において、以下、その動作を説明する。
【００１４】まず、直流を含む低周波帯域では、コイル
Ｌ３のインピーダンスが抵抗Ｒ４に比べて十分低いた
め、フィードバック信号はフィルタ回路６の出力側から
取られる。
Ｌ３のインピーダンスが抵抗Ｒ４に比べて十分低いた
め、フィードバック信号はフィルタ回路６の出力側から
取られる。
【００１５】また、フィルタ回路６によって位相遅れが
生じる高周波帯域では、コイルＬ３のインピーダンスが
抵抗Ｒ４に比べて十分高いため、フィードバック信号は
フィルタ回路６の入力側から取られる。このとき、抵抗
Ｒ４からコイルＬ３を経由する回路のインピーダンス
は、Ｒ４からコイルＬ２を経由する回路のインピーダン
スに比して、直流的にも高周波的にも大きく、第２のフ
ィードバック回路１２にはほとんど電流は流れない。
生じる高周波帯域では、コイルＬ３のインピーダンスが
抵抗Ｒ４に比べて十分高いため、フィードバック信号は
フィルタ回路６の入力側から取られる。このとき、抵抗
Ｒ４からコイルＬ３を経由する回路のインピーダンス
は、Ｒ４からコイルＬ２を経由する回路のインピーダン
スに比して、直流的にも高周波的にも大きく、第２のフ
ィードバック回路１２にはほとんど電流は流れない。
【００１６】したがって、上記構成による安定化電源回
路は、位相遅れが生じる高周波帯域ではフィルタ回路の
入力側からフィードバック信号を取り出し、負荷変動の
影響を受ける直流を含む低周波帯域ではフィルタ回路の
出力側からフィードバック信号を取り出すようにしてい
るので、負荷変動が少なく、発振等の不安定さも取り除
かれて、安定したフィードバック制御を行うことができ
るようになる。しかも第１のフィードバック回路１１と
第２のフィードバック回路１２のインピーダンス関係を
設定するだけでよいので、実装後の調整は不要であり、
温度変化、経年変化にも強いものである。
路は、位相遅れが生じる高周波帯域ではフィルタ回路の
入力側からフィードバック信号を取り出し、負荷変動の
影響を受ける直流を含む低周波帯域ではフィルタ回路の
出力側からフィードバック信号を取り出すようにしてい
るので、負荷変動が少なく、発振等の不安定さも取り除
かれて、安定したフィードバック制御を行うことができ
るようになる。しかも第１のフィードバック回路１１と
第２のフィードバック回路１２のインピーダンス関係を
設定するだけでよいので、実装後の調整は不要であり、
温度変化、経年変化にも強いものである。
【００１７】尚、第２のフィードバック回路１２を構成
するコイルＬ３には、直流電流がほとんど流れないの
で、小型のものを使用することができ、これによってス
ペース的に従来のものに比してほとんど変わらずに製造
することが可能である。
するコイルＬ３には、直流電流がほとんど流れないの
で、小型のものを使用することができ、これによってス
ペース的に従来のものに比してほとんど変わらずに製造
することが可能である。
【００１８】また、第１のフィードバック回路１１にお
ける抵抗Ｒ４に、図２に示すようにコンデンサＣ３を並
列接続すれば、高周波成分をさらに高レベルで取り出す
ことができ、フィードバック制御がいっそう効果的に実
現できる。図２において、図１と同一部分には同一符号
を付して示し、その説明を省略する。
ける抵抗Ｒ４に、図２に示すようにコンデンサＣ３を並
列接続すれば、高周波成分をさらに高レベルで取り出す
ことができ、フィードバック制御がいっそう効果的に実
現できる。図２において、図１と同一部分には同一符号
を付して示し、その説明を省略する。
【００１９】上記実施例では、いずれもＤＣ／ＤＣコン
バータの場合について説明したが、フィードバック制御
方式ならば、他の構成であっても同様に適用可能である
ことをいうまでもない。
バータの場合について説明したが、フィードバック制御
方式ならば、他の構成であっても同様に適用可能である
ことをいうまでもない。
【００２０】
【考案の効果】以上のようにこの考案によれば、フィル
タを介した第２のフィードバック回路を通じた高周波成
分をコイルによって直接制限できるので、発振防止のた
めの調整が容易で、安定したフィードバック制御を行な
うことのできる安定化電源回路を提供することができ
る。
タを介した第２のフィードバック回路を通じた高周波成
分をコイルによって直接制限できるので、発振防止のた
めの調整が容易で、安定したフィードバック制御を行な
うことのできる安定化電源回路を提供することができ
る。
【図１】この考案に係る安定化電源回路の一実施例を示
す回路図。
す回路図。
【図２】この考案に係る他の実施例を示す回路図。
【図３】従来の安定化電源回路の構成を示す回路図。
１ａ，１ｂ…入力端子、２…スイッチング回路、３…コ
ンバータトランス、４…整流回路、５…平滑回路、６…
フィルタ回路、７ａ，７ｂ…出力端子、８…分圧回路、
９…誤差増幅器、１０…ハイパスフィルタ回路、１１…
第１のフィードバック回路、１２…第２のフィードバッ
ク回路。
ンバータトランス、４…整流回路、５…平滑回路、６…
フィルタ回路、７ａ，７ｂ…出力端子、８…分圧回路、
９…誤差増幅器、１０…ハイパスフィルタ回路、１１…
第１のフィードバック回路、１２…第２のフィードバッ
ク回路。
Claims (4)
- 【請求項１】 コンバータトランスの二次側出力を整流
平滑し、さらにフィルタ回路に通してリップルを低減し
て直流電圧を発生し、この発生電圧の変動分を検出して
前記コンバータトランスの一次側にフィードバックする
ことにより前記直流電圧を安定化する安定化電源回路に
おいて、前記フィルタ回路の入力電圧の高周波成分を取
り出す第１のフィードバック回路と、コイルを用いて前
記フィルタ回路の出力電圧の直流を含む低周波成分のみ
を取り出す第２のフィードバック回路とを具備し、前記
第１および第２のフィードバック回路の出力を加算して
前記一次側にフィードバックするようにしたことを特徴
とする安定化電源回路。 - 【請求項２】 前記第１のフィードバック回路は、抵抗
であることを特徴とする請求項１に記載の安定化電源回
路。 - 【請求項３】 前記抵抗にコンデンサを並列接続するよ
うにしたことを特徴とする請求項２に記載の安定化電源
回路。 - 【請求項４】 前記第１、第２のフィードバック回路
は、直流を含む低周波帯域で第２のフィードバック回路
のインピーダンスが第１のフィードバック回路に比べて
十分低くなるように、高周波帯域で第２のフィードバッ
ク回路のインピーダンスが第１のフィードバック回路に
比べて十分高くなるように設定することを特徴とする請
求項１乃至請求項３のいずれかに記載の安定化電源回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1991056131U JP2575480Y2 (ja) | 1991-07-18 | 1991-07-18 | 安定化電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1991056131U JP2575480Y2 (ja) | 1991-07-18 | 1991-07-18 | 安定化電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0511792U JPH0511792U (ja) | 1993-02-12 |
| JP2575480Y2 true JP2575480Y2 (ja) | 1998-06-25 |
Family
ID=13018525
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1991056131U Expired - Lifetime JP2575480Y2 (ja) | 1991-07-18 | 1991-07-18 | 安定化電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2575480Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5194634B2 (ja) * | 2007-08-20 | 2013-05-08 | 富士電機株式会社 | 直流−直流変換装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01238456A (ja) * | 1988-03-16 | 1989-09-22 | Fujitsu Denso Ltd | スイッチングレギュレータの位相補償回路 |
-
1991
- 1991-07-18 JP JP1991056131U patent/JP2575480Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0511792U (ja) | 1993-02-12 |
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