JPH07177746A - 力率向上システム - Google Patents
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- JPH07177746A JPH07177746A JP6194644A JP19464494A JPH07177746A JP H07177746 A JPH07177746 A JP H07177746A JP 6194644 A JP6194644 A JP 6194644A JP 19464494 A JP19464494 A JP 19464494A JP H07177746 A JPH07177746 A JP H07177746A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【目的】 オフラインスイッチング電源（ＯＬＳ）にお
いて、力率制御回路の応答時間を遅くすることなく、複
雑な計算を必要とせずに、力率を向上させる。 【構成】 制御入力パラメータ（ピーク入力電圧の２乗
Ｅm 2、出力電圧および負荷パワー）のほぼリプルのない
評価を行い、これらのパラメータから、実際の入力電流
の波形を制御するためのプログラムされた電流ｉpが導
出される。制御手順は、コンバータの出力キャパシタに
蓄積されたエネルギーを利用する４分の１サイクル平均
パワー基準に基づく。ＯＬＳへの入力パワーは、４分の
１サイクル時間スケールで入力電圧および電流のｒｍｓ
値から導出される。出力パワー、ならびに、負荷変化お
よび所望出力電圧の誤差によるパワーのずれが与えられ
ると、プログラムされた電流ｉpは、ＯＬＳの入力コン
ダクタンスを導出しそれを入力電圧と組み合わせること
により、決定される。
いて、力率制御回路の応答時間を遅くすることなく、複
雑な計算を必要とせずに、力率を向上させる。 【構成】 制御入力パラメータ（ピーク入力電圧の２乗
Ｅm 2、出力電圧および負荷パワー）のほぼリプルのない
評価を行い、これらのパラメータから、実際の入力電流
の波形を制御するためのプログラムされた電流ｉpが導
出される。制御手順は、コンバータの出力キャパシタに
蓄積されたエネルギーを利用する４分の１サイクル平均
パワー基準に基づく。ＯＬＳへの入力パワーは、４分の
１サイクル時間スケールで入力電圧および電流のｒｍｓ
値から導出される。出力パワー、ならびに、負荷変化お
よび所望出力電圧の誤差によるパワーのずれが与えられ
ると、プログラムされた電流ｉpは、ＯＬＳの入力コン
ダクタンスを導出しそれを入力電圧と組み合わせること
により、決定される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＡＣ電源ラインからパ
ワーオフされた電源回路への入力における力率制御に関
する。
ワーオフされた電源回路への入力における力率制御に関
する。
【０００２】
【従来の技術】一般的にオフラインスイッチャ（ＯＬ
Ｓ）と呼ばれる、ＡＣ電源ラインからパワーオフされた
電源回路の入力における力率の制御は、ＡＣ電源ライン
の完全性と、電源回路自体の効率的な動作および過渡応
答との両方にとって重要である。理論的には、力率は、
正弦電圧波形入力の基本波と同相の正弦波に、入力電流
波形を正確に一致させることによって１という値を達成
することができる。この電流波形制御を達成するために
多くの技術が開発されてきた。以前の技術のうちのいく
つかは、入力電流波形を整形するためにリアクティブな
素子の受動ネットワークを使用している。電源の力率お
よびその他の動作条件の要求が厳しくなるにつれて、入
力電流波形を制御するために能動力率制御ネットワーク
の使用するほうに向かってきている。
Ｓ）と呼ばれる、ＡＣ電源ラインからパワーオフされた
電源回路の入力における力率の制御は、ＡＣ電源ライン
の完全性と、電源回路自体の効率的な動作および過渡応
答との両方にとって重要である。理論的には、力率は、
正弦電圧波形入力の基本波と同相の正弦波に、入力電流
波形を正確に一致させることによって１という値を達成
することができる。この電流波形制御を達成するために
多くの技術が開発されてきた。以前の技術のうちのいく
つかは、入力電流波形を整形するためにリアクティブな
素子の受動ネットワークを使用している。電源の力率お
よびその他の動作条件の要求が厳しくなるにつれて、入
力電流波形を制御するために能動力率制御ネットワーク
の使用するほうに向かってきている。
【０００３】一般的に、能動力率制御ネットワークは、
電源回路の入力および出力信号パラメータを検知し、整
流器と、ＡＣラインと電源回路の間に接続されたブース
ト型、バック型、バック・ブースト型、ＳＥＰＩＣ型ま
たは同様のパワートレインとを利用して、力率を向上さ
せる。ブースト型パワートレインは、これらの信号パラ
メータに応答して選択的に切り替わり、または、パルス
幅変調されて、入力電流を所望のまたはプログラムされ
た電流波形に一致させるパワースイッチを含む。米国特
許第４，４１２，２７７号に開示された特定の実施例で
は、整流された入力ＡＣ電圧波形に、規定の値からの出
力電圧のずれを表す誤差電圧を乗算する。その結果の制
御信号をスケーリングし、プログラムされたＡＣ電流波
形ｉpを生成する。この波形を使用して、ブースト型パ
ワートレインのパワースイッチを駆動するパルスの変調
を制御して所望の入力電流波形を生成し、これによっ
て、力率地を１という値にさらに接近させる。
電源回路の入力および出力信号パラメータを検知し、整
流器と、ＡＣラインと電源回路の間に接続されたブース
ト型、バック型、バック・ブースト型、ＳＥＰＩＣ型ま
たは同様のパワートレインとを利用して、力率を向上さ
せる。ブースト型パワートレインは、これらの信号パラ
メータに応答して選択的に切り替わり、または、パルス
幅変調されて、入力電流を所望のまたはプログラムされ
た電流波形に一致させるパワースイッチを含む。米国特
許第４，４１２，２７７号に開示された特定の実施例で
は、整流された入力ＡＣ電圧波形に、規定の値からの出
力電圧のずれを表す誤差電圧を乗算する。その結果の制
御信号をスケーリングし、プログラムされたＡＣ電流波
形ｉpを生成する。この波形を使用して、ブースト型パ
ワートレインのパワースイッチを駆動するパルスの変調
を制御して所望の入力電流波形を生成し、これによっ
て、力率地を１という値にさらに接近させる。
【０００４】米国特許第４，６７７，３６６号に開示さ
れた改良された力率制御装置は、ＡＣライン電圧の波形
の振幅の変化に適切に過渡応答するために、制御変数と
して、入力ＡＣ電圧の瞬間ｒｍｓ値を使用する。この制
御装置は、入力ＡＣ電圧のｒｍｓ値に生じる急激な変化
に適応するために付加された、フィードフォワード制御
を含む。このフィードフォワード配置は、ｒｍｓ入力電
圧の２乗に反比例して、プログラムされた電流ｉpをス
ケーリングする。
れた改良された力率制御装置は、ＡＣライン電圧の波形
の振幅の変化に適切に過渡応答するために、制御変数と
して、入力ＡＣ電圧の瞬間ｒｍｓ値を使用する。この制
御装置は、入力ＡＣ電圧のｒｍｓ値に生じる急激な変化
に適応するために付加された、フィードフォワード制御
を含む。このフィードフォワード配置は、ｒｍｓ入力電
圧の２乗に反比例して、プログラムされた電流ｉpをス
ケーリングする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】これらの従来の装置に
おける問題点は、検知される電圧波形に重ね合わされ
る、整流およびその他の原因によるリプル電圧の影響で
ある。検知される信号におけるこのリプル電圧は、ブー
スト型コンバータを制御するために使用される誤差電圧
に重ね合わされるスプリアスの信号である。これは、プ
ログラムされた電流ｉpの波形の正確な決定を妨げ、制
御回路の動作に好ましくない副作用を生じる。このリプ
ル電圧に対処するために開発されている現在の技術は、
力率制御回路の応答時間を遅くする。
おける問題点は、検知される電圧波形に重ね合わされ
る、整流およびその他の原因によるリプル電圧の影響で
ある。検知される信号におけるこのリプル電圧は、ブー
スト型コンバータを制御するために使用される誤差電圧
に重ね合わされるスプリアスの信号である。これは、プ
ログラムされた電流ｉpの波形の正確な決定を妨げ、制
御回路の動作に好ましくない副作用を生じる。このリプ
ル電圧に対処するために開発されている現在の技術は、
力率制御回路の応答時間を遅くする。
【０００６】力率を向上させるための従来の装置におけ
るもう１つの問題点は、出力負荷過渡現象に対する出力
電圧調整制御ループの応答時間が遅いことである。この
問題点に対処する従来の装置は、パワートレインのパワ
ースイッチを制御するフィードフォワード制御ループに
おけるフィードフォワード変数として出力パワーを含
む。制御プロセスに対する出力パワーの効果における重
要変数は、パワートレインの出力キャパシタに蓄積され
るエネルギーである。
るもう１つの問題点は、出力負荷過渡現象に対する出力
電圧調整制御ループの応答時間が遅いことである。この
問題点に対処する従来の装置は、パワートレインのパワ
ースイッチを制御するフィードフォワード制御ループに
おけるフィードフォワード変数として出力パワーを含
む。制御プロセスに対する出力パワーの効果における重
要変数は、パワートレインの出力キャパシタに蓄積され
るエネルギーである。
【０００７】出力パワーにおける変化に正確に適応する
ように設計されたコントローラは、ミトワリ(Mitwalli)
他、「力率１のコントローラのためのディジタルコント
ローラ(A Digital Controller for a Unity Power Fact
or Controller)」、パワーエレクトロニクスにおけるコ
ンピュータに関するワークショップ(Workshop on Compu
ters in Power Electronics)、バークレー、米国カリフ
ォルニア州（１９９２年８月）、に記載されている。こ
のコントローラは、瞬間パワーフローをモデル化するこ
とに基づき、パワートレインの出力キャパシタンスの値
の情報に基づくものである。さらにこれは、満足な動作
を達成するためには複雑なリアルタイム計算を必要とす
る。
ように設計されたコントローラは、ミトワリ(Mitwalli)
他、「力率１のコントローラのためのディジタルコント
ローラ(A Digital Controller for a Unity Power Fact
or Controller)」、パワーエレクトロニクスにおけるコ
ンピュータに関するワークショップ(Workshop on Compu
ters in Power Electronics)、バークレー、米国カリフ
ォルニア州（１９９２年８月）、に記載されている。こ
のコントローラは、瞬間パワーフローをモデル化するこ
とに基づき、パワートレインの出力キャパシタンスの値
の情報に基づくものである。さらにこれは、満足な動作
を達成するためには複雑なリアルタイム計算を必要とす
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】オフラインスイッチング
電源（ＯＬＳ）用の力率制御システムは、制御入力パラ
メータ（ピーク入力電圧の２乗Ｅm 2、出力電圧および負
荷パワー）のほぼリプルのない評価の生成を通じて動作
し、これらのほぼリプルのない信号を使用してブースト
型、バック型、バック・ブースト型またはその他のＯＬ
Ｓ型のコンバータを制御してＯＬＳへの入力における力
率を向上させる。これらのパラメータを生成することに
より、実際の入力電流の波形を制御するために使用され
るプログラムされた電流ｉpが導出される。制御手順
は、コンバータの出力キャパシタに蓄積されたエネルギ
ーを利用する４分の１サイクル平均パワー基準に基づ
く。このエネルギーは、ＡＣ電圧波形の４分の１サイク
ルの間にＡＣラインから引き出されるエネルギーの量に
比べて重要である。
電源（ＯＬＳ）用の力率制御システムは、制御入力パラ
メータ（ピーク入力電圧の２乗Ｅm 2、出力電圧および負
荷パワー）のほぼリプルのない評価の生成を通じて動作
し、これらのほぼリプルのない信号を使用してブースト
型、バック型、バック・ブースト型またはその他のＯＬ
Ｓ型のコンバータを制御してＯＬＳへの入力における力
率を向上させる。これらのパラメータを生成することに
より、実際の入力電流の波形を制御するために使用され
るプログラムされた電流ｉpが導出される。制御手順
は、コンバータの出力キャパシタに蓄積されたエネルギ
ーを利用する４分の１サイクル平均パワー基準に基づ
く。このエネルギーは、ＡＣ電圧波形の４分の１サイク
ルの間にＡＣラインから引き出されるエネルギーの量に
比べて重要である。
【０００９】ＯＬＳへの入力パワーは、４分の１サイク
ル時間スケールで入力電圧および電流のｒｍｓ値から導
出される。出力パワー、ならびに、負荷変化および所望
出力電圧の誤差によるパワーのずれが与えられると、プ
ログラムされた電流ｉpは、ＯＬＳの入力コンダクタン
スを導出しそれを入力電圧と組み合わせることにより、
決定される。
ル時間スケールで入力電圧および電流のｒｍｓ値から導
出される。出力パワー、ならびに、負荷変化および所望
出力電圧の誤差によるパワーのずれが与えられると、プ
ログラムされた電流ｉpは、ＯＬＳの入力コンダクタン
スを導出しそれを入力電圧と組み合わせることにより、
決定される。
【００１０】
【実施例】図１に示すように、力率向上電源システムの
整流器への指定された入力パラメータを決定する評価回
路は、入力ＡＣ電圧をとり、そのピークの２乗と、基本
波の同相時変値を表す値を抽出する。入力ＡＣ電圧Ｅm
ｓｉｎ（ωｔ）は、被制御調和振動子１１０の入力端子
１０１に直接加えられる。被制御調和振動子１１０は、
リード１０１の入力ＡＣ電圧に応答して、出力リード１
０２にＡＣ正弦波電圧εmｓｉｎ（ωｔ）を生成する。
被制御調和振動子１１０は、入力ＡＣ電圧と同相の基本
正弦波と、π／２だけ変位した成分の両方を生成するよ
うに接続された積分器からなる回路とすることが可能で
ある。
整流器への指定された入力パラメータを決定する評価回
路は、入力ＡＣ電圧をとり、そのピークの２乗と、基本
波の同相時変値を表す値を抽出する。入力ＡＣ電圧Ｅm
ｓｉｎ（ωｔ）は、被制御調和振動子１１０の入力端子
１０１に直接加えられる。被制御調和振動子１１０は、
リード１０１の入力ＡＣ電圧に応答して、出力リード１
０２にＡＣ正弦波電圧εmｓｉｎ（ωｔ）を生成する。
被制御調和振動子１１０は、入力ＡＣ電圧と同相の基本
正弦波と、π／２だけ変位した成分の両方を生成するよ
うに接続された積分器からなる回路とすることが可能で
ある。
【００１１】位相がπ／２だけずれている２つの導出さ
れた信号はそれぞれ信号２乗回路１１１および１１２に
加えられる。２乗回路１１１および１１２の出力は加算
回路１１３で加算され、リード１１４にピーク２乗値Ｅ
m 2を生成する。加算出力信号の形は、次式に従うリプル
のない大きさである。
れた信号はそれぞれ信号２乗回路１１１および１１２に
加えられる。２乗回路１１１および１１２の出力は加算
回路１１３で加算され、リード１１４にピーク２乗値Ｅ
m 2を生成する。加算出力信号の形は、次式に従うリプル
のない大きさである。
【数１】 ただし、θは回路によって決定される任意の値である。
【００１２】２つの２乗回路１１１および１１２の出力
は演算増幅器１１５にも送られる。演算増幅器１１５
は、積分器利得を制御することによって、リード１１６
に、基本波の周波数ωの値を導出する。
は演算増幅器１１５にも送られる。演算増幅器１１５
は、積分器利得を制御することによって、リード１１６
に、基本波の周波数ωの値を導出する。
【００１３】図２のパワー処理システムは、整流器とそ
れに続くブースト型コンバータとして図示されているオ
フラインスイッチング回路の入力における力率を向上さ
せるために力率制御システムを含む。電圧Ｅmｓｉｎ
（ωｔ）を供給するＡＣラインは入力リード２０１に接
続され、続いて、この入力リード２０１は、この電圧
を、全波整流器２０５と、図１のような評価器２１０と
に加える。
れに続くブースト型コンバータとして図示されているオ
フラインスイッチング回路の入力における力率を向上さ
せるために力率制御システムを含む。電圧Ｅmｓｉｎ
（ωｔ）を供給するＡＣラインは入力リード２０１に接
続され、続いて、この入力リード２０１は、この電圧
を、全波整流器２０５と、図１のような評価器２１０と
に加える。
【００１４】図２に示すように、整流器２０５の出力
は、ブースト型、バック型またはバック・ブースト型コ
ンバータのようなスイッチング型のコンバータ２３０に
送られる。コンバータ２３０のパワースイッチはパルス
幅変調され、リード２０１におけるＡＣ電圧波形入力に
対応する波形を有するプログラムされた電流を生成す
る。パワースイッチはコントローラ２３５によって制御
される。コントローラ２３５は、評価器２１０によって
供給されるプログラムされた電流パラメータに応答す
る。コントローラ２３５は、プログラムされた電流ｉp
に応答してコンバータのパワースイッチを駆動するパル
ス幅変調駆動信号を生成することにより意図する力率お
よび調整結果を達成するようなＩＣ回路として実現可能
である。ｉpのような入力信号に応答するＩＣ回路は市
販されている。
は、ブースト型、バック型またはバック・ブースト型コ
ンバータのようなスイッチング型のコンバータ２３０に
送られる。コンバータ２３０のパワースイッチはパルス
幅変調され、リード２０１におけるＡＣ電圧波形入力に
対応する波形を有するプログラムされた電流を生成す
る。パワースイッチはコントローラ２３５によって制御
される。コントローラ２３５は、評価器２１０によって
供給されるプログラムされた電流パラメータに応答す
る。コントローラ２３５は、プログラムされた電流ｉp
に応答してコンバータのパワースイッチを駆動するパル
ス幅変調駆動信号を生成することにより意図する力率お
よび調整結果を達成するようなＩＣ回路として実現可能
である。ｉpのような入力信号に応答するＩＣ回路は市
販されている。
【００１５】評価器２１０は、リード２５１にパラメー
タεmｓｉｎ（ωｔ）を送出し、リード２３２にパラメ
ータＥm 2を送出する。その他のパラメータは、回路出力
で検知される信号に応答してフィードバックされる。こ
の回路出力は、主に、リード２２９によって検知される
出力２４１の出力電圧と、リード２４１で電流センサ２
３１によって検知される出力電流Ｉloadである。
タεmｓｉｎ（ωｔ）を送出し、リード２３２にパラメ
ータＥm 2を送出する。その他のパラメータは、回路出力
で検知される信号に応答してフィードバックされる。こ
の回路出力は、主に、リード２２９によって検知される
出力２４１の出力電圧と、リード２４１で電流センサ２
３１によって検知される出力電流Ｉloadである。
【００１６】検知した出力電流Ｉloadは、リード２３３
で検知された出力電圧Ｖoutと乗算器２２５で乗算さ
れ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３０の出力パワーを表すそ
の結果の積は加算回路２２４に送られる。リード２２９
で検知された出力電圧は、利得制御インピーダンス２２
７および２２８ならびに演算増幅器２２６の反転入力に
送られる。基準電圧が演算増幅器２２６の非反転入力に
加えられる。そのリード２３４上の出力は、コンバータ
の出力パワーの誤差δＰoutを表す。この値δＰoutは加
算回路２２４に送られる。
で検知された出力電圧Ｖoutと乗算器２２５で乗算さ
れ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３０の出力パワーを表すそ
の結果の積は加算回路２２４に送られる。リード２２９
で検知された出力電圧は、利得制御インピーダンス２２
７および２２８ならびに演算増幅器２２６の反転入力に
送られる。基準電圧が演算増幅器２２６の非反転入力に
加えられる。そのリード２３４上の出力は、コンバータ
の出力パワーの誤差δＰoutを表す。この値δＰoutは加
算回路２２４に送られる。
【００１７】リード２４２の信号（すなわち加算回路２
２４の出力）は除算回路２２２の分子入力に送られる。
リード２３２の２乗ピーク電圧値Ｅm 2は除算回路２２２
の分母入力に送られる。
２４の出力）は除算回路２２２の分子入力に送られる。
リード２３２の２乗ピーク電圧値Ｅm 2は除算回路２２２
の分母入力に送られる。
【００１８】除算回路２２２の出力は、乗算器２２１
で、評価器２１０のリード２５１の出力Ｅmｓｉｎ（ω
ｔ）と組み合わされる。乗算器の出力は大きさの絶対値
を形成するためにスケーリング回路２２３によってスケ
ーリングされ、コントローラ２３５に送られる。整流器
２０５の出力はリード２１５を通じてコントローラ２３
５に直接接続される。
で、評価器２１０のリード２５１の出力Ｅmｓｉｎ（ω
ｔ）と組み合わされる。乗算器の出力は大きさの絶対値
を形成するためにスケーリング回路２２３によってスケ
ーリングされ、コントローラ２３５に送られる。整流器
２０５の出力はリード２１５を通じてコントローラ２３
５に直接接続される。
【００１９】図２の回路の動作は、その動作の下にある
理論的基礎を説明することによって理解される。基礎と
なる原理は、パワー変換プロセスの不完全な効率η（す
なわち、効率は１００％未満である）を考慮するととも
に、整流器２０５への平均入力パワーと、整流器２０５
からの瞬間出力パワーを等しくすることである。
理論的基礎を説明することによって理解される。基礎と
なる原理は、パワー変換プロセスの不完全な効率η（す
なわち、効率は１００％未満である）を考慮するととも
に、整流器２０５への平均入力パワーと、整流器２０５
からの瞬間出力パワーを等しくすることである。
【数２】
【数３】 式（２）を満たすことは、力率が整流器への入力におい
て１であることを必要とする。式（１）および式（２）
の両方の平均化プロセスの時間間隔は、入力ＡＣ正弦波
形の４分の１サイクルの任意の正整数倍である。式
（１）および（２）における平均パワーと瞬間パワーを
等置する際の不正確さは、ＯＬＳの出力キャパシタに蓄
積されるエネルギーによって適応される。
て１であることを必要とする。式（１）および式（２）
の両方の平均化プロセスの時間間隔は、入力ＡＣ正弦波
形の４分の１サイクルの任意の正整数倍である。式
（１）および（２）における平均パワーと瞬間パワーを
等置する際の不正確さは、ＯＬＳの出力キャパシタに蓄
積されるエネルギーによって適応される。
【００２０】式（２）に対応するプログラムされた電流
ｉｐの制御法則を定式化することができる。この制御法
則は、４分の１サイクル平均に基づくものであり、次の
ようになる。
ｉｐの制御法則を定式化することができる。この制御法
則は、４分の１サイクル平均に基づくものであり、次の
ようになる。
【数４】 これは、正弦波形に対する次の関係を使用している。
【数５】
【００２１】高力率アプリケーション用のブースト型な
どの実用的コンバータでは、ηは約０．９３〜０．９８
であり、負荷パワーのかなりの変動の下で比較的一定で
ある。
どの実用的コンバータでは、ηは約０．９３〜０．９８
であり、負荷パワーのかなりの変動の下で比較的一定で
ある。
【００２２】このように、式（３）によって、入力電圧
のｒｍｓ値および出力パワー（または、出力パワーのフ
ィルタリングされた値）の情報に基づいて、プログラム
された電流ｉpを計算するための制御方法の開発が可能
となる。
のｒｍｓ値および出力パワー（または、出力パワーのフ
ィルタリングされた値）の情報に基づいて、プログラム
された電流ｉpを計算するための制御方法の開発が可能
となる。
【００２３】整流器の被制御コンダクタンス値Ｇは、プ
ログラムされた電流ｉpの瞬間値が次式によって与えら
れるように定義される。
ログラムされた電流ｉpの瞬間値が次式によって与えら
れるように定義される。
【数６】 ただし、値Ｇは次式で与えられる。
【数７】 また、ｅinは、入力電圧の瞬間値、または、望ましく
は、入力電圧の基本波εｓｉｎ（ωｔ）の瞬間値であ
る。正弦波入力電圧および一定負荷パワーに対して、Ｇ
は一定であり、ｉpは正弦波となる。さらに、Ｇの決定
は「よいふるまいである」。すなわち、小さい不確定数
を他の小さい不確定数で除算することを必要としない。
実際には、式（３）、または、同じことであるが、式
（５）は、完全な制御プロセスには十分でない。それ
は、電源からの出力電圧を４００ボルトのような所定の
電圧に調整することがほとんど常に要求されるためであ
る。従って、式（３）は、所望の（すなわち基準の）出
力電圧Ｖrefと実際の出力電圧Ｖoutの誤差を反映するた
め、「パワー増分」δＰoutを含むように修正される。
は、入力電圧の基本波εｓｉｎ（ωｔ）の瞬間値であ
る。正弦波入力電圧および一定負荷パワーに対して、Ｇ
は一定であり、ｉpは正弦波となる。さらに、Ｇの決定
は「よいふるまいである」。すなわち、小さい不確定数
を他の小さい不確定数で除算することを必要としない。
実際には、式（３）、または、同じことであるが、式
（５）は、完全な制御プロセスには十分でない。それ
は、電源からの出力電圧を４００ボルトのような所定の
電圧に調整することがほとんど常に要求されるためであ
る。従って、式（３）は、所望の（すなわち基準の）出
力電圧Ｖrefと実際の出力電圧Ｖoutの誤差を反映するた
め、「パワー増分」δＰoutを含むように修正される。
【数８】 式（７）の目的は、出力パワーＰoutを使用して被制御
コンダクタンスＧの主要部分を制御し、小さい増分とし
てδＰoutを使用して出力電圧を調整することである。
このように、ＯＬＳは、フィードバック項δＰoutのみ
がモデリング誤差を考慮することにより、出力パワーの
大ステップ変化に急速に応答する能力を有することが可
能となる。
コンダクタンスＧの主要部分を制御し、小さい増分とし
てδＰoutを使用して出力電圧を調整することである。
このように、ＯＬＳは、フィードバック項δＰoutのみ
がモデリング誤差を考慮することにより、出力パワーの
大ステップ変化に急速に応答する能力を有することが可
能となる。
【００２４】被制御コンダクタンスＧの決定に入力を提
供する信号処理要素には特定の設計が要求される。第１
に、ＡＣ入力電圧の２乗ピーク電圧、または、同じこと
であるが、ｒｍｓ値の評価は、ほぼリプルのないもので
なければならず、かつ、ＡＣ入力電圧の波形の振幅の変
化に急速に応答しなければならない。
供する信号処理要素には特定の設計が要求される。第１
に、ＡＣ入力電圧の２乗ピーク電圧、または、同じこと
であるが、ｒｍｓ値の評価は、ほぼリプルのないもので
なければならず、かつ、ＡＣ入力電圧の波形の振幅の変
化に急速に応答しなければならない。
【００２５】第２に、出力パワーの評価もまた、定常状
態動作中はほぼリプルのないものでなければならず、負
荷の変化に急速に応答しなければならない。定常状態で
一定のパワーを引き出す負荷に対する好ましい方法は、
整流器出力電圧に出力電流を乗算することである。ＭＣ
１４９５やＡＤ５３２のような市販のアナログＩＣを使
用することができる。代替法としては、整流器出力電圧
の事前に調整された既知の値（すなわち、図２の演算増
幅器２２６に加えられる基準電圧）に基づいて、測定さ
れたＯＬＳ出力電流をスケーリングし、必要に応じてリ
プルを縮小するためにフィルタリングをして、出力パワ
ーを評価する（すなわち、図２の電流検知回路２３
１）。リプルは、導出される値Ｇにおいて、プログラム
された電流ｉpの歪みを引き起こしうる望ましくない周
期的変動に寄与する。
態動作中はほぼリプルのないものでなければならず、負
荷の変化に急速に応答しなければならない。定常状態で
一定のパワーを引き出す負荷に対する好ましい方法は、
整流器出力電圧に出力電流を乗算することである。ＭＣ
１４９５やＡＤ５３２のような市販のアナログＩＣを使
用することができる。代替法としては、整流器出力電圧
の事前に調整された既知の値（すなわち、図２の演算増
幅器２２６に加えられる基準電圧）に基づいて、測定さ
れたＯＬＳ出力電流をスケーリングし、必要に応じてリ
プルを縮小するためにフィルタリングをして、出力パワ
ーを評価する（すなわち、図２の電流検知回路２３
１）。リプルは、導出される値Ｇにおいて、プログラム
された電流ｉpの歪みを引き起こしうる望ましくない周
期的変動に寄与する。
【００２６】第３に、フィードバック項δＰoutもまた
ほぼリプルのないものでなければならない。フィルタリ
ングが、リプルを除去するために必要である。選択され
るフィルタリングは、組み込まれるフィードバックルー
プの安定性条件と整合しなければならない。このフィル
タは、オブザーバ法を使用して回路に組み込むことも可
能である。このような設計は、入力ＡＣ波形のｒｍｓ値
を評価する評価器２１０でも使用される。オブザーバ法
を使用したこの低域通過フィルタは、出力電圧または出
力電流のｄｃ（すなわち、リプルのない）成分を評価す
る。１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚのリプルの２状態変数
モデルを使用してリプルを評価することが可能であり、
その結果は出力電圧または出力電流から減算される。
ほぼリプルのないものでなければならない。フィルタリ
ングが、リプルを除去するために必要である。選択され
るフィルタリングは、組み込まれるフィードバックルー
プの安定性条件と整合しなければならない。このフィル
タは、オブザーバ法を使用して回路に組み込むことも可
能である。このような設計は、入力ＡＣ波形のｒｍｓ値
を評価する評価器２１０でも使用される。オブザーバ法
を使用したこの低域通過フィルタは、出力電圧または出
力電流のｄｃ（すなわち、リプルのない）成分を評価す
る。１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚのリプルの２状態変数
モデルを使用してリプルを評価することが可能であり、
その結果は出力電圧または出力電流から減算される。
【００２７】図３に、コントローラ２３５によって要求
され、図１の評価器の出力部分によって示されるように
供給される、式（７）によって記述される制御プロセス
に対する信号フロー制御を示す。出力電圧は出力リード
２４１で検知され、加算器３０５で、リード３０６に加
えられる基準電圧と加算される。加算された出力は低域
通過フィルタ３０１に送られる。フィルタ３０１は出力
電圧誤差を検知するための低域通過フィルタであり、シ
ステムのフィードバック安定性を保証するのに必要な利
得および位相整形ネットワークを含む。ＬＰＦ３０１の
所要の特性の詳細は当業者には容易に明らかである。
され、図１の評価器の出力部分によって示されるように
供給される、式（７）によって記述される制御プロセス
に対する信号フロー制御を示す。出力電圧は出力リード
２４１で検知され、加算器３０５で、リード３０６に加
えられる基準電圧と加算される。加算された出力は低域
通過フィルタ３０１に送られる。フィルタ３０１は出力
電圧誤差を検知するための低域通過フィルタであり、シ
ステムのフィードバック安定性を保証するのに必要な利
得および位相整形ネットワークを含む。ＬＰＦ３０１の
所要の特性の詳細は当業者には容易に明らかである。
【００２８】フィルタ３０１の出力は、リード２４１に
おける出力電圧の誤差を表す。δＰoutで表した必要な
（すなわち、電圧変化によって必要とされる）出力パワ
ー変化が加算器２２４に送られる。評価される定常状態
パワーは、乗算器２２５で出力電圧と出力電流を乗算す
ることによって導出される。評価された定常状態パワー
は加算器２２４によってδＰoutと加算される。乗算器
２２５の出力の利得および位相の制御が必要な場合、図
２に示したように、オプションの低域通過フィルタ２４
３を乗算器２２５と加算器２２４の間に挿入することが
できる。
おける出力電圧の誤差を表す。δＰoutで表した必要な
（すなわち、電圧変化によって必要とされる）出力パワ
ー変化が加算器２２４に送られる。評価される定常状態
パワーは、乗算器２２５で出力電圧と出力電流を乗算す
ることによって導出される。評価された定常状態パワー
は加算器２２４によってδＰoutと加算される。乗算器
２２５の出力の利得および位相の制御が必要な場合、図
２に示したように、オプションの低域通過フィルタ２４
３を乗算器２２５と加算器２２４の間に挿入することが
できる。
【００２９】加算器２２４の出力は除算器２２２の分子
入力ｎに送られる。評価器２２０の２乗ピーク電圧Ｅm 2
出力は除算器２２２の分母入力ｄに送られる。除算の結
果が所要のＯＬＳコンダクタンスＧであり、リード２１
９に送られる（値Ｇと示す）。
入力ｎに送られる。評価器２２０の２乗ピーク電圧Ｅm 2
出力は除算器２２２の分母入力ｄに送られる。除算の結
果が所要のＯＬＳコンダクタンスＧであり、リード２１
９に送られる（値Ｇと示す）。
【００３０】図３で、リード２１４のＥmｓｉｎ（ω
ｔ）の値は、他方の入力が値Ｇである乗算器２２１に送
られる。この乗算器は２つの入力を結合してプログラム
された電流値ｉpを導出する。
ｔ）の値は、他方の入力が値Ｇである乗算器２２１に送
られる。この乗算器は２つの入力を結合してプログラム
された電流値ｉpを導出する。
【００３１】さらに実用的な考察として、ブースト型な
どの型のスイッチングレギュレータへの入力電圧が既に
ダイオードブリッジによって整流されている場合、プロ
グラムされた電流の絶対値をコントローラに送る必要が
ある。この機能は図２のスケーリング回路２２３によっ
て提供される。絶対値を導出するこの回路は、図４のよ
うに演算増幅器およびコンパレータによって実現可能で
ある。この回路は、図３の乗算器２２１のｉp出力を受
信するように接続された反転入力４０２を有する演算増
幅器４０１を有する。このｉpの値は演算増幅器４１１
の反転入力ポートにも送られる。その非反転入力はＦＥ
Ｔデバイス４１０に接続され、ＦＥＴデバイス４１０の
制御電極４１３は演算増幅器４０１の出力によって制御
される。ＦＥＴデバイス４１０のコンダクタンスは、リ
ード４０２のｉpの振幅の符号でスイッチングされる。
ＦＥＴデバイス４１０は、増幅器４１１の非反転入力を
接地する。こうして、ＦＥＴ４１０のコンダクタンス
は、演算増幅器４１１が反転か非反転かを決定する際
に、演算増幅器４０１が正または負のいずれに飽和して
いるかによってスイッチングされる。抵抗器４２１およ
び４２２は等しく、適当な値は約１０ｋΩである。抵抗
器４２３の抵抗はＦＥＴ４１０のオン抵抗より約５００
倍大きくなければならない。リード４２０の出力はｉp
の絶対値を表す。
どの型のスイッチングレギュレータへの入力電圧が既に
ダイオードブリッジによって整流されている場合、プロ
グラムされた電流の絶対値をコントローラに送る必要が
ある。この機能は図２のスケーリング回路２２３によっ
て提供される。絶対値を導出するこの回路は、図４のよ
うに演算増幅器およびコンパレータによって実現可能で
ある。この回路は、図３の乗算器２２１のｉp出力を受
信するように接続された反転入力４０２を有する演算増
幅器４０１を有する。このｉpの値は演算増幅器４１１
の反転入力ポートにも送られる。その非反転入力はＦＥ
Ｔデバイス４１０に接続され、ＦＥＴデバイス４１０の
制御電極４１３は演算増幅器４０１の出力によって制御
される。ＦＥＴデバイス４１０のコンダクタンスは、リ
ード４０２のｉpの振幅の符号でスイッチングされる。
ＦＥＴデバイス４１０は、増幅器４１１の非反転入力を
接地する。こうして、ＦＥＴ４１０のコンダクタンス
は、演算増幅器４１１が反転か非反転かを決定する際
に、演算増幅器４０１が正または負のいずれに飽和して
いるかによってスイッチングされる。抵抗器４２１およ
び４２２は等しく、適当な値は約１０ｋΩである。抵抗
器４２３の抵抗はＦＥＴ４１０のオン抵抗より約５００
倍大きくなければならない。リード４２０の出力はｉp
の絶対値を表す。
【００３２】式（７）に基づくコントローラを実現する
ためにいくつかの方法が使用可能である。１つの方法
は、２乗、乗算および除算のような非線形演算を実行す
るためにアナログの乗算器および除算器を使用し、加算
および減算に演算増幅器を使用するものである。この方
法の一実施例は既に説明した。もう１つの方法は、図５
のように、被制御コンダクタンスＧのようなゆっくりと
変動する量を計算するために、同じ集積回路上に多重化
されたアナログ−ディジタル変換を含むことが可能な８
０Ｃ５１型などのマイクロコントローラ５１０を使用す
ることによって、ディジタル方式でコントローラを実現
するものである。ｉpのような急速に変動する量は、Ｄ
ＡＣ１０２２のような乗算ディジタル−アナログコンバ
ータ（ＤＡＣ）５２０を使用して形成することができ
る。こうして、乗算ＤＡＣ５２０は、急速に変動するア
ナログ信号（すなわちＥm・ｓｉｎ（ωｔ））をゆっく
りと変動するディジタル信号（すなわち、被制御コンダ
クタンスＧのディジタル表現）と乗算して、急速に変動
する出力ｉpをリード５２１に生成することができる。
ためにいくつかの方法が使用可能である。１つの方法
は、２乗、乗算および除算のような非線形演算を実行す
るためにアナログの乗算器および除算器を使用し、加算
および減算に演算増幅器を使用するものである。この方
法の一実施例は既に説明した。もう１つの方法は、図５
のように、被制御コンダクタンスＧのようなゆっくりと
変動する量を計算するために、同じ集積回路上に多重化
されたアナログ−ディジタル変換を含むことが可能な８
０Ｃ５１型などのマイクロコントローラ５１０を使用す
ることによって、ディジタル方式でコントローラを実現
するものである。ｉpのような急速に変動する量は、Ｄ
ＡＣ１０２２のような乗算ディジタル−アナログコンバ
ータ（ＤＡＣ）５２０を使用して形成することができ
る。こうして、乗算ＤＡＣ５２０は、急速に変動するア
ナログ信号（すなわちＥm・ｓｉｎ（ωｔ））をゆっく
りと変動するディジタル信号（すなわち、被制御コンダ
クタンスＧのディジタル表現）と乗算して、急速に変動
する出力ｉpをリード５２１に生成することができる。
【００３３】入力Ｅmｓｉｎ（ωｔ）、Ｅmｃｏｓ（ω
ｔ）、Ｖ0およびＩ0はサンプル・ホールド回路５０１に
送られる。サンプリングされる値は、直接に、または、
演算増幅器を介して加えられ、信号の絶対値を形成し、
それがマイクロプロセッサ５１０に送られる。マイクロ
プロセッサ５１０の処理された出力はディジタル−アナ
ログコンバータ５２０に送られ、そこから、ｉpの絶対
値を導出する回路に送られる。
ｔ）、Ｖ0およびＩ0はサンプル・ホールド回路５０１に
送られる。サンプリングされる値は、直接に、または、
演算増幅器を介して加えられ、信号の絶対値を形成し、
それがマイクロプロセッサ５１０に送られる。マイクロ
プロセッサ５１０の処理された出力はディジタル−アナ
ログコンバータ５２０に送られ、そこから、ｉpの絶対
値を導出する回路に送られる。
【００３４】図６の力率向上システムは図２のシステム
と同様である。図６のシステムでは、入力端子２０１は
リード２０２を通じて乗算器２２１に直接接続されてい
る。この配置では、入力ＡＣ電圧の波形はほぼ歪みがな
いことを仮定する。
と同様である。図６のシステムでは、入力端子２０１は
リード２０２を通じて乗算器２２１に直接接続されてい
る。この配置では、入力ＡＣ電圧の波形はほぼ歪みがな
いことを仮定する。
【００３５】力率向上システムのもう１つの変形を図７
に示す。図７では、整流器２０５の整流された正弦波出
力が乗算器２２１に送られる。
に示す。図７では、整流器２０５の整流された正弦波出
力が乗算器２２１に送られる。
【００３６】本発明の力率制御システムによって、ＯＬ
Ｓのさまざまな構成の利用が可能となる。例えば、ブー
スト型コンバータと整流とが両機能を組み合わせた単一
の回路に併合されているようなＯＬＳを図８に示す。こ
のような回路配置によって、力率向上回路として、独立
の整流器と、波形整形のための独立のパワーコンバータ
との組合せと比較して、損失を生じる回路要素が最小化
される。図８の回路は、入力端子８０１および８０２で
ＡＣライン電圧を受ける。このＡＣ電圧は、ダイオード
８０６、８０７、８０８および８０９を含むダイオード
ブリッジ回路８０５の接合ノード８１１および８１２に
加えられる。双方向パワースイッチ８０３は、２つの接
合ノード８１１および８１２を選択的に接続する。ブリ
ッジの出力ノード８１７および８１８は出力端子８２１
および８２２に接続される。電荷蓄積キャパシタ８１３
は出力端子８２１と８２２をシャントする。
Ｓのさまざまな構成の利用が可能となる。例えば、ブー
スト型コンバータと整流とが両機能を組み合わせた単一
の回路に併合されているようなＯＬＳを図８に示す。こ
のような回路配置によって、力率向上回路として、独立
の整流器と、波形整形のための独立のパワーコンバータ
との組合せと比較して、損失を生じる回路要素が最小化
される。図８の回路は、入力端子８０１および８０２で
ＡＣライン電圧を受ける。このＡＣ電圧は、ダイオード
８０６、８０７、８０８および８０９を含むダイオード
ブリッジ回路８０５の接合ノード８１１および８１２に
加えられる。双方向パワースイッチ８０３は、２つの接
合ノード８１１および８１２を選択的に接続する。ブリ
ッジの出力ノード８１７および８１８は出力端子８２１
および８２２に接続される。電荷蓄積キャパシタ８１３
は出力端子８２１と８２２をシャントする。
【００３７】パワースイッチ８０３はコントローラの出
力によって駆動され、整流された電流をパルス幅変調
し、この信号の波形と出力端子８２１および８２２にお
ける電圧を制御する。
力によって駆動され、整流された電流をパルス幅変調
し、この信号の波形と出力端子８２１および８２２にお
ける電圧を制御する。
【００３８】この配置は、制御駆動を直接に双方向パワ
ースイッチ８０３に対して行うことによって、図２の整
流器コンバータ配置と容易に置換することができる。
ースイッチ８０３に対して行うことによって、図２の整
流器コンバータ配置と容易に置換することができる。
【００３９】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、力
率制御回路の応答時間を遅くすることなく、複雑な計算
を必要とせずに、力率の向上が可能となる。
率制御回路の応答時間を遅くすることなく、複雑な計算
を必要とせずに、力率の向上が可能となる。
【図１】本発明の一部を形成するリプルのないＥm 2評価
回路の図である。
回路の図である。
【図２】本発明の原理によって力率が向上した電源シス
テムの図である。
テムの図である。
【図３】向上した力率を有する図２の電源システムの制
御プロセスを説明する信号フロー図である。
御プロセスを説明する信号フロー図である。
【図４】電圧の絶対値を決定する回路の図である。
【図５】力率コントローラのディジタル実装の図であ
る。
る。
【図６】本発明の原理によって力率が向上した電源シス
テムのもう１つの配置の図である。
テムのもう１つの配置の図である。
【図７】本発明の原理によって力率が向上した電源シス
テムのもう１つの配置の図である。
テムのもう１つの配置の図である。
【図８】図１〜図７の力率向上要素および配置とともに
使用するのに適したパワー処理回路の図である。
使用するのに適したパワー処理回路の図である。
１１０ 被制御調和振動子 １１１ 信号２乗回路 １１２ 信号２乗回路 １１３ 加算回路 １１５ 演算増幅器 ２０５ 全波整流器 ２１０ 評価器 ２２２ 除算回路 ２２３ スケーリング回路 ２２４ 加算回路 ２２５ 乗算器 ２２６ 演算増幅器 ２２７ 利得制御インピーダンス ２２８ 利得制御インピーダンス ２３０ コンバータ ２３１ 電流センサ ２３５ コントローラ ３０１ 低域通過フィルタ ３０５ 加算器 ４０１ 演算増幅器 ４１１ 演算増幅器 ５０１ サンプル・ホールド回路 ５１０ マイクロプロセッサ ５２０ ディジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ） ８０１ 入力端子 ８０２ 入力端子 ８０３ 双方向パワースイッチ ８０５ ダイオードブリッジ回路 ８２１ 出力端子 ８２２ 出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 リチャード ウィリアム ファーリントン アメリカ合衆国、75149 テキサス、メス キート、サミュエル ブルーバード 100 番、4725 (72)発明者 ウィリアム ペリー ウィルキンソン アメリカ合衆国、75087 テキサス、ロッ クウォール、レイクウェイ ドライブ 27
Claims (4)
- 【請求項１】 ＡＣ電圧波形ｅinを受ける入力（２０
１）と、 前記入力に接続され、パワースイッチで前記ＡＣ電圧波
形を変調し、入力−出力効率がηである変調回路（２３
０）と、 前記入力で前記ＡＣ電圧波形を受信し、前記ＡＣ電圧波
形のピークの２乗を表す信号Ｅm 2を生成するように接続
された評価器（２１０）と、 前記変調回路の出力に接続され、パワー出力Ｐoutを表
す信号を生成する電流・電圧検出手段（２３１、２３
３）と、 前記変調回路の出力に接続され、パワー出力差δＰout
を表す信号を生成する電圧検出手段（２２９、２２８、
２２６）と、 【数９】 で与えられるコンダクタンスＧを表す値を導出し、前記
評価器の出力に応答して前記パワースイッチを駆動する
ために変調されたパルス信号を生成する制御システム
（２２２、２２４、２２１、２２３、２３５）とからな
る力率向上システムであって、前記電流・電圧検出手段
および前記電圧検出手段が 【数１０】 で与えられるプログラムされた電流ｉpを生成すること
を特徴とする力率向上システム。 - 【請求項２】 前記電圧検出手段が、出力電圧と基準電
圧を加算するように接続された演算増幅器（２２６）を
有することを特徴とする請求項１のシステム。 - 【請求項３】 前記制御システムが、 前記パワー出力差δＰoutをパワー出力Ｐoutと加算する
加算手段（２２４）と、 前記ＡＣ電圧波形のピークの２乗を表す信号Ｅm 2を前記
加算手段の出力で除算する除算手段（２２２）とを有す
ることを特徴とする請求項１のシステム。 - 【請求項４】 前記除算手段の出力と前記ＡＣ電圧波形
を表す信号とを乗算する手段（２２１）を有することを
特徴とする請求項３のシステム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/098,183 US5391976A (en) | 1993-07-28 | 1993-07-28 | Power factor control arrangement for an OLS based on quarter cycle averaged power flow |
| US098183 | 1993-07-28 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07177746A true JPH07177746A (ja) | 1995-07-14 |
Family
ID=22267822
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6194644A Pending JPH07177746A (ja) | 1993-07-28 | 1994-07-28 | 力率向上システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5391976A (ja) |
| EP (1) | EP0637789B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07177746A (ja) |
| DE (1) | DE69423678T2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8228696B2 (en) | 2008-11-25 | 2012-07-24 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter |
| US8232780B2 (en) | 2009-05-15 | 2012-07-31 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter |
| US8395366B2 (en) | 2008-11-25 | 2013-03-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter including input current detecting circuit |
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| US6054846A (en) * | 1994-02-18 | 2000-04-25 | Ergo Mechanical Systems, Incorporated | Universal power-supply connection system for multiple electronic devices, and devices for use therewith |
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