JPH0668705B2 - 交流電圧安定化回路 - Google Patents
交流電圧安定化回路Info
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- JPH0668705B2 JPH0668705B2 JP59200761A JP20076184A JPH0668705B2 JP H0668705 B2 JPH0668705 B2 JP H0668705B2 JP 59200761 A JP59200761 A JP 59200761A JP 20076184 A JP20076184 A JP 20076184A JP H0668705 B2 JPH0668705 B2 JP H0668705B2
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は交流電圧安定化回路、さらに詳しく言えば位相
制御系の中間の波形を制御することにより帰還形の位相
制御が可能な交流電圧安定化回路に関する。
制御系の中間の波形を制御することにより帰還形の位相
制御が可能な交流電圧安定化回路に関する。
（従来の技術） 位相制御により、交流電圧を安定化させる交流電圧安定
化回路が知られている。
化回路が知られている。
第５図は正弦波電圧波形の位相制御を示すグラフであ
る。導通角θで位相制御された交流電圧の実効値Ｖｒｍ
ｓは良く知られているように、正弦波電圧波形の振幅Ｖ
ｐと導通角θの関数として次の式で与えられる。
る。導通角θで位相制御された交流電圧の実効値Ｖｒｍ
ｓは良く知られているように、正弦波電圧波形の振幅Ｖ
ｐと導通角θの関数として次の式で与えられる。
Ｖｒｍｓ＝ Ｖｐ〔（１／４π）（２θ−ｓｉｎ２θ）〕１／２…
(1) 第６図に振幅Ｖｐが一定の場合のＶｒｍｓとθの関係を
グラフ化して示してある。
(1) 第６図に振幅Ｖｐが一定の場合のＶｒｍｓとθの関係を
グラフ化して示してある。
負荷に供給される電圧の実効値Ｖｒｍｓは振幅Ｖｐと導
通角θの関数として与えられるから理論的には、前記Ｖ
ｐの変動を前記導通角θを制御することにより実効値Ｖ
ｒｍｓを一定に保つことができるはずである。
通角θの関数として与えられるから理論的には、前記Ｖ
ｐの変動を前記導通角θを制御することにより実効値Ｖ
ｒｍｓを一定に保つことができるはずである。
そのため入力正弦波電圧の平均値Ｖａｖ（＝Ｖｐ／２
１／２）を測定し、負荷に供給すべき電圧の実効値Ｖｒ
ｍｓと導通角θを折れ線近似や関数発生器等によって近
似し、導通角θを制御する交流電圧安定化回路が実施さ
れている。
１／２）を測定し、負荷に供給すべき電圧の実効値Ｖｒ
ｍｓと導通角θを折れ線近似や関数発生器等によって近
似し、導通角θを制御する交流電圧安定化回路が実施さ
れている。
しかしながら前記近似はあくまでも近似であり正確な対
応を示さないので、この入力電圧に基づく制御はあまり
良い結果が得られていない。
応を示さないので、この入力電圧に基づく制御はあまり
良い結果が得られていない。
前記方式によらず負荷から制御情報を得る方式も行われ
ている。
ている。
第７図は従来の交流電圧安定化回路において負荷に直列
にセンサを接続した例を示す回路図、第８図は負荷に並
列にセンサを接続した例を示す回路図である。
にセンサを接続した例を示す回路図、第８図は負荷に並
列にセンサを接続した例を示す回路図である。
各図において４は導通角θの制御を行うトライアック等
の双方向制御整流素子である。
の双方向制御整流素子である。
第７図に示す回路は負荷１に直列にカレントトランス等
のトランスジューサ２を接続し、第８図に示す回路は負
荷に並列に電圧変換トランスやホトカプラ等のトランス
ジューサ３を接続して負荷１に印加される電流または電
圧の情報を得ている。
のトランスジューサ２を接続し、第８図に示す回路は負
荷に並列に電圧変換トランスやホトカプラ等のトランス
ジューサ３を接続して負荷１に印加される電流または電
圧の情報を得ている。
そして、前述したような近似回路または実効値変換回路
に入力して角度情報θを前述双方向制御整流素子４のゲ
ートに帰還して定電圧制御を行ういわゆる帰還形の交流
定電圧制御回路を構成している。
に入力して角度情報θを前述双方向制御整流素子４のゲ
ートに帰還して定電圧制御を行ういわゆる帰還形の交流
定電圧制御回路を構成している。
前述した入力電圧情報のみにより導通角の制御を行う交
流電圧制御回路は、第７図または第８図に示す回路に使
用されるトランスジューサ等は不要であり、比較的小形
で安価にできるという特徴がある。しかしながら近似形
回路であるため広範囲の出力電圧を確保する場合、入力
変動に対する出力電圧の安定度、いわゆるラインレギュ
レーションは非常に悪くなる欠点がある。
流電圧制御回路は、第７図または第８図に示す回路に使
用されるトランスジューサ等は不要であり、比較的小形
で安価にできるという特徴がある。しかしながら近似形
回路であるため広範囲の出力電圧を確保する場合、入力
変動に対する出力電圧の安定度、いわゆるラインレギュ
レーションは非常に悪くなる欠点がある。
第９図は入力電圧を近似形回路に接続して位相制御をし
た交流電圧安定化回路のラインレギュレーション特性を
示すグラフである。
た交流電圧安定化回路のラインレギュレーション特性を
示すグラフである。
この特性は比較的良く設計された前記交流電圧安定化回
路について、交流入力電圧（Ｖｉｎ）１１０Ｖと８５Ｖ
について制御目的電圧（出力電圧Ｖｏ）との差電圧ΔＶ
を示したものである。
路について、交流入力電圧（Ｖｉｎ）１１０Ｖと８５Ｖ
について制御目的電圧（出力電圧Ｖｏ）との差電圧ΔＶ
を示したものである。
負荷からトランスジューサにより情報を検出して実効値
に変換して定電圧制御を行う回路例では、一般的にライ
ンレギュレーションは第９図の１／３程度になる。
に変換して定電圧制御を行う回路例では、一般的にライ
ンレギュレーションは第９図の１／３程度になる。
しかしながら前述のようにトランスジューサを用いる必
要があり、装置の小形化が困難で安価に製造できないと
いう問題がある。
要があり、装置の小形化が困難で安価に製造できないと
いう問題がある。
（発明の目的） 本発明の目的は、小形化に適し適当な制御特性が得られ
る交流電圧安定化回路を提供することにある。
る交流電圧安定化回路を提供することにある。
（発明の構成および作用） 前記目的を達成するために本発明による交流電圧安定化
回路は、 制御整流素子（１０）を有する主回路（Ｐ）と、制御回
路（Ｑ）とを有する交流電圧安定化回路であって、 制御回路（Ｑ）は、主回路（Ｐ）の入力側に接続され、
導通角パルス発生回路（２０）と位相制御パルス発生回
路（３０）とを有し、 導通角パルス発生回路（２０）は、全波整流ダイオード
ブリッジ回路（１１）と負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）
と鋸歯状波発生部（Ｙ）と比較部（Ｚ）とを有し、全波
整流ダイオードブリッジ回路（１１）が主回路（Ｐ）の
入力側に接続され、 負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）は、トランジスタ回路
（２２）を有し、トランジスタ回路（２２）が全波整流
ダイオードブリッジ回路（１１）の整流出力を入力し、
比較部（Ｚ）の出力信号をフィードバックすることによ
り、負荷に供給される位相制御された電圧の振幅の絶対
値にその振幅が比例し、かつ導通角に相当する幅の負荷
電圧に対応する負荷電圧対応信号を出力し、 鋸歯状波発生部（Ｙ）は、全波整流ダイオードブリッジ
回路（１１）の整流出力を零クロスに同期させて鋸歯状
波を出力し、 比較部（Ｚ）は、負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）と鋸歯
状波発生部（Ｙ）の出力を入力して負荷電圧対応信号発
生部（Ｘ）の出力を実行値に変換したものと鋸歯状波発
生回路（１４）の出力を比較して前記導通角パルスを出
力し、 位相制御パルス発生回路（３０）は、微分回路（８）と
全波整流ダイオードブリッジ回路（１１）の出力側に接
続されたパルス変換器（ＰＴ）とを有し、微分回路
（８）が導通角発生回路（２０）の比較部（Ｚ）の出力
を入力してパルス変換器（ＰＴ）を介して主回路（Ｐ）
の制御整流素子（１０）の制御信号を出力することを特
徴としている。
回路は、 制御整流素子（１０）を有する主回路（Ｐ）と、制御回
路（Ｑ）とを有する交流電圧安定化回路であって、 制御回路（Ｑ）は、主回路（Ｐ）の入力側に接続され、
導通角パルス発生回路（２０）と位相制御パルス発生回
路（３０）とを有し、 導通角パルス発生回路（２０）は、全波整流ダイオード
ブリッジ回路（１１）と負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）
と鋸歯状波発生部（Ｙ）と比較部（Ｚ）とを有し、全波
整流ダイオードブリッジ回路（１１）が主回路（Ｐ）の
入力側に接続され、 負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）は、トランジスタ回路
（２２）を有し、トランジスタ回路（２２）が全波整流
ダイオードブリッジ回路（１１）の整流出力を入力し、
比較部（Ｚ）の出力信号をフィードバックすることによ
り、負荷に供給される位相制御された電圧の振幅の絶対
値にその振幅が比例し、かつ導通角に相当する幅の負荷
電圧に対応する負荷電圧対応信号を出力し、 鋸歯状波発生部（Ｙ）は、全波整流ダイオードブリッジ
回路（１１）の整流出力を零クロスに同期させて鋸歯状
波を出力し、 比較部（Ｚ）は、負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）と鋸歯
状波発生部（Ｙ）の出力を入力して負荷電圧対応信号発
生部（Ｘ）の出力を実行値に変換したものと鋸歯状波発
生回路（１４）の出力を比較して前記導通角パルスを出
力し、 位相制御パルス発生回路（３０）は、微分回路（８）と
全波整流ダイオードブリッジ回路（１１）の出力側に接
続されたパルス変換器（ＰＴ）とを有し、微分回路
（８）が導通角発生回路（２０）の比較部（Ｚ）の出力
を入力してパルス変換器（ＰＴ）を介して主回路（Ｐ）
の制御整流素子（１０）の制御信号を出力することを特
徴としている。
このように本発明によれば制御系の途中の信号を使い負
荷電圧波形の絶対値と相似な電圧波形を合成する帰還系
を形成することにより位相制御信号形成段階で合理的な
制御を行うことができる。
荷電圧波形の絶対値と相似な電圧波形を合成する帰還系
を形成することにより位相制御信号形成段階で合理的な
制御を行うことができる。
（発明の実施例） 以下、図面等を参照して本発明をさらに詳しく説明す
る。
る。
第１図は本発明による交流電圧安定化回路の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
負荷９とトライアック１０の直列回路は正弦波が接続さ
れる電源入力端子１６・１６に接続されている。
れる電源入力端子１６・１６に接続されている。
またこの電源入力端子１６・１６間には全波整流ダイオ
ードブリッジ回路１１が接続されており、全波整流出力
は抵抗Ｒ５、ダイオードＣＲ１を介してツェナーダイオ
ードＺＤとコンデンサＣ１の並列回路に接続されてい
る。
ードブリッジ回路１１が接続されており、全波整流出力
は抵抗Ｒ５、ダイオードＣＲ１を介してツェナーダイオ
ードＺＤとコンデンサＣ１の並列回路に接続されてい
る。
そしてこの平滑された電圧が後述する各回路の動作電圧
として供給される。
として供給される。
負荷電圧対応信号発生回路はトランジスタＱ１トランジ
スタＱ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含んでいる。第１図中の
(b)点すなわち、電圧比較器７の出力には後述するよう
に導通角を決定するパルスが現れる。その波形を第３図
(b)に示す。
スタＱ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含んでいる。第１図中の
(b)点すなわち、電圧比較器７の出力には後述するよう
に導通角を決定するパルスが現れる。その波形を第３図
(b)に示す。
このパルスが負荷電圧対応信号発生回路のトランジスタ
Ｑ１へ直接フィードバックされ、トランジスタＱ２を通
るとトランジスタＱ２のコレクタは第１図(b)点と同位
相になる。
Ｑ１へ直接フィードバックされ、トランジスタＱ２を通
るとトランジスタＱ２のコレクタは第１図(b)点と同位
相になる。
ダイオードブリッジ回路１１の出力がトランジスタＱ２
のコレクタに抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して接続されており
トランジスタＱ２がこの全波整流波形を第１図(b)点と
同位相でカットするので(d)点の波形は第３図(d)のよう
になる。すなわち負荷に印加されている電圧と相似な波
形が負荷信号対応波形として負荷電圧対応信号波形回路
から出力され、実効値変換回路１２の入力端子に接続さ
れている。
のコレクタに抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して接続されており
トランジスタＱ２がこの全波整流波形を第１図(b)点と
同位相でカットするので(d)点の波形は第３図(d)のよう
になる。すなわち負荷に印加されている電圧と相似な波
形が負荷信号対応波形として負荷電圧対応信号波形回路
から出力され、実効値変換回路１２の入力端子に接続さ
れている。
実効値変換回路１２は前記分圧された電圧を実効値に相
当する直流電圧に変換して比較回路７の反転入力端子に
接続する。この比較回路７は通常のオペアンプにより形
成されている。
当する直流電圧に変換して比較回路７の反転入力端子に
接続する。この比較回路７は通常のオペアンプにより形
成されている。
比較回路７の出力は抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ１
のベースに接続されている。トランジスタＱ１のコレク
タとその負荷抵抗Ｒ３の接続点はさらに他のトランジス
タＱ２のベースに接続されており、トランジスタＱ２は
前記分圧回路の抵抗Ｒ２に並列に接続されている。
のベースに接続されている。トランジスタＱ１のコレク
タとその負荷抵抗Ｒ３の接続点はさらに他のトランジス
タＱ２のベースに接続されており、トランジスタＱ２は
前記分圧回路の抵抗Ｒ２に並列に接続されている。
これら分圧回路およびトランジスタＱ１、Ｑ２等により
負荷に供給される位相制御された電圧の振幅の絶対値に
振幅が比例し、かつ導通角が等しい負荷電圧対応信号を
形成する負荷電圧対応信号発生回路が形成される。
負荷に供給される位相制御された電圧の振幅の絶対値に
振幅が比例し、かつ導通角が等しい負荷電圧対応信号を
形成する負荷電圧対応信号発生回路が形成される。
前記実効値変換回路１２の詳細な構成例を第２図に示
す。この回路はＲＭＳ−ＤＣ変換器（ＮＪＭ４２００）
として新日本無線（株）から市販されており、アナログ
乗算回路として使用される。この回路により第２図に入
力電圧Ｖ′ＩＮ（第１図の負荷電圧反応信号波形回路の
出力(d)点）の真の実効値変換を行う。
す。この回路はＲＭＳ−ＤＣ変換器（ＮＪＭ４２００）
として新日本無線（株）から市販されており、アナログ
乗算回路として使用される。この回路により第２図に入
力電圧Ｖ′ＩＮ（第１図の負荷電圧反応信号波形回路の
出力(d)点）の真の実効値変換を行う。
位相制御された商用の交流電圧の場合、真の実効値Ｖ
ｒｍｓは前述した下記の(1)式で与えられる。
ｒｍｓは前述した下記の(1)式で与えられる。
または［1/4π）・（２θ−ｓｉｎ２θ）］１／２ 第６図に位相角θと実効値Ｖｒｍｓの関係を示す。第６
図に示す特性は折れ線近似やｃｏｓ関数近似二乗特性近
似等で部分的に近似できるが、電圧の制御をθの広い範
囲に渡り精度良く行うためには入力電圧を前の式に基づ
き正確に算出する必要がある。
図に示す特性は折れ線近似やｃｏｓ関数近似二乗特性近
似等で部分的に近似できるが、電圧の制御をθの広い範
囲に渡り精度良く行うためには入力電圧を前の式に基づ
き正確に算出する必要がある。
(1)式の近似がθの広い範囲に渡り正確にできないの
は、２θとｓｉｎ２θの変化がθの値によってかなり違
ってくるためである。
は、２θとｓｉｎ２θの変化がθの値によってかなり違
ってくるためである。
本発明の交流電圧安定化回路において適応電圧範囲や制
御精度を上げることができるのは実効値回路を用いるか
らである。
御精度を上げることができるのは実効値回路を用いるか
らである。
複雑な波形の実効値は平方し、積分し、その平方根を計
算することによって、得られる。
算することによって、得られる。
ＮＪＭ４２００はこの計算に適しており、全てのＲＭＳ
／ＤＣ変換はこの回路で実行できる。絶対値回路（また
は正確な整流器）がＡＣ入力を正の整流電圧に変換す
る。入力電流Ｉ１，Ｉ２は各々同一値の絶対値｜Ｖ′
ＩＮ｜／Ｒ１０になる。他の入力電流Ｉ４，Ｉ３は各々
Ｖ０／Ｒ１０，Ｖ０／Ｒ１０となる。
／ＤＣ変換はこの回路で実行できる。絶対値回路（また
は正確な整流器）がＡＣ入力を正の整流電圧に変換す
る。入力電流Ｉ１，Ｉ２は各々同一値の絶対値｜Ｖ′
ＩＮ｜／Ｒ１０になる。他の入力電流Ｉ４，Ｉ３は各々
Ｖ０／Ｒ１０，Ｖ０／Ｒ１０となる。
アナログ乗算器ではＩ１・Ｉ２＝Ｉ３・Ｉ４が成り立つ
ように動作することから出力電圧Ｖ０の平方は入力電圧
の平方の指数的重みを持ったものの平均値 Ｖ０＝〔（Ｖ′ＩＮ）２〕１／２となる。
ように動作することから出力電圧Ｖ０の平方は入力電圧
の平方の指数的重みを持ったものの平均値 Ｖ０＝〔（Ｖ′ＩＮ）２〕１／２となる。
電圧比較器７への信号は実効値の大きさと導通角の関係
において常に反作用となる極性で入力されており、バイ
アス設定回路１５で設定された値に常に収束するように
動作する。
において常に反作用となる極性で入力されており、バイ
アス設定回路１５で設定された値に常に収束するように
動作する。
比較器７の出力は微分回路８に接続されており、微分回
路８の出力はトランジスタＱ３のベースに接続されてい
る。
路８の出力はトランジスタＱ３のベースに接続されてい
る。
トランジスタ３のコレクタはパルス変換器であるパルス
トランスＰＴの１次側巻線および抵抗Ｒ６を介して前記
直流電源に接続されている。
トランスＰＴの１次側巻線および抵抗Ｒ６を介して前記
直流電源に接続されている。
また前記全波整流ダイオードブリッジ回路１１の出力は
抵抗Ｒ５を介して、良く知られているゼロクロスパルス
発生回路１３に接続され、ここで形成されたゼロクロス
パルスにより鋸歯状波発生回路１４が起動され、鋸歯状
波発生回路１４の出力は前記比較器７の非反転入力端子
に接続される。この鋸歯状波発生回路１４も通常のオペ
アンプにより形成することができる。
抵抗Ｒ５を介して、良く知られているゼロクロスパルス
発生回路１３に接続され、ここで形成されたゼロクロス
パルスにより鋸歯状波発生回路１４が起動され、鋸歯状
波発生回路１４の出力は前記比較器７の非反転入力端子
に接続される。この鋸歯状波発生回路１４も通常のオペ
アンプにより形成することができる。
トライアック１０はダイオードＣＲ２および抵抗Ｒ７を
介して前記パルストランスＲＴの２次側巻線に接続され
ている。位相制御パルス発生回路３０は、微分回路８，
トランジスタＱ３，パルストランスＰＴ，抵抗Ｒ６，Ｒ
７およびダイオードＣＲ２を含んで構成されている。
介して前記パルストランスＲＴの２次側巻線に接続され
ている。位相制御パルス発生回路３０は、微分回路８，
トランジスタＱ３，パルストランスＰＴ，抵抗Ｒ６，Ｒ
７およびダイオードＣＲ２を含んで構成されている。
次に前記実施例回路の動作を第３図を参照してさらに説
明する。
明する。
図において(a)は入力電圧、(b)は比較器７の出力電圧、
(c)は微分回路の出力電圧、(d)は実効値変換回路の入力
電圧（負荷電圧対応信号発生回路の出力）、(e)はゼロ
クロスパルス発生回路１３の入力電圧、(f)は鋸歯状波
発生回路の出力波形をそれぞれ示している。
(c)は微分回路の出力電圧、(d)は実効値変換回路の入力
電圧（負荷電圧対応信号発生回路の出力）、(e)はゼロ
クロスパルス発生回路１３の入力電圧、(f)は鋸歯状波
発生回路の出力波形をそれぞれ示している。
第１図において導通角を決める電圧比較器７の出力は第
３図(b)に示すような方形波であり、これが微分回路８
により微分されると同図(c)に示す微分パルスが得られ
る。
３図(b)に示すような方形波であり、これが微分回路８
により微分されると同図(c)に示す微分パルスが得られ
る。
このパルスがパルストランスＰＴの２次側巻線に現れ、
トライアック１０を導通させ負荷９に交流電圧を接続す
る。
トライアック１０を導通させ負荷９に交流電圧を接続す
る。
前記導通の時点を決定する比較器７の出力電圧（第３図
(b)）は負荷電圧対応信号発生回路の出力のトランジス
タＱ１に帰還され、トランジスタＱ１はその立上がりに
より導通させられて、トランジスタＱ２をオフにする。
(b)）は負荷電圧対応信号発生回路の出力のトランジス
タＱ１に帰還され、トランジスタＱ１はその立上がりに
より導通させられて、トランジスタＱ２をオフにする。
このトランジスタＱ２がオフになっている期間全波整流
ダイオードブリッジ回路１１の出力電圧が実効値変換回
路１２に印加される。
ダイオードブリッジ回路１１の出力電圧が実効値変換回
路１２に印加される。
第３図(d)に示す波形はその導通角に着目すれば、負荷
９に供給される電圧の導通角に正確に対応するものであ
り、負荷に供給される電圧の絶対値に正確に比例する電
圧波形である。
９に供給される電圧の導通角に正確に対応するものであ
り、負荷に供給される電圧の絶対値に正確に比例する電
圧波形である。
この電圧波形は、実効値変換回路１２により実効値に変
換される。第３図(f)にこの実効値変換回路１２の出力
を破線で示してある。
換される。第３図(f)にこの実効値変換回路１２の出力
を破線で示してある。
ゼロクロスパルス発生回路１３は第３図(e)に示す電圧
波形が供給され、ゼロクロスパルスを発生して、鋸歯状
波発生回路１４に同図(f)に示す出力波形を発生させ
る。
波形が供給され、ゼロクロスパルスを発生して、鋸歯状
波発生回路１４に同図(f)に示す出力波形を発生させ
る。
比較器７はこの鋸歯状波電圧と同図に破線で示されてい
る実効値変換回路１２の出力を比較して同図(b)に示す
方形波を出力し、前述のようにしてトライアック１０の
導通角を制御する。
る実効値変換回路１２の出力を比較して同図(b)に示す
方形波を出力し、前述のようにしてトライアック１０の
導通角を制御する。
第４図に前記実施例回路のラインレギュレーション特性
を示す。
を示す。
第４図に示されているように、広い出力電圧Ｖ０にわた
ってラインレギュレーションΔＶは小さくなっている。
ってラインレギュレーションΔＶは小さくなっている。
この特性は先に説明したトランスジューサを使用した帰
還形のものと略同等であり、特性が著しく改善されてい
るといえる。
還形のものと略同等であり、特性が著しく改善されてい
るといえる。
この測定の対象となった交流電圧安定化回路の各部の数
値等を示す。
値等を示す。
負荷９は３００Ｗのハロゲンランプ、トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３は小信号用のトランジスタを、ツェナ
ーダイオードＺＤは逆電圧１２Ｖのものを使用した。
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３は小信号用のトランジスタを、ツェナ
ーダイオードＺＤは逆電圧１２Ｖのものを使用した。
ゼロクロスパルス発生回路１３はトランジスタＱ１、Ｑ
２と同様なトランジスタで構成され、微分回路８の抵抗
とコンデンサは、各々１００ｋΩ、０．０４７μＦとし
た。
２と同様なトランジスタで構成され、微分回路８の抵抗
とコンデンサは、各々１００ｋΩ、０．０４７μＦとし
た。
電圧比較器７と鋸歯状波発生回路は汎用のオペアンプで
構成し、実効値変換回路１２は前述のＮＪＭ４２００を
使用した。
構成し、実効値変換回路１２は前述のＮＪＭ４２００を
使用した。
また各部の抵抗値は、Ｒ１＝２４０ｋΩ、Ｒ２＝４．７
ｋΩ、Ｒ３＝Ｒ４＝５１ｋΩ、Ｒ５＝５ｋΩ（５Ｗ）、
Ｒ６＝８２Ω、Ｒ７＝５Ωであり、コンデンサの容量は
Ｃ１＝１００μＦ、整流ブリッジ１１とダイオードＣＲ
１は１Ａ、耐圧２００Ｖのものを、ＣＲ２は小信号用の
ものを使用した。なお、第１図のトランジスタＱ１、Ｑ
２による負荷電圧対応信号発生回路はＰＮＰトランジス
タや、ＩＣを使用しても実現可能である。
ｋΩ、Ｒ３＝Ｒ４＝５１ｋΩ、Ｒ５＝５ｋΩ（５Ｗ）、
Ｒ６＝８２Ω、Ｒ７＝５Ωであり、コンデンサの容量は
Ｃ１＝１００μＦ、整流ブリッジ１１とダイオードＣＲ
１は１Ａ、耐圧２００Ｖのものを、ＣＲ２は小信号用の
ものを使用した。なお、第１図のトランジスタＱ１、Ｑ
２による負荷電圧対応信号発生回路はＰＮＰトランジス
タや、ＩＣを使用しても実現可能である。
（発明の効果） 以上説明したように本発明は制御系の途中の信号を使い
負荷電圧波形の絶対値と相似な波形を合成し、この波形
を制御するように構成してあるから負荷から信号を取り
出すための特別なトランスジューサを使用する必要がな
い。
負荷電圧波形の絶対値と相似な波形を合成し、この波形
を制御するように構成してあるから負荷から信号を取り
出すための特別なトランスジューサを使用する必要がな
い。
そしてそのような容量の大きいトランスジューサ等を使
用しなくても、精度の高いラインレギュレーションを得
ることができる。
用しなくても、精度の高いラインレギュレーションを得
ることができる。
したがって、本発明によれば小形で安価な精度の高い交
流電圧安定化回路を提供することができる。
流電圧安定化回路を提供することができる。
第１図は本発明による交流電圧安定化回路の実施例を示
す回路図である。 第２図は第１図に示した回路で使用される実効値変換回
路の構成例を示す回路図である。 第３図は前記実施例回路の動作を説明するための波形図
である。 第４図は前記実施例回路のラインレギュレーション特性
を示すグラフである。 第５図は正弦波電圧波形の位相制御を示すグラフであ
る。 第６図は前記正弦波電圧波形の位相制御における導通角
θと負荷に供給される実効電圧の関係を示すグラフであ
る。 第７図は従来の交流電圧安定化回路において負荷に直列
にセンサを接続した例を示す回路図である。 第８図は従来の交流電圧安定化回路の負荷に並列にセン
サを接続した例を示す回路図である。 第９図は近似形回路を用いて位相制御をしたときのライ
ンレギュレーション特性を示すグラフである。 ７……電圧比較器 ８……微分回路 ９……負荷 １０……トライアック １１……全波整流ダイオードブリッジ回路 １２……実効値変換回路 １３……ゼロクロスパルス発生回路 １４……鋸歯状波発生回路 １５……バイアス設定回路 １６……正弦波入力端子 ２０……導通角パルス発生回路 ２２……トランジスタ回路 ３０……位相制御パルス発生回路 Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３……トランジスタ ＣＲ１、ＣＲ２……ダイオード ＰＴ……パルストランス ＺＤ……ツェナーダイオード Ｃ１……コンデンサ Ｒ１〜Ｒ７……抵抗 Ｐ……主回路 Ｑ……制御回路 Ｘ……負荷電圧対応信号発生部 Ｙ……鋸歯状波発生部 Ｚ……比較部
す回路図である。 第２図は第１図に示した回路で使用される実効値変換回
路の構成例を示す回路図である。 第３図は前記実施例回路の動作を説明するための波形図
である。 第４図は前記実施例回路のラインレギュレーション特性
を示すグラフである。 第５図は正弦波電圧波形の位相制御を示すグラフであ
る。 第６図は前記正弦波電圧波形の位相制御における導通角
θと負荷に供給される実効電圧の関係を示すグラフであ
る。 第７図は従来の交流電圧安定化回路において負荷に直列
にセンサを接続した例を示す回路図である。 第８図は従来の交流電圧安定化回路の負荷に並列にセン
サを接続した例を示す回路図である。 第９図は近似形回路を用いて位相制御をしたときのライ
ンレギュレーション特性を示すグラフである。 ７……電圧比較器 ８……微分回路 ９……負荷 １０……トライアック １１……全波整流ダイオードブリッジ回路 １２……実効値変換回路 １３……ゼロクロスパルス発生回路 １４……鋸歯状波発生回路 １５……バイアス設定回路 １６……正弦波入力端子 ２０……導通角パルス発生回路 ２２……トランジスタ回路 ３０……位相制御パルス発生回路 Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３……トランジスタ ＣＲ１、ＣＲ２……ダイオード ＰＴ……パルストランス ＺＤ……ツェナーダイオード Ｃ１……コンデンサ Ｒ１〜Ｒ７……抵抗 Ｐ……主回路 Ｑ……制御回路 Ｘ……負荷電圧対応信号発生部 Ｙ……鋸歯状波発生部 Ｚ……比較部
Claims (1)
- 【請求項１】制御整流素子（１０）を有する主回路
（Ｐ）と、制御回路（Ｑ）とを有する交流電圧安定化回
路であって、 制御回路（Ｑ）は、主回路（Ｐ）の入力側に接続され、
導通角パルス発生回路（２０）と位相制御パルス発生回
路（３０）とを有し、 導通角パルス発生回路（２０）は、全波整流ダイオード
ブリッジ回路（１１）と負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）
と鋸歯状波発生部（Ｙ）と比較部（Ｚ）とを有し、全波
整流ダイオードブリッジ回路（１１）が主回路（Ｐ）の
入力側に接続され、 負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）は、トランジスタ回路
（２２）を有し、トランジスタ回路（２２）が全波整流
ダイオードブリッジ回路（１１）の整流出力を入力し、
比較部（Ｚ）の出力信号をフィードバックすることによ
り、負荷に供給される位相制御された電圧の振幅の絶対
値にその振幅が比例し、かつ導通角に相当する幅の負荷
電圧に対応する負荷電圧対応信号を出力し、 鋸歯状波発生部（Ｙ）は、全波整流ダイオードブリッジ
回路（１１）の整流出力を零クロスに同期させて鋸歯状
波を出力し、 比較部（Ｚ）は、負荷電圧対応信号発生部（Ｘ）と鋸歯
状波発生部（Ｙ）の出力を入力して負荷電圧対応信号発
生部（Ｘ）の出力を実効値に変換したものと鋸歯状波発
生回路（１４）の出力を比較して前記導通角パルスを出
力し、 位相制御パルス発生回路（３０）は、微分回路（８）と
全波整流ダイオードブリッジ回路（１１）の出力側に接
続されたパルス変換器（ＰＴ）とを有し、微分回路
（８）が導通角発生回路（２０）の比較部（Ｚ）の出力
を入力してパルス変換器（ＰＴ）を介して主回路（Ｐ）
の制御整流素子（１０）の制御信号を出力する 交流電圧安定化回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59200761A JPH0668705B2 (ja) | 1984-09-26 | 1984-09-26 | 交流電圧安定化回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59200761A JPH0668705B2 (ja) | 1984-09-26 | 1984-09-26 | 交流電圧安定化回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6177910A JPS6177910A (ja) | 1986-04-21 |
| JPH0668705B2 true JPH0668705B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=16429729
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59200761A Expired - Lifetime JPH0668705B2 (ja) | 1984-09-26 | 1984-09-26 | 交流電圧安定化回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0668705B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01147612A (ja) * | 1987-12-02 | 1989-06-09 | Mitsubishi Electric Corp | 定電圧装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5454263A (en) * | 1977-10-06 | 1979-04-28 | Nec Corp | A.c. power regulator circuit |
| JPS5679310A (en) * | 1979-12-03 | 1981-06-29 | Ricoh Co Ltd | Load electric power stabilizer |
| JPS5725009A (en) * | 1980-07-21 | 1982-02-09 | Ricoh Co Ltd | Load electric power stabilizing device |
| JPS58165119A (ja) * | 1982-03-25 | 1983-09-30 | Ushio Inc | 交流定電圧電源装置 |
| JPS58184619A (ja) * | 1982-04-22 | 1983-10-28 | Ushio Inc | 交流定電圧電源装置 |
-
1984
- 1984-09-26 JP JP59200761A patent/JPH0668705B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6177910A (ja) | 1986-04-21 |
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