JPH0634592B2 - 高周波インバータにおける出力リップル低減回路 - Google Patents
高周波インバータにおける出力リップル低減回路Info
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- JPH0634592B2 JPH0634592B2 JP57081240A JP8124082A JPH0634592B2 JP H0634592 B2 JPH0634592 B2 JP H0634592B2 JP 57081240 A JP57081240 A JP 57081240A JP 8124082 A JP8124082 A JP 8124082A JP H0634592 B2 JPH0634592 B2 JP H0634592B2
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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Description
【発明の詳細な説明】 この発明は、高周波交流電圧を発生する高周波インバー
タに係り、特に、出力に含まれるリツプル（低周波脈動
分）を減少させることができる高周波インバータにおけ
る出力リツプル低減回路に関する。
タに係り、特に、出力に含まれるリツプル（低周波脈動
分）を減少させることができる高周波インバータにおけ
る出力リツプル低減回路に関する。
第１図は従来の誘導加熱用高周波インバータ(周波数１
０ＫＨｚ以上)の一構成例を示す回路図である。この図
において、入力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに印加された３相交流電
圧は、サイリスタ１〜６から構成される３相ブリツジ整
流回路７によつて整流され、チヨークコイル８を介して
直列接続されたコンデンサ９，１０の両端へ供給され
る。そして、これらのコンデンサ９，１０に蓄えられた
電荷が以下に述べる経路で交互に負荷１１へ供給される
ことにより、負荷１１に第２図(イ)に示す正弦波交流電
流が流れる。
０ＫＨｚ以上)の一構成例を示す回路図である。この図
において、入力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに印加された３相交流電
圧は、サイリスタ１〜６から構成される３相ブリツジ整
流回路７によつて整流され、チヨークコイル８を介して
直列接続されたコンデンサ９，１０の両端へ供給され
る。そして、これらのコンデンサ９，１０に蓄えられた
電荷が以下に述べる経路で交互に負荷１１へ供給される
ことにより、負荷１１に第２図(イ)に示す正弦波交流電
流が流れる。
すなわち、第２図(イ)における時間Ｔ1においてはサイリ
スタ１３，１６が導通し、この結果、点Ｐ1（第１図参
照）→サイリスタ１３→コンデンサ１７→サイリスタ１
６→リアクトル１８→負荷１１→点Ｐ2（第１図参照）
なる経路で電流が流れ、また、時間Ｔ２においてはサイ
リスタ２２，１９が導通し、この結果、点Ｐ2→負荷１
１→リアクトル２３→サイリスタ２２→コンデンサ２４
→サイリスタ１９→点Ｐ3（第１図参照）なる経路で電
流が流れ、また、時間Ｔ３においてはサイリスタ１５，
１４が導通し、この結果、点Ｐ１→……→負荷１１→点
Ｐ２なる経過で電流が流れ、また、時間Ｔ４においては
サイリスタ２０，２１が導通し、点Ｐ2→負荷１１→…
…→点Ｐ３なる経路で電流が流れ、以下同様の過程が繰
返される。
スタ１３，１６が導通し、この結果、点Ｐ1（第１図参
照）→サイリスタ１３→コンデンサ１７→サイリスタ１
６→リアクトル１８→負荷１１→点Ｐ2（第１図参照）
なる経路で電流が流れ、また、時間Ｔ２においてはサイ
リスタ２２，１９が導通し、この結果、点Ｐ2→負荷１
１→リアクトル２３→サイリスタ２２→コンデンサ２４
→サイリスタ１９→点Ｐ3（第１図参照）なる経路で電
流が流れ、また、時間Ｔ３においてはサイリスタ１５，
１４が導通し、この結果、点Ｐ１→……→負荷１１→点
Ｐ２なる経過で電流が流れ、また、時間Ｔ４においては
サイリスタ２０，２１が導通し、点Ｐ2→負荷１１→…
…→点Ｐ３なる経路で電流が流れ、以下同様の過程が繰
返される。
なお、負荷１１は誘導加熱用コイル１１ａと、このコイ
ル１１ａの直流抵抗分１１ｂと、コイル１１ａに並列に
接続された共振用コンデンサ１１ｃとから構成されてい
る。また、３相ブリツジ整流回路７のサイリスタ１〜６
は、例えば負荷１１の両端電圧に基づいて、あるいは、
誘導加熱コイル１１ａによつて加熱されるワークの温度
検出結果に基づいて位相制御される。
ル１１ａの直流抵抗分１１ｂと、コイル１１ａに並列に
接続された共振用コンデンサ１１ｃとから構成されてい
る。また、３相ブリツジ整流回路７のサイリスタ１〜６
は、例えば負荷１１の両端電圧に基づいて、あるいは、
誘導加熱コイル１１ａによつて加熱されるワークの温度
検出結果に基づいて位相制御される。
ところで、第１図に示す回路において、例えば入力電源
ＡＣ・３φ・４４０Ｖ，直流側出力定格４００Ｖ・５０
０Ａとすると、チヨークコイル８，コンデンサ９，１０
として、 チヨークコイル８ ： ２ｍＨ・２００Ａ コンデンサ９ ： ７５０μＦ・３５０Ｖ コンデンサ１０ ： ７５０μＦ・３５０Ｖ なる定格のものを用いればよいが、これらの定格のもの
を用いた場合、サイリスタ１〜６が全く位相制御されな
い場合すなわちサイリスタをダイオードとみなしうる場
合においても点Ｐ１・Ｐ３間に約５％のリツプルが発生
し、また、サイリスタ１〜６が位相制御されている場合
は１５％以上ものリツプルが発生する。なお、第３図
(イ)は点Ｐ1・Ｐ３間の電圧波形を示す図であり、この波
形におけるリツプル分の周波数は、電源周波数を６０Ｈ
zとした場合、３６０Ｈz である。そして、このリツプ
ル分は、第３図(ロ)に示すように負荷１１の両端電圧Ｖ
Ｌに略同じパーセントのリツプル（低周波脈動分）を生
じさせる。
ＡＣ・３φ・４４０Ｖ，直流側出力定格４００Ｖ・５０
０Ａとすると、チヨークコイル８，コンデンサ９，１０
として、 チヨークコイル８ ： ２ｍＨ・２００Ａ コンデンサ９ ： ７５０μＦ・３５０Ｖ コンデンサ１０ ： ７５０μＦ・３５０Ｖ なる定格のものを用いればよいが、これらの定格のもの
を用いた場合、サイリスタ１〜６が全く位相制御されな
い場合すなわちサイリスタをダイオードとみなしうる場
合においても点Ｐ１・Ｐ３間に約５％のリツプルが発生
し、また、サイリスタ１〜６が位相制御されている場合
は１５％以上ものリツプルが発生する。なお、第３図
(イ)は点Ｐ1・Ｐ３間の電圧波形を示す図であり、この波
形におけるリツプル分の周波数は、電源周波数を６０Ｈ
zとした場合、３６０Ｈz である。そして、このリツプ
ル分は、第３図(ロ)に示すように負荷１１の両端電圧Ｖ
Ｌに略同じパーセントのリツプル（低周波脈動分）を生
じさせる。
この負荷１１の両端に生じるリツプルが１０％以上あつ
ても通常の誘導加熱負荷においては負荷の熱時定数が大
きいためほとんど問題とならない。しかしながら、特に
高速電縫管溶接あるいはオンライン焼鈍のように、また
誘導加熱用コイル１１ａ内をワーク（被加熱体）が高速
(例えば１００m／分)で通過する場合においては、負荷
１１の両端電圧ＶＬのピーク値が大きい場合は加熱のし
すぎ、小さい場合においては加熱不足となり、実用上極
めて大きな不都合が生じる。したがつて、上述した用途
の場合においては、点Ｐ１・Ｐ３間のリツプルを３％程
度に押えることが必要となる。
ても通常の誘導加熱負荷においては負荷の熱時定数が大
きいためほとんど問題とならない。しかしながら、特に
高速電縫管溶接あるいはオンライン焼鈍のように、また
誘導加熱用コイル１１ａ内をワーク（被加熱体）が高速
(例えば１００m／分)で通過する場合においては、負荷
１１の両端電圧ＶＬのピーク値が大きい場合は加熱のし
すぎ、小さい場合においては加熱不足となり、実用上極
めて大きな不都合が生じる。したがつて、上述した用途
の場合においては、点Ｐ１・Ｐ３間のリツプルを３％程
度に押えることが必要となる。
次に、上述した鑑点からコンデンサ９，１０の容量につ
いて考察する。
いて考察する。
まず高周波側のコンデンサ９，１０の容量は、負荷１１
に供給するインパルス電流による自身の電圧変動を５％
以内程度にできるように選定する必要がある。しかるに
コンデンサ１７，リアクトル１８の共振周波数は負荷１
１の共振周波数に対しほぼ同一に選ばれ、１０ＫＨｚ以
上ではコンデンサ１７の値は２０μＦ以下とならざるを
得ない。例えば３０ＫＨｚを負荷周波数とするとリアク
トル１８は５μＨ程度となり、配線等の問題からこれ以
下にはできず結局コンデンサ１７は、７μＦとなる。こ
の結果、コンデンサ９，１０の値はコンデンサ１７の値
の４０倍程度必要となり３０ＫＨｚでは約３００μＦと
なる。
に供給するインパルス電流による自身の電圧変動を５％
以内程度にできるように選定する必要がある。しかるに
コンデンサ１７，リアクトル１８の共振周波数は負荷１
１の共振周波数に対しほぼ同一に選ばれ、１０ＫＨｚ以
上ではコンデンサ１７の値は２０μＦ以下とならざるを
得ない。例えば３０ＫＨｚを負荷周波数とするとリアク
トル１８は５μＨ程度となり、配線等の問題からこれ以
下にはできず結局コンデンサ１７は、７μＦとなる。こ
の結果、コンデンサ９，１０の値はコンデンサ１７の値
の４０倍程度必要となり３０ＫＨｚでは約３００μＦと
なる。
一方、リアクトル８、コンデンサ９，１０、コンデンサ
９，１０以降の回路の等価負荷抵抗Ｒによる２次フイル
ターで位相制御リツプルを低減させる必要がある。かつ
このフイルターのダンピングを十分考慮して定数を決定
し、フイルター共振周波数ｆ０なる点Ｐ１，Ｐ３間の電
圧動揺を防がねばならない。ここで、コンデンサ９，１
０の容量を共に２ｘμＦ，チヨークコイルのインダクタ
ンスをｙｍＨとすれば、 なる関係が成立つ（但し、Ｋはダンピングフアクタ）。
そして、系の安定性から、ダンピングフアクタＫを０．
３程度にする必要がある。
９，１０以降の回路の等価負荷抵抗Ｒによる２次フイル
ターで位相制御リツプルを低減させる必要がある。かつ
このフイルターのダンピングを十分考慮して定数を決定
し、フイルター共振周波数ｆ０なる点Ｐ１，Ｐ３間の電
圧動揺を防がねばならない。ここで、コンデンサ９，１
０の容量を共に２ｘμＦ，チヨークコイルのインダクタ
ンスをｙｍＨとすれば、 なる関係が成立つ（但し、Ｋはダンピングフアクタ）。
そして、系の安定性から、ダンピングフアクタＫを０．
３程度にする必要がある。
この場合、リツプル周波数は供給する３相交流が６０Ｈ
z の場合約３６０Ｈzとなり、これが直流中に１００％
含まれるとして、この値を約1/100程度にしたいとす
る。ＬＣフイルターは４０ｄＢ／decadeであり遮断周波
数ｆ０を３６０Ｈｚの１／１０とすれば良い。すなわ
ち、 ｆ０＝３６０Ｈｚ／１０＝３６Ｈｚ ……(3) 一方、Ｒはシステムによつて異なるが、通常大電方回路
では、直流電圧は４００Ｖ〜８００Ｖ程度が多い。この
場合は４００Ｖ，２００ＫＷの例でＲを考慮すればＲ＝
０．８Ωとなる。この結果、 すなわち、コンデンサ９，１０の値は直列値が９２００
μＦより１８４００μＦインダクタンスは約２ｍＨとな
り、必要コンデンサ値は、高周波側から要求される値の
６０倍近くなる。この容量を高周波電流の流れるコンデ
ンサ９，１０で持たせるとすると、コンデンサのコスト
外形は比較的に増大し、しかも、高周波側の異常に際し
てこの放電電流でＳＣＲの破損などを招く可能性が高ま
る。
z の場合約３６０Ｈzとなり、これが直流中に１００％
含まれるとして、この値を約1/100程度にしたいとす
る。ＬＣフイルターは４０ｄＢ／decadeであり遮断周波
数ｆ０を３６０Ｈｚの１／１０とすれば良い。すなわ
ち、 ｆ０＝３６０Ｈｚ／１０＝３６Ｈｚ ……(3) 一方、Ｒはシステムによつて異なるが、通常大電方回路
では、直流電圧は４００Ｖ〜８００Ｖ程度が多い。この
場合は４００Ｖ，２００ＫＷの例でＲを考慮すればＲ＝
０．８Ωとなる。この結果、 すなわち、コンデンサ９，１０の値は直列値が９２００
μＦより１８４００μＦインダクタンスは約２ｍＨとな
り、必要コンデンサ値は、高周波側から要求される値の
６０倍近くなる。この容量を高周波電流の流れるコンデ
ンサ９，１０で持たせるとすると、コンデンサのコスト
外形は比較的に増大し、しかも、高周波側の異常に際し
てこの放電電流でＳＣＲの破損などを招く可能性が高ま
る。
この発明は、以上の事情に鑑み、小形かつ安価な構成
で、点Ｐ１・Ｐ３間のリツプル分を低減させることがで
きる高周波インバータの出力リツプル低減回路を提供す
るもので、点Ｐ１・Ｐ３間に直列接続された電解コンデ
ンサおよび過電流遮断手段を介挿したことを特徴として
いる。
で、点Ｐ１・Ｐ３間のリツプル分を低減させることがで
きる高周波インバータの出力リツプル低減回路を提供す
るもので、点Ｐ１・Ｐ３間に直列接続された電解コンデ
ンサおよび過電流遮断手段を介挿したことを特徴として
いる。
また、この発明はリツプル低減，および高周波側の異常
時のスイツチング素子破損を防ぎ、かつ高周波側の遮断
を行なつた場合の点Ｐ１，Ｐ３の電圧上昇を防ぐ働らき
を持つ。チヨークコイル８を流れていた電流が、インバ
ータオフすなわちＲをオフした時全てコンデンサ９，１
０に突入することを意味する。例として、コイル８の電
流はＤＣ４００Ｖ÷０．８＝５００Ａが定格電流であ
る。この時Ｒを瞬断すると の上昇、即１５０％におさめることができる。もしもコ
ンデンサ９，１０のみであれば（３００μＦ２シリー
ズ）、 も上昇し高周波部品の破損をまぬがれない。
時のスイツチング素子破損を防ぎ、かつ高周波側の遮断
を行なつた場合の点Ｐ１，Ｐ３の電圧上昇を防ぐ働らき
を持つ。チヨークコイル８を流れていた電流が、インバ
ータオフすなわちＲをオフした時全てコンデンサ９，１
０に突入することを意味する。例として、コイル８の電
流はＤＣ４００Ｖ÷０．８＝５００Ａが定格電流であ
る。この時Ｒを瞬断すると の上昇、即１５０％におさめることができる。もしもコ
ンデンサ９，１０のみであれば（３００μＦ２シリー
ズ）、 も上昇し高周波部品の破損をまぬがれない。
以下、図面を参照しこの発明を詳細に説明する。
まず、この発明が案出された過程から説明する。第１図
においてコンデンサ９，１０から流出する電流は、前述
した説明から明らかなように各々位相が１８０゜ずれて
いる。すなわち、コンデンサ９，１０の両端電圧Ｖ１，
Ｖ２は各々、第２図(ロ)に示すように位相が１８０゜ず
れた高周波リツプル分を含むことになり、したがつて、
点Ｐ１，Ｐ３間の高周波リツプル分は、電圧Ｖ１，Ｖ２
の各リツプル分が互に相殺されることから、零となる。
このことは、点Ｐ１・Ｐ３間にコンデンサを介挿した場
合、このコンデンサには高周波電流が流れないことを意
味する。ところで、周知のように高周波電流を流せるコ
ンデンサ（例えば、ペーパーコンデンサ，フイルムコン
デンサ等）は大形かつ高価となる。そして、コンデンサ
９，１０としてはこの種のコンデンサが必要である。こ
れに対し、高周波電流を流す必要がない場合には、小形
かつ安価な電解コンデンサを用いることが可能である。
においてコンデンサ９，１０から流出する電流は、前述
した説明から明らかなように各々位相が１８０゜ずれて
いる。すなわち、コンデンサ９，１０の両端電圧Ｖ１，
Ｖ２は各々、第２図(ロ)に示すように位相が１８０゜ず
れた高周波リツプル分を含むことになり、したがつて、
点Ｐ１，Ｐ３間の高周波リツプル分は、電圧Ｖ１，Ｖ２
の各リツプル分が互に相殺されることから、零となる。
このことは、点Ｐ１・Ｐ３間にコンデンサを介挿した場
合、このコンデンサには高周波電流が流れないことを意
味する。ところで、周知のように高周波電流を流せるコ
ンデンサ（例えば、ペーパーコンデンサ，フイルムコン
デンサ等）は大形かつ高価となる。そして、コンデンサ
９，１０としてはこの種のコンデンサが必要である。こ
れに対し、高周波電流を流す必要がない場合には、小形
かつ安価な電解コンデンサを用いることが可能である。
この発明は以上の鑑点から、点Ｐ１・Ｐ３間に電解コン
デンサおよびヒユーズを介挿することにより点Ｐ１・Ｐ
３間の低周波リツプル分を低減し、これにより、高周波
インバータの出力リツプルの低減を図つたもので、以
下、その実施例について説明する。
デンサおよびヒユーズを介挿することにより点Ｐ１・Ｐ
３間の低周波リツプル分を低減し、これにより、高周波
インバータの出力リツプルの低減を図つたもので、以
下、その実施例について説明する。
第４図はこの発明の一実施例を示す回路図であり、この
図において第１図の各部に対応する部分には同一の符号
が付してある。
図において第１図の各部に対応する部分には同一の符号
が付してある。
この図に示す回路が第１図に示す回路と異なる点は、点
Ｐ１・Ｐ３間に電解コンデンサ２７およびヒユーズ（電
流遮断手段）２８の直列回路からなる出力リツプル低減
回路２９が介挿されていることである。この回路の場
合、入力電源，出力定格，チヨーク８のインダクタン
ス，コンデンサ９，１０の容量をいずれも前述した場合
と同じとすると、電解コンデンサ２７として約１３００
μＦのものを用いることにより、点Ｐ１・Ｐ３間のリツ
プル分を３％に押えることが可能となる。また、ヒユー
ズ２８を挿入するケースがあり、その理由は次の通りで
ある。すなわち、負荷１１の短絡等の異常時において
は、コンデンサ９または１０からだけでなく、電解コン
デンサ２７からも負荷１１へ大電流が供給される。この
場合、ヒユーズ２８によつて電解コンデンサ２７の電流
を断としないと、サイリスタ１３〜１６，１９〜２２の
いずれかを破損することになる。なお、コンデンサ９，
１０の容量は電解コンデンサ２７の容量に比較して小さ
く、通常、コンデンサ９，１０の放電電流のみによつて
はサイリスタ１３〜１６，１９〜２２が破損することは
ない。また、チヨークコイル８より前の電源部は通常速
断ヒユーズ等の保護回路が設けられており、したがつ
て、電源部からサイリスタ１３〜１６，１９〜２２へ過
大電流が供給されることもない。
Ｐ１・Ｐ３間に電解コンデンサ２７およびヒユーズ（電
流遮断手段）２８の直列回路からなる出力リツプル低減
回路２９が介挿されていることである。この回路の場
合、入力電源，出力定格，チヨーク８のインダクタン
ス，コンデンサ９，１０の容量をいずれも前述した場合
と同じとすると、電解コンデンサ２７として約１３００
μＦのものを用いることにより、点Ｐ１・Ｐ３間のリツ
プル分を３％に押えることが可能となる。また、ヒユー
ズ２８を挿入するケースがあり、その理由は次の通りで
ある。すなわち、負荷１１の短絡等の異常時において
は、コンデンサ９または１０からだけでなく、電解コン
デンサ２７からも負荷１１へ大電流が供給される。この
場合、ヒユーズ２８によつて電解コンデンサ２７の電流
を断としないと、サイリスタ１３〜１６，１９〜２２の
いずれかを破損することになる。なお、コンデンサ９，
１０の容量は電解コンデンサ２７の容量に比較して小さ
く、通常、コンデンサ９，１０の放電電流のみによつて
はサイリスタ１３〜１６，１９〜２２が破損することは
ない。また、チヨークコイル８より前の電源部は通常速
断ヒユーズ等の保護回路が設けられており、したがつ
て、電源部からサイリスタ１３〜１６，１９〜２２へ過
大電流が供給されることもない。
なお、上記実施例においては電流遮断手段としてヒユー
ズ２８を用いているが、これに代えて例えば高速ノーヒ
ユーズブレーカ等を用いることも勿論可能である。ま
た、上述した実施例においてはサイリスタ１３〜１６お
よび１９〜２２によつて交流電流を負荷１１に供給して
いるが、この発明は他の構成の場合、例えばサイリスタ
１３〜１６および１９〜２２を各々１個のサイリスタに
よつて代用する構成の場合においても適用することがで
きる。
ズ２８を用いているが、これに代えて例えば高速ノーヒ
ユーズブレーカ等を用いることも勿論可能である。ま
た、上述した実施例においてはサイリスタ１３〜１６お
よび１９〜２２によつて交流電流を負荷１１に供給して
いるが、この発明は他の構成の場合、例えばサイリスタ
１３〜１６および１９〜２２を各々１個のサイリスタに
よつて代用する構成の場合においても適用することがで
きる。
以上説明したように、この発明によれば交流電源を整流
し、この結果得られる直流電圧をチヨークコイルを介し
て、電解コンデンサとは異なる、直列接続された第１，
第２のコンデンサの両端に印加し、前記第１，第２のコ
ンデンサに蓄えられた電荷を交互に負荷へ供給するよう
に構成された高周波インバータにおいて、前記直列接続
された第１，第２のコンデンサの両端間に、直列接続さ
れた電解コンデンサおよび過電流遮断手段を介挿したの
で、小形かつ安価な構成によつて高周波インバータの出
力リツプルを低減させることができる。また、この発明
によれば電流遮断手段を電解コンデンサとシリーズに挿
入したので、負荷異常時におけるスイツチング素子の破
損を防ぐことができる。
し、この結果得られる直流電圧をチヨークコイルを介し
て、電解コンデンサとは異なる、直列接続された第１，
第２のコンデンサの両端に印加し、前記第１，第２のコ
ンデンサに蓄えられた電荷を交互に負荷へ供給するよう
に構成された高周波インバータにおいて、前記直列接続
された第１，第２のコンデンサの両端間に、直列接続さ
れた電解コンデンサおよび過電流遮断手段を介挿したの
で、小形かつ安価な構成によつて高周波インバータの出
力リツプルを低減させることができる。また、この発明
によれば電流遮断手段を電解コンデンサとシリーズに挿
入したので、負荷異常時におけるスイツチング素子の破
損を防ぐことができる。
第１図は従来の高周波インバータの一構成例を示す図、
第２図(イ)は同高周波インバータの出力電流を示す波形
図、第２図(ロ)は同高周波インバータにおけるコンデン
サ９および１０の各両端電圧Ｖ1およびＶ２を示す波形
図、第３図(イ)は同高周波インバータにおける点Ｐ１・
Ｐ３間の電圧を示す波形図、第３図(ロ)は同高周波イン
バータにおける負荷１１の両端電圧ＶＬを示す波形図、
第４図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図であ
る。 ８……チヨークコイル、９……第１のコンデンサ、１０
……第２のコンデンサ、２７……電解コンデンサ、２８
……ヒユーズ（過電流遮断手段）、２９……出力リツプ
ル低減回路。
第２図(イ)は同高周波インバータの出力電流を示す波形
図、第２図(ロ)は同高周波インバータにおけるコンデン
サ９および１０の各両端電圧Ｖ1およびＶ２を示す波形
図、第３図(イ)は同高周波インバータにおける点Ｐ１・
Ｐ３間の電圧を示す波形図、第３図(ロ)は同高周波イン
バータにおける負荷１１の両端電圧ＶＬを示す波形図、
第４図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図であ
る。 ８……チヨークコイル、９……第１のコンデンサ、１０
……第２のコンデンサ、２７……電解コンデンサ、２８
……ヒユーズ（過電流遮断手段）、２９……出力リツプ
ル低減回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 奥野 敦 三重県伊勢市竹ケ鼻町100番地 神鋼電機 株式会社伊勢工場内 (56)参考文献 特開 昭48−104038（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−162125（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−83471（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−92034（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−86477（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−122944（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−66030（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−57537（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源を整流し、この結果得られる直流
電圧を、チョークコイルを介して、電解コンデンサとは
異なる、直列接続された第１，第２のコンデンサの両端
に印加し、前記第１，第２のコンデンサに蓄えられた電
荷を交互に負荷へ供給するように構成された高周波イン
バータにおいて、 前記直列接続された第１，第２のコンデンサの両端間
に、直列接続された電解コンデンサおよび過電流遮断手
段を介挿してなる高周波インバータにおける出力リップ
ル低減回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57081240A JPH0634592B2 (ja) | 1982-05-14 | 1982-05-14 | 高周波インバータにおける出力リップル低減回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57081240A JPH0634592B2 (ja) | 1982-05-14 | 1982-05-14 | 高周波インバータにおける出力リップル低減回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58198171A JPS58198171A (ja) | 1983-11-18 |
| JPH0634592B2 true JPH0634592B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=13740897
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57081240A Expired - Lifetime JPH0634592B2 (ja) | 1982-05-14 | 1982-05-14 | 高周波インバータにおける出力リップル低減回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634592B2 (ja) |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS48104038A (ja) * | 1972-03-27 | 1973-12-26 | ||
| JPS588667B2 (ja) * | 1975-02-10 | 1983-02-17 | 三菱電機株式会社 | インバ−タノ ホゴソウチ |
| JPS5858911B2 (ja) * | 1978-06-12 | 1983-12-27 | 株式会社明電舎 | 高周波インバ−タ |
| JPS5583471A (en) * | 1978-12-16 | 1980-06-23 | Fuji Electric Co Ltd | High frequency invertor |
-
1982
- 1982-05-14 JP JP57081240A patent/JPH0634592B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58198171A (ja) | 1983-11-18 |
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