JPH0642635B2 - 同調装置 - Google Patents

同調装置

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JPH0642635B2
JPH0642635B2 JP62297283A JP29728387A JPH0642635B2 JP H0642635 B2 JPH0642635 B2 JP H0642635B2 JP 62297283 A JP62297283 A JP 62297283A JP 29728387 A JP29728387 A JP 29728387A JP H0642635 B2 JPH0642635 B2 JP H0642635B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の分野〉 この発明は同調方式に関するものである。
〈発明の背景〉 一般に、ラジオやテレビジョン受信機用の同調装置に
は、受信した複数のＲＦ信号から所望の局又はチャンネ
ルに対応するＲＦ信号を選択するための可同調ＲＦ段、
上記所望の局又はチャンネルに対応する周波数を持った
局部発振信号を発生する可同調発振器、及び、上記選択
されたＲＦ信号を局部発振信号とヘテロダインして、そ
のＲＦ信号に対応するＩＦ信号を生成するミクサが設け
られている。普通は、ＲＦ段にも局部発振器にも、同調
電圧に応答するバラクタダイオードがそれぞれ設けられ
ている。
多くの機器いおいては、ＲＦ段と局部発振器は、各チャ
ンネルについて適切なＲＦ信号と局部発振信号との混合
を比較的広い同調範囲全体を通して確実に行うために、
実質的な追随関係をもって同調範囲全体にわたって同調
できるものでなければならない。
〈発明の概要〉 ＲＦ段と局部発振器の両方共が、同じ増幅器構成に構成
され、かつ、実質的に同じ構成の同調回路に結合された
電界効果トランジスタを含むものである場合は、チュー
ナのトラッキング特性が改善されることがわかった。
この発明は、上記の様な知見を基礎とする同調装置に関
するものである。以下理解の便のため後記実施例の各部
に付けた参照符号を付記して説明すれば、この同調装置
は、複数のＲＦ信号を供給する供給源（１）と、ＲＦ段
（３）と、局部発振器（７）と、ミクサ手段（５）とを
主要素として構成されている。このＲＦ段（３）には、
カスコード増幅器を構成するように接続された第１のデ
ュアルゲート電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）(401)
と、この第１のＦＥＴ増幅器の第１ゲート電極（Ｇ１）
に結合されて第１同調回路(500)とが含まれており、こ
の第１同調回路(500)には同調電圧に応じてＲＦ信号中
の１つを選択する働きをする同調電圧応答型の回路であ
る。上記局部発振器（７）は、カスコード増幅器の形に
接続された第２のデュアルゲート電界効果トランジスタ
(101)と、この第２の電界効果トランジスタ(101)が発振
するように条件付けをする手段(200)と、上記の同調電
圧に応じて局部発振信号の個々の周波数を決定する働き
をする同調電圧応答型の第２の同調回路(300)と、を持
っている。また、ミクサ手段（５）は上記のＲＦ段
（３）と局部発振器（７）の両者の出力信号を組合せて
ＩＦ信号を生成する。そして、特徴として、上記第１お
よび第２の同調回路(500；300)は、それぞれ第１と第２
のインダクタンス素子(511；305)および第１と第２のバ
ラクタダイオード(513；307)を持っている。
この様な構成によって、比較的広い同調範囲全体を通じ
て、ＲＦ段と局部発振器との良好な追随関係が得られ、
適切な同調を行なうことができる。
〈推奨実施例の説明〉 第１図にはＶＨＦ放送チャンネルおよびＮＨＦケーブル
チャンネル用のテレビジョン受像機のチューナのＶＨＦ
部が示されている。尚、第１図、第１ａ図、第１ｂ図、
第１ｃ図及び第２図において、回路素子の値の一例をカ
ッコ内に示してあるが、特別の表示がない限り、抵抗値
の単位はΩ、容量値の単位はpF、インダクタンス値の単
位はnHであり、かつ、Ｋはキロ、Ｍはメガ、μはマイク
ロを表わす。第１図において、アンテナあるいはケーブ
ル配給回路網のような信号源（図示せず）から供給され
たＲＦ信号はＲＦ入力１を通して可同調ＲＦ段３に供給
される。ＲＦ段３は同調電圧（ＴＶ）の大きさに応じ
て、所望のチャンネルに対応するＲＦ信号を選択する。
選択されたＲＦ信号はミクサ５に供給され、そこで局部
発振器（ＬＯ）７によって生成された局部発振信号とヘ
テロダインされる。局部発振器７の発振周波数は選択さ
れたＲＦ信号に対応するＩＦ信号を生成するために同調
電圧の大きさに応じて制御される。
同調制御ユニット９が同調制御電圧を発生する。この同
調制御ユニット９は、所望チャンネルの同調帯域に従っ
てＲＦ段３と局部発振器７との周波数選択同調回路中に
含められるべきインダクタを選択するための帯域切換電
圧（ＢＳ１とＢＳ２）も発生する。一例を挙げると、同
調制御ユニット９は、所望チャンネルのチャンネル番号
を表わす２進コード化データを適切な大きさの同調電圧
に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）型周波数合成器
とチャンネル番号の２進コード化データに応答して適切
な帯域切換電圧を発生する論理回路網を含んでいる。
帯域切換電圧ＢＳ１とＢＳ２は、低レベル、例えば−12
Ｖと、高レベル、例えば＋12Ｖのいずれかのレベルをと
ることができる。同調帯域（例えば米国における）と帯
域切換電圧ＢＳ１とＢＳ２のそれぞれのレベルは次の表
の通りである。
局部発振器７は、第１のゲート電極（Ｇ１）、第２のゲ
ート電極（Ｇ２）及び一端がソース電極（Ｓ）に、他端
がドレン電極（Ｄ）に接続されるＮ型導電チャンネルを
有するデュアルゲートＮチャンネル金属酸化物半導体
（ＭＯＳ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）101を含ん
でいる。ゲート電極の電圧が導電チャンネルの導通の程
度を決める。正の供給電圧（Ｂ＋）、例えば、＋12Ｖの
電圧源が、ＶＨＦチャンネルが選択された時、チューナ
制御ユニット９によって供給される。この正の供給電圧
は抵抗103とキャパシタ105を含む低域通過フィルタによ
り濾波される。電源帰路は信号接地点に接続されてい
る。ゲート電極に接続された抵抗107、109、111及び113を
含む分圧回路網が線形増幅器として動作するようにＦＥ
Ｔ101をバイアスしている。抵抗109はＦＥＴの不所望な
寄生発振を防止する働きをしている。
局部発振器７において、増幅器100は、ＦＥＴ101の第１
のゲート電極（Ｇ１）を入力とし、第２のゲート電極
（Ｇ２）を側路キャパシタ115を介して信号接地点に実
効的に接続し（この場合、抵抗109は非常に小さな値を
持つものとする）、ソース電極（Ｓ）を抵抗117を通し
て信号接地点に結合し、かつ、ドレン電極（Ｄ）を出力
として用いたカスコード増幅器として構成されている。
ドレン電極（Ｄ）は負荷抵抗119を介してＢ＋電源導体
に結合され、かつ、大きな値の直流阻止キャパシタ121
を通してミクサ５に結合されている。負荷抵抗119とＢ
＋導体との間の導体上にフェライトビーズ123が誘導性
交流阻止フィルタ素子として設けられている。ＦＥＴ10
1の構成は、第１のゲート電極（Ｇ１）、ソース電極
（Ｓ）及び導電チャンネルの下側端部が共通ソース増幅
器として構成されており、導電チャンネルの上側端部、
第２のゲート電極（Ｇ２）、及びドレン電極（Ｄ）が共
通ゲート増幅器として構成されているので、カスコード
増幅器と考えることができる。
増幅器100が発振状態にするための回路200が第１のゲー
ト電極（Ｇ１）とソース電極（Ｓ）との間に結合されて
いる。ある特定の発振周波数を決定する同調電圧（Ｔ
Ｖ）に応動する直列同調回路300が第１のゲート電極
（Ｇ１）と信号接地点間に結合されている。
発振器７は次のようにして発振状態にされる。一般に、
増幅器は次の２つの条件が満足されると発振する。
（１）増幅器の入力から出力への信号路と出力から入力
への信号路とを含むループ中の位相偏移が０であり、
（２）ループの利得が１より大き。発振器７の場合は、
第１のゲート電極（Ｇ１）、ソース電極（Ｓ）及び導電
チャンネルの下側端部を含むＦＥＴ増幅器100の部分が
発振するように条件付けられる。この部分はＦＥＴ101
のカスコード増幅器構成の点から共通ゲート増幅器であ
るが、一方、発振構成に関しては、第１のゲート電極
（Ｇ１）に入力を有し、ソース電極に出力を有する共通
ドレン又はソースホロワ増幅器である。ソース電極
（Ｓ）の共通ドレン増幅器構成の出力と第１のゲート電
極（Ｇ１）の入力との間に接続された発振条件付け回路
網200はソース電極（Ｓ）と信号接地点間で抵抗117に並
列に接続されたキャパシタ201と、ソース電極（Ｓ）と
第１のゲート電極（Ｇ１）との間に接続されたキャパシ
タ203とを含んでいる。
発振を起こさせるための位相偏移の要件に関しては、入
力（Ｇ１）と出力（Ｓ）との間には実質的な位相偏移は
なく、出力（Ｓ）と入力（Ｇ１）との間にはキャパシタ
201による位相の遅れとそれに対抗するキャパシタ203に
よる位相の進みがある。発振に対する利得の要件につい
ては、入力（Ｇ１）と出力（Ｓ）の間にはソースホロワ
動作のための１よりいくらか小さな電圧利得があるが、
出力（Ｓ）と入力（Ｇ１）との間にはキャパシタ201と2
03による電圧の増加（ステップアップ）がある。結果と
して、発振の条件は満たされ、ソースホロワ構成は同調
回路300によって決められる周波数で発振する。ソース
電極（Ｓ）に接続された抵抗117と導電チャンネルとを
流れる電流は発振に伴って変化し、従って、ドレン電極
（Ｄ）に接続された負荷抵抗119の両端間の電圧も変化
する。
ＦＥＴ101のカスコード増幅器構成は、いくつかの点で
利点がある。第２のゲート電極（Ｇ２）を信号接地点へ
側路することによって形成される共通ゲート増幅器部分
は、発振部分をミクサ５から実質的に分離すると同時
に、別のバッファ増幅装置を用いることなく、適当な信
号及びインピーダンスレベルでミクサ５を駆動し得るよ
うにする。この共通ゲート増幅器部分のために、実質的
な接地点が共通ゲート増幅器部の出力において実効的に
形成され、例えば、ＲＦ段３からミクサに結合されるＲ
Ｆ信号の振幅変動などのためにミクサが呈するインピー
ダンス変動が発振周波数にも発振を生じさせる条件にも
実質的に影響することがないようになる。さらに、上記
の分離のために、ミクサ５の駆動要件を発振に必要は条
件を満足させるために変更する必要がなくなる。
ＦＥＴ局部発振器７の他の有用な面は、これをＦＥＴ・
ＲＦ段と共に用いることによって実現される。テレビジ
ョン受像機に用いられるチューナの多くはデュアルゲー
トＦＥＴ・ＲＦ段を用いている。これはデュアルゲート
ＦＥＴ・ＲＦ段は、バイポーラトランジスタＲＦ段に比
較して、発生する歪みが比較的低く、かつ比較的高いイ
ンピーダンスを有するためである。さらに、第２のゲー
ト電極が自動利得制御（ＡＧＣ）電圧を印加するための
便利な手段を提供する。ＲＦ段３として用いるに適した
デュアルゲートＦＥＴ・ＲＦ段を第２図に示し、以下、
詳細に説明する。簡単に言えば、第２図に示すＲＦ段
は、局部発振器７のＦＥＴ101と同様に、第１のゲート
電極（Ｇ１）に入力を有し、第２のゲート電極（Ｇ２）
が側路キャパシタによって実効的に信号接地点に接続さ
れ、ソース電極（Ｓ）が抵抗を介して信号接地点に結合
され、かつ、ドレン電極（Ｄ）から出力が取出されるよ
うなカスコード増幅器として構成されたデュアルゲート
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ401を含む増幅器400を備えている。Ｒ
Ｆ入力１は、同調電圧（ＴＶ）に応答する直列同調回路
500を通してＦＥＴ増幅器400の入力（Ｇ１）に結合され
ている。ＦＥＴ増幅器400の出力は、各々が同調電圧
（ＴＶ）に応動する２つの誘導的に結合された直列同調
回路601と603からなる２重同調フイルタ600を介して、
同じくカスコード構成に接続された別のデュアルゲート
ＦＥＴ増幅器700に結合されている。デュアルゲートＦ
ＥＴ増幅器700の出力はミクサ５に結合されている。Ｒ
Ｆ段３と局部発振器７は同一装置型式で同一構成の増幅
器を有し、同様の同調構成を持っているので、同調電圧
に応答する周波数のトラッキング性能は、ＲＦ増幅器が
デュアルゲートＦＥＴ形式で局部発振器がバイポーラ形
式のものである従来の構成に比して改善される。
第１図にかえって、同調回路300について詳述する。前
に述べたように、同調回路300は直列同調回路である。
同調回路300は、増幅器100の入力（Ｇ１）と信号接地点
の間で直流阻止キャパシタ309と直列に接続されたイン
ダクタ301、303、305及びバラクタダイオード307とを含ん
でいる。インダクタ305は、バラクタダイオード307と増
幅器100の入力（Ｇ１）の間に直列に結合されている。
この構成は、インダクタ305がバラクタダイオード307を
増幅器100の入力に現われる浮遊容量から分離するので
効果的な構成である。帯域切換ダイオード311、313及び
それぞれに付随して設けられた側路キャパシタ315、317
がインダクタ301と303の間の回路点とインダクタ303と3
05の間の回路点を、帯域切換電圧ＢＳ１とＢＳ２のレベ
ルに従って信号接地点に側路する。帯域切換電圧ＢＳ１
とＢＳ２は、それぞれ、高い値の分離抵抗318と319とを
介して帯域切換ダイオード311と313とに供給される。同
調電圧（ＴＶ）は抵抗325とキャパシタ327を含む低域通
過フィルタにより濾波され、分離用抵抗321と322及びイ
ンダクタ305に通してバラクタ・ダイオード307の陰極に
供給される。
発振条件付け回路200に付設されている発振範囲拡張回
路205は、対象とする周波数範囲内で影響を及ぼすイン
ピーダンスを呈するようないかなる素子をも介在させず
に直接増幅器100の入力（Ｇ１）と信号接地点との間に
直列に接続されているキャパシタ207とバラクタダイオ
ード209とを含んでいる。キャパシタ207の値は、このキ
ャパシタ207とバラクタダイオード209の合成容量に影響
を与えるような値に選ばれている。実施にあたっては、
キャパシタ207の特定の値というのは、範囲の拡張及び
局部発振器７のＲＦ段へのトラッキングを制御するよう
に選択できる。同調電圧（ＴＶ）は分離抵抗321を介し
てバラクタダイオード209の陰極に供給されている。バ
ラクタダイオード307と209は同調電圧に関して、このバ
ラクタダイオード307と209の呈する容量が同調電圧の大
きさの変化に応答して同じ方向に変化するような極性に
接続されている。範囲拡張回路205は次のようにして発
振器７の発振範囲を拡張する。
発振範囲内において増幅器100がその入力（Ｇ１）にお
いて呈する等価回路が第１ａ図に示されており、この回
路は、第１のゲート電極（Ｇ１）と信号接地点との間に
直列に接続された等価キャパシタンス素子（Ｃeq）と負
性抵抗素子（-Req）とを含んでいる。負性抵抗素子（-R
eq）は増幅器100の発振部分が呈する利得に関係付けら
れている。インダクタ301、303、305、バラクタダイオー
ド307及び直流素子キャパシタ309を含む直列同調回路30
0が増幅器100の入力（Ｇ１）において呈する等価回路
は、第１のゲート電極（Ｇ１）と信号接地点との間に直
列に接続された可変容量素子（ＣT）、抵抗素子（ＲT）
およびインダクタンス素子（ＬT）を含む。直流阻止キ
ャパシタ309のインピーダンスは対象とする周波数範囲
では無視し得る程度なので、可変容量素子（ＣT）は実
質的にバラクタダイオード307の容量を呈する。抵抗ＲT
は同調回路、主としてバラクタダイオード307に関係す
る損失に相当する。対象とする範囲（101〜509MHz）の
全体に亙って発振を維持するためには、増幅器100に付
随する負性抵抗素子（−Ｒeq）の大きさ（Ｒeq）は同調
回路300の抵抗素子（ＲT）の大きさよりも大きくなけれ
ばならない。特定の発振周波数は、ＣをＣTとＣeqの合
成キャパシタンスとして、ＬTＣの平方根に反比例す
る。ＣTとＣeqの合成キャパシタはＣTＣeq／ＣT＋Ｃeq
で与えられる。広同調範囲を得るためには、ＣeqはＣT
の最大値（最低発振周波数に対応する）に対し可能な限
り大きくして、Ｃがバラクタダイオード307の容量
（ＣT）の実質的に全変化範囲で変化できるようにする
必要がある。
第１のゲート電極（Ｇ１）と信号接地点間に増幅器100
の入力を分路する固定キャパシタを付加することによ
り、Ｃeqの値が増加し、従って、低い周波数における同
調範囲が広くなる。しかし、固定分路キャパシタを付加
するＲeqが小さくなり、従って、特に高い周波数におけ
る発振が妨げられてしまう。増幅器100の入力（Ｇ１）
を分路するように接続された範囲拡張回路205は、同調
電圧（周波数）の減少に伴い増加し、同調電圧（周波
数）の増大に伴い減少する可変キャパシタンスを提供す
る。その決定、ＣeqはＣTが最大（即ち、低い周波数）
の時に最大となるが、発振を維持するに充分な大きさの
値のＲeqが高い周波数でも与えられる。
範囲拡張回路205を、対象とする周波数範囲内で意味を
持つようなインピーダンスを持った素子を通すことな
く、直接増幅器100の入力（Ｇ１）と信号接地点との間
に接続することにより、回路205は増幅器100の入力キャ
パシタンス（Ｃeq）に対しかなりの影響を及ぼすことが
できるようになる。
範囲拡張回路205に関しては、デュアルゲートＦＥＴは
上述のような利点があるが、一方、その利点（従って、
Ｒeq）は、上述した構成と同等のやり方で、ベース電極
を同調回路に結合し、エミッタ電極をインピーダンスを
介して信号接地点に結合し、コレクタ電極を出力電極と
して、共通コレクタコルピッツ型発振器に構成したバイ
ポーラトランジスタの利得よりも低い。従って、この範
囲拡張回路205は、これをコルピッツ型バイポーラトラ
ンジスタ発振器の同調範囲を拡げるために用いることも
できるが、これを第１図に示すようにＦＥＴ発振器と共
に使用する時、その利点はより顕著になる。
第１ｂ図に簡略化して（バイアス素子を省略して）示す
ように、直列同調回路の代りに並列同調回路を使用する
ことは公知である。しかし、直列同調回路300の代りに
並列同調回路を用いると、たとえ、第１ｂ図に示すよう
に範囲拡張回路を用いても、所要の広い同調範囲を得る
のが困難になるということがわかった。このことは、第
１ｃ図に示した等価回路について次のように説明でき
る。第１ｂ図と第１ｃ図において、第１図及び第１ａ図
中の同じ素子に対応する素子には同じ参照符号を付して
ある。ダッシュ（′）は直列同調回路に代えて並列同調
回路を用いた変更を示す。
第１ｃ図を参照すると、発振の周波数は、Ｃ′をＣ′T
とＣeqの合成キャパシタンスとすると、ＬTＣ′の平方
根に反比例する。この場合、合成キャパシタンスＣ′は
Ｃ′T＋Ｃeqで与えられる。広い同調範囲を得るために
は、ＣeqはＣ′Tの最小値（最高発振周波数に対応）に
対して小さくして、Ｃ′がＣ′Tの実質的に全変化範囲
にわたって変化できるようにしなければならない。Ｃeq
の値は並列同調回路と増幅器の入力間に直列に小さな値
のキャパシタ接続することにより小さくすることができ
る。しかし、並列同調回路の実効損失は比ＣT／Ｃeqの
２乗で増加するので、ＣTの値が高い時（同調範囲の低
周波数端に対応）、並列同調回路の損失は発振に要する
利得（−Ｒeqに関係する）を超えてしまう。
並列同調回路と増幅器の入力との間に直列にバラクタダ
イオードを、このダイオードのキャパシタンスが第１ｂ
図に示すように同調回路のバラクタダイオードと同じ向
きに変化するように極性をきめて接続することにより、
高い周波数においてＣeqの値を比較的小さくし、一方、
低い周波数において実効損失を比較的小さくするという
妥協を行って、同調範囲を拡張することができる。しか
し、並列同調回路の損失は、所望同調範囲の低周波数端
において比ＣT／Ｃeqの２乗で変化するので、高利得
（高いＲeq）のバイポーラトランジスタでなく、ＦＥＴ
を使用した場合には、信頼性のある発振が常に得られる
とは限らない。従って、第１図に示す直列同調構成の方
がＦＥＴと共に用いる場合は、より好ましい。
前にも述べたように、同調制御ユニット９には位相ロッ
クループを用いることができる。位相ロックループ型の
同調制御方式を採用する場合には、低周波数で発振器７
が信頼性のある発振を行うことが特に重要である。通
常、位相ロックループ同調制御装置は、局部発振信号の
非常に高い周波数をチャンネル番号に従ってプロクラマ
ブル分周器で分周し、基準周波数と比較して同調電圧を
生成するという処理の前に、予め分周するためのプリス
ケーラと呼ばれる分周器を備えている。いくつかのプリ
スケーラは発振するという望ましくない傾向を示す。局
部発振器が信頼性のある発振動作をしないと、位相ロッ
クループは局部発振信号に応答せずに、プリスケーラの
発振信号に応答してしまう可能性がある。プリスケーラ
の発振の周波数は高い傾向があるるので、位相ロックル
ープは同調電圧を減じて、局部発振器の発振の感知され
た周波数を低くしようとする。このために、局部発振器
の発振の能力がさらに低下し、位相ロックループは誤っ
た周波数にロックされてしまう。従って、範囲拡張回路
205は、周波数ロックループのような位相ロックループ
型あるいは他の形式の閉ループ周波数合成同調制御装置
を使用する時、特に効果的である。
第２図にかえって、前にも述べたように、ＲＦ段３のＦ
ＥＴ増幅器400に対する同調回路500は局部発振器７のＦ
ＥＴ増幅器100の同調回路300と同じく、直列回路であ
る。この直列同調回路500は、同調帯域に応じて、バラ
クタダイオード513（実際には並列接続した２個のバラ
クタダイオード）と共に別々の直列同調回路を構成する
ように接続される複数のインダクタ501、503、505、507、50
9及び511を含んでいる。どの直列同調回路構成を採るか
は、帯域切換電圧ＢＳ１とＢＳ２のレベルにより導通が
制御される帯域切換ダイオード515、517及び519によって
決める。ＲＦ入力信号はインダクタ503と505の相互接続
点に供給される。この直列同調回路500は結合キャパシ
タ521を介してＦＥＴ401第１のゲート電極（Ｇ１）に結
合されている。
第１のゲート電極（Ｇ１）を分路するようにバラクタダ
イオード523が結合されている。このダイオード523はそ
のキャパシタンスが同調電圧（ＴＶ）の大きさの変化に
応答して、バラクタダイオード513と同じ向きに変化す
るような極性で接続されている。バラクタダイオード52
3は、直列同調回路500が呈するインピーダンスと増幅器
400の入力（Ｇ１）に呈されるインピーダンスとが、同
調範囲全体を通じて最適な電力転送が行われるように、
より緊密にマッチするように働く。ＲＦ段３の増幅器50
0に対するバラクタダイオード523の機能は局部発振器７
の増幅器100に設けられた範囲拡張用バラクタダイオー
ド209の機能と同じではない。しかし、これら２個の同
様に接続されたダイオードを用いることにより、同調構
成が同じようなものとなり、従って、ＲＦ段３と局部発
振器７との間のトラッキングが良好になる。
インダクタ511はバラクタダイオード513と増幅器500の
入力（Ｇ１）との間に直列に接続されており、局部発振
器７における増幅器100の入力（Ｇ１）とバラクタダイ
オード307の間のインダクタ305の同様の接続構成に相当
する。この同調構成の類似性もＲＦ段３と局部発振器７
の間のトラッキングに資する。
ＦＥＴ増幅器401の第２のゲート電極はＲＦ信号に関し
て接地点に側路されているが、一方、増幅器400の利得
を信号強度の関数として制御するために受信機のＩＦ段
から自動利得制御（ＡＧＣ）電圧がこの第２のゲート電
極に供給されている。
前に述べたように、ＦＥＴ増幅器400の出力は２個の誘
導的に結合された直列同調回路601と603を含む二重同調
フィルタ600を通してＦＥＴ増幅器700の入力に結合され
ている。直列同調回路601と603は、それぞれ、バラクタ
ダイオード617に直列に接続された複数のインダクタ60
5、607及び609と、バラクタダイオード619に直列に接続
された複数のインダクタ611、613及び615を含んでいる。
さらに、この同調回路601と603は、それぞれ、帯域切換
ダイオード621と623及び625と627を含んでいる。同調回
路601は結合キャパシタ629を通してＦＥＴ増幅器400の
出力（Ｄ）に結合されている。インピーダンスマッチン
グ用バラクタダイオード631がＦＥＴ増幅器400の出力
（Ｄ）を分路するように接続されており、このダイオー
ド631は増幅器400の入力（Ｇ１）を分路するインピーダ
ンスマッチング用バラクタダイオード523と同様の機能
を持っている。これに対応するインピーダンスマッチン
グ用バラクタダイオード633がＦＥＴ増幅器700の入力を
分路するように接続されている。インダクタ611とＦＥ
Ｔ増幅器700の入力との間に直列に別のバラクタダイオ
ード635が接続されており、これもインピーダンスマッ
チング装置として働く。インダクタ609は増幅器400の出
力（Ｄ）とバラクタダイオード617の間に直列に接続さ
れており、インダクタ615は増幅器700の入力バラクタダ
イオード619との間に直列に接続されている。ＲＦ増幅
器400に付設のインダクタ511及び局部発振器７のインダ
クタ305と同様、インダクタ605と611はそれぞれのバラ
クタダイオードを浮遊容量から分離している。また、同
調回路601と603は局部発振器７の同調回路300と同じよ
うに構成されており、同じように負荷が与えられる（Ｆ
ＥＴのゲート電極にも比較的高いインピーダンスが現わ
れる）ので、ＲＦ段３と局部発振器７との間のトラッキ
ング特性が改善される。
ＲＦ段３と局部発振器７に同様の同調回路及び増幅器構
成を採用したことにより、トラッキング特性は向上する
が、この実施例における比較的広い同調範囲を考える
と、トラッキングをさらに増強する構成を用いることが
より好ましいことがわかった。詳しく述べると、第１図
を参照すると、帯域切換ダイオード333と小さな値のキ
ャパシタ335の直列接続体がバラクタダイオード307とイ
ンダクタ305の直列接続体が両端間に接続されている。
帯域切換電圧ＢＳ１がフィルタキャパシタ337と分離抵
抗339を含む回路網を通して帯域切換ダイオード333の陰
極に供給されている。帯域切換ダイオード333の陽極は
インダクタ301と303を介して信号接地点に結合されてい
る。帯域切換ダイオード333は、帯域切換電圧ＢＳ１が
低レベル（−12Ｖ）の時、最も低い同調範囲で導通状態
とされる。また、付加されたキャパシタンスも最も低い
同調範囲の上方周波数端におけるトラッキングを助ける
ことがわかった。
東芝製の1SV161型バラクタダイオード及びジーメンス製
のBF994型ＦＥＴまたは日立製3SK137ＦＥＴが各図に示
した回路で使用するに適している。
以上、この発明をチューナのＶＨＦ部について説明した
が、同じくＵＨＦ部にも実施できる。ＵＨＦ用には、局
部発振器７の条件付け回路網200のキャパシタ203は内部
キャパシタンス素子とすることができる。その他の改変
も特許請求の範囲に示されたこの発明の範囲内である。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明を実施したテレビジョン受像機のチュ
ーナを示す回路図、 第１ａ図は第１図の局部発振器１つの特徴の説明に供す
る等価回路図、 第１ｂ図は第１図の局部発振器の改変を示す回路図、 第１ｃ図は第１ｂ図に示す回路の改変の説明に供する等
価回路図、 第２図は第１図にブロックで示したチューナのＲＦ段の
詳細を示す回路図である。 １……ＲＦ入力、３……ＲＦ段、５……ミクサ、７……
局部発振器、401……第１のＦＥＴ、500……第１の同調
回路、101……第２のＦＥＴ、200……発振条件付け手
段、300……第２の同調回路。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数のＲＦ信号の供給源と； カスコード増幅器として構成された第１のデュアルゲー
    ト電界効果トランジスタと、この第１の電界効果トラン
    ジスタの第１ゲート電極に結合されていて同調電圧に応
    答して上記ＲＦ信号のうちの１つを選択するための同調
    電圧応答型の第１同調回路とを含むＲＦ段と； カスコード増幅器として構成された第２のデュアルゲー
    ト電界効果トランジスタと、この第２の電界効果トラン
    ジスタ増幅器が発振するように条件を整える発振条件付
    け手段と、上記同調電圧に応じて局部発振器の個々の発
    振周波数を決定するための上記同調電圧に応答する型の
    第２同調回路とを含む局部発振器と； 上記ＲＦ段の出力信号と上記局部発振器の出力信号とを
    混合してＩＦ信号を生成するミクサ手段と；を具備し、 上記第１同調回路は第１のインダクタンス素子と第１の
    バラクタダイオードとを有し、上記第２同調回路は第２
    のインダクタンス素子と第２のバラクタダイオードとを
    有することを特徴とする、同調装置。
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