JPH06343286A - 直流同期モータ - Google Patents
直流同期モータInfo
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- JPH06343286A JPH06343286A JP5127614A JP12761493A JPH06343286A JP H06343286 A JPH06343286 A JP H06343286A JP 5127614 A JP5127614 A JP 5127614A JP 12761493 A JP12761493 A JP 12761493A JP H06343286 A JPH06343286 A JP H06343286A
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- phase
- circuit
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- synchronous motor
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
が単純で、電圧変動によるロータ回転数の変化が少ない
直流同期モータを提供する。 【構成】 磁極が形成されたロータRと、極歯を有する
ステータと、ステータを励磁する第1相および第2相コ
イルL1,L2とを有する。また、直流電源2に接続され
ると位相の反転した方形波を第1および第2出力端子T
1,T2に出力する非安定マルチバイブレータ回路1と、
第1出力端子T1からの方形波出力に応じて直流電源2
から第1相コイルL1への通電を断接する第1スイッチ
ング素子Q3と、第2出力端子T2からの方形波出力に応
じて直流電源2から第2相コイルL2への通電を断接す
る第2スイッチング素子Q4とを具備する。
Description
同期モータに係り、特に、電源電圧に多少の変動が生じ
ても一定の回転数が得られる直流同期モータに関する。
て、(1)PM型ステッピングモータを使用した場合
と、(2)永久磁石型同期モータを直流電源で駆動した
場合を例に挙げて順に説明する。
に多極着磁されたロータと、このロータの外側に配置さ
れた、ロータとそれぞれ同数の極歯を有する二組のステ
ータとを備えたもので、これら2組のステータはロータ
軸方向に並べて配置され、互いに1/2ピッチ極歯がず
らされている。各ステータを励磁する方法としては、単
巻きした計2相のコイルに双方向通電する方法と、2重
巻きした計4相のコイルに一方向通電する方法がある。
に示す。図12において符号Rは外周に複数の磁極を形
成されたロータであり、このロータRの外周には同数の
極歯を有する二組のステータがロータ軸方向に並べて配
置され、互いに1/2ピッチ極歯がずらされ、これらス
テータのそれぞれには単相コイルL1,L2が設けられて
いる。
コイルL1,L2にはトランジスタ等のスイッチング素子
Q1〜Q4,Q5〜Q8が各4つ接続されてそれぞれHブリ
ッジが構成され、さらにスイッチング素子Q1〜Q8をO
N−OFFする制御回路と、この制御回路への供給電圧
を一定化するための定電圧回路が設けられている。
は、各スイッチング素子Q1〜Q8を図14に示す手順で
制御する。図示のように、この例の制御回路は8つのス
イッチング素子を同期して制御しなければならないた
め、制御回路としては、フリップフロップ回路やシフト
レジスタ回路等を使用した複雑なものが必要である。
スタ回路を用いた制御回路は、その発振周波数が電源電
圧に依存するので、電源電圧が変動するとロータ回転数
が変化してしまう。これを防ぐには、電源と制御回路の
間に前述したように定電圧回路が必須で、この点からも
制御回路の複雑化を招いている。
ッピングモータに一方向通電を行う例を示す。ロータR
の外周には前記同様に二組のステータが配置され、それ
ぞれのステータに、2重巻のコイルL1とL2、L3とL4
が設けられている。同じステータを励磁するコイルは、
互いに励磁方向が逆になるように配線されている。
スイッチング素子Q1〜Q4を介して電源に接続され、さ
らにスイッチング素子Q1〜Q4をON−OFFする制御
回路と、この制御回路への供給電圧を一定化するための
定電圧回路が設けられている。励磁手順は図17に示す
通りである。
ング素子Q1〜Q4を正確に同期して制御しなければなら
ないため、前記同様に複雑なフリップフロップ回路やシ
フトレジスタ回路等が必要であるうえ、電源電圧の変動
によるロータ回転数の変動を防ぐため前記定電圧回路が
必須で制御系が複雑であり、コイルやステータの構造も
複雑である。
8に示すように交流電源で駆動されるものであるが、図
19に示す制御系によれば直流で駆動できる。ロータR
の外周には同数の極歯を有するステータ(図示略)が1
組だけ設けられ、ロータRとステータの磁極は、ロータ
始動を可能とするため非対称にされている。ステータは
単相コイルLで励磁されるようになっており、コイルL
には、4つのスイッチング素子Q1〜Q4が接続されてH
ブリッジが構成され、図20に示す手順で交互に正負が
逆転する矩形波をコイルLに供給する。この場合、ロー
タRの回転方向は不定であるから、必要であれば機械的
なストッパをロータに設けて回転方向を規制する。
ッチング素子Q1〜Q4を正確に同期して制御しなければ
ならない。したがって、ステータおよびコイルの構造は
単純であるが、フリップフロップ回路やシフトレジスタ
回路等の複雑な回路が必要で、さらに電源電圧の変動に
よるロータ回転数の変動を防ぐため電源と制御回路の間
に前記の定電圧回路が必須である。
直流電源を用いて同期モータを一定回転数で駆動する場
合には、コイルにタイミングよく通電するために、多数
のスイッチング素子や、スイッチングのタイミングを決
定する複雑な制御回路、さらに直流電源に多少の電圧の
ふらつきがあっても制御回路の発振数を一定にするため
の定電圧回路が必須であった。したがって、部品点数が
多く、製造コストが高く、動作信頼性が低いうえ、モー
タ本体とは別に、回路を収納するためのスペースが必要
で装置の小型化が困難であった。
で、ステータやコイルの構造および制御系の構成が単純
で、低コスト化および省スペース化が図れ、しかも電圧
変動によるロータ回転数の変化が少ない直流同期モータ
を提供することを課題としている。
ータは、複数の磁極が形成されたロータと、このロータ
の前記磁極に対向する複数の極歯を有するステータと、
このステータの前記極歯を励磁する第1相および第2相
コイルと、直流電源に接続されると位相の反転した方形
波をその第1および第2出力端子に交互に出力する非安
定マルチバイブレータ回路と、前記第1出力端子からの
方形波出力に応じて前記直流電源から前記第1相コイル
への通電を断接する第1スイッチング素子と、前記第2
出力端子からの方形波出力に応じて前記直流電源から前
記第2相コイルへの通電を断接する第2スイッチング素
子とを具備し、前記第1相および第2相コイルにより前
記ステータの極歯の磁極を交互に反転させて前記ロータ
を回転させることを特徴としている。
は、それぞれのコレクタが前記第1および第2出力端子
とされた第1および第2トランジスタと、一端が前記第
1トランジスタのコレクタに接続され他端が前記第2ト
ランジスタのベースに接続された第1コンデンサと、一
端が第2トランジスタのコレクタに接続され他端が第1
トランジスタのベースに接続された第2コンデンサと、
前記第1および第2コンデンサの充電または放電速度を
規定する第1および第2抵抗とを具備し、前記第1およ
び第2トランジスタを自励的かつ交互にON−OFFさ
せることにより前記第1および第2出力端子から位相の
反転した方形波を出力するものであってもよい。
路、第1スイッチング素子および第2スイッチング素子
は同一の回路基板に組み込まれるとともに、この回路基
板、前記ロータ、前記第1相および第2相のコイルが共
に同一のケーシング内に収容されていてもよい。
ステータを1組のみ有し、非安定マルチバイブレータ回
路により制御される2相のコイルでこのステータを交互
に逆方向に励磁してロータを回転させるものなので、モ
ータの機械的構造が単純で済むとともに、2出力の非安
定マルチバイブレータ回路は、従来の直流同期モータで
は必須だった4出力あるいは8出力の同期発振回路に比
して、大幅な簡略化が可能である。
された非安定マルチバイブレータ回路を使用した場合に
は、電源電圧の変動による発振周波数の変動が小さいた
め定電圧回路が不必要で、回路が最も簡単で済む。
系の簡略化が可能になったことから、非安定マルチバイ
ブレータ回路、第1スイッチング素子および第2スイッ
チング素子を同一の回路基板に組み込み、さらにロー
タ、前記第1相および第2相のコイル、前記回路基板を
同一のケーシング内に収容することも可能であり、その
場合には、制御系をモータ本体とは別に設けていた従来
品に比して小型化が図れ、汎用性が向上できる。
ータの基本構成を示す。回転自在に支持されたロータR
の外周には周方向一定ピッチで複数の磁極が形成され、
ロータRの外側には1組のステータ(図示略)が同軸に
配置され、このステータにはロータRの外周面と対向す
る極歯(図示略)が形成されている。ステータの極歯の
一部は、ロータの起動を容易化するために他の極歯とは
異なる形状とされている。なお、本発明の直流同期モー
タではロータRの回転方向が不定であり、起動時の回転
方向に従うから、必要な場合にはロータ回転方向を規制
する機械的なストッパ手段を設けるとよい。
重に巻回されて第1相および第2相コイルL1,L2が形
成され、これらコイルL1,L2は、図2に示すようにス
イッチング素子Q3,Q4を介して電源2に接続されてい
る。スイッチング素子Q3,Q4は制御回路1の第1出力
端子T1および第2出力端子T2にそれぞれ接続され、制
御回路1からの出力に応じて、コイルL1,L2へ直流電
流を交互に供給するようになっている。なおコイル
L1,L2は、通電時のステータ励磁方向が互いに逆向き
になるように接続されている。
チバイブレータ回路を使用することを特徴としている。
図3はその一例の回路図を示す。この回路では、2個の
PNP型トランジスタQ1,Q2のエミッタがそれぞれダ
イオードD1,D2を介して電源2の陽極に接続され、各
コレクタは抵抗RC1,RC2を介して電源2の陰極に接続
されている。ダイオードD1、D2はトランジスタQ1、
Q2を保護するためのもので、コンデンサC1、C2の電
位が、トランジスタQ1、Q2のON−OFF時に正電位
となりQ1、Q2のベース・エミッタ間に加わった際に、
トランジスタQ1、Q2のベース・エミッタ間の劣化によ
る破壊を防ぐ。
れ、コンデンサC1,C2を介して相手のコレクタに接続
されるとともに、抵抗RB1,RB2を介して電源陰極に接
続されている。コイルL1,L2への通電時間を等しくす
るためには、RB1=RB2、C1=C2にすることが必要
で、また、出力方形波の対称性を持たせるためには、ト
ランジスタQ1とQ2は同特性のものを、抵抗RC1とRC2
は同じ抵抗値とすべきである。
1出力端子T1および第2出力端子T2であり、これら端
子T1,T2は抵抗R3,R4を介してトランジスタ(スイ
ッチング素子)Q3,Q4のベースに接続されている。抵
抗R3,R4はトランジスタQ3、Q4のベース電流が過剰
に流れることを防ぐ保護抵抗である。スイッチング素子
Q3,Q4のコレクタ−エミッタ間にはダイオードD3,
D4が並列に接続され、コイルL1,L2の逆起電圧がト
ランジスタQ3、Q4のコレクタに直接伝わることを防止
している。トランジスタQ3とQ4、抵抗R3とR4も同特
性であることが望ましい。なお、この例ではスイッチン
グ素子Q3,Q4としてトランジスタを使用しているが、
MOS−FET等の他のスイッチング素子であってもよ
い。
る。まず、トランジスタQ1がOFF、トランジスタQ2
がONの状態のとき、トランジスタQ1のベース・エミ
ッタ間電圧VBE1はコンデンサC1の電荷により逆バイア
スされ、そのコレクタ・エミッタ間はOFFの状態を保
つ一方、トランジスタQ2は抵抗RB2を通じてベース電
流が流れるためONの状態を保つ。しかし、その間にコ
ンデンサC1はRB1を通して充電されるから、コンデン
サC1のベース側電位がトランジスタQ1のベース飽和電
圧VBE(sat)になった瞬間に、トランジスタQ1はONに
切り替わり、それによりC1に保たれていた電荷が正電
位になってトランジスタQ2がOFFになる。以後、同
様にトランジスタQ1,Q2が交互にON−OFFを繰り
返す。
のように計算でき、電源電圧に依存しない。 T=0.69(C1・RB1+C2・RB2) したがって、電源電圧がある程度変動しても、発振周期
に比べて電圧の変動する時間が非常に遅ければ、ロータ
の回転速度はほぼ一定である。ただし、電源電圧が変動
すると回転数は変化しないがトルクは変化する。
してPNP型、トランジスタQ3,Q4にNPN型を使用
したが、図5に示すように、回路を反転してトランジス
タQ1,Q2としてNPN型、トランジスタQ3,Q4とし
てPNP型を使用しても全く同様に動作するし、トラン
ジスタQ1,Q2をMOS−FET等の他のスイッチング
素子に置き替えることも可能である。
例であり、当然、最も製造コストが安く、単純である分
信頼性も高いが、これらの回路に例えば、ノイズ防止回
路や過熱防止保護回路等の電気回路を付加してもよい
し、電圧平滑用のコンデンサや、電源を逆に接続した場
合の回路保護用ダイオード、モータの過熱保護用の温度
ヒューズなど周知の要素が付加されていてもよい。
安定マルチバイブレータ回路の代わりに、ICを使用し
た非安定マルチバイブレータ回路も使用できる。例え
ば、図6は2個のNANDゲートI1,I2を用いた非安
定マルチバイブレータ回路の一例であり、C3,C4,R
5およびR6の値を調整することにより発振周期を調整す
ることができる。他にも、周知の2出力非安定マルチバ
イブレータ回路であればすべて使用可能であり、いずれ
の場合にも、4出力や8出力の制御回路に比すれば単純
で済む。ただし、この種のICを使用した非安定マルチ
バイブレータ回路では、電源電圧の変動により発振周期
が変化するので、電源2と制御回路1の間に定電圧回路
3を設けることが望ましい。図6の例では、ツェナーダ
イオードD5および抵抗R7,R8から構成された定電圧
回路3を採用している。
に具体的な実施例を図7〜図11に示す。符号10は有
底円筒状の金属製ケーシングであり、このケーシング1
0の内部中央にロータRが配置され、その回転軸Sはケ
ーシング10の底板部と、ケーシング10の蓋25で回
転自在に支持されている。ロータRの周囲には、ロータ
Rと高さがほぼ等しいコイルボビン12が同軸に配置さ
れ、このコイルボビン12には第1相および第2相コイ
ルL1,L2が2重に巻回されている。
板部には、図9に示すように、コイルボビン12とロー
タRとの間に延びる4つの極歯10Aが90゜ピッチで
一体に形成されている。コイルボビン12の上面に沿っ
て仕切板14(ステータを兼ねる)が固定され、この仕
切板14にも極歯14A,14Bが1対づつ形成され、
コイルボビン12とロータRとの間に挿入されて、極歯
10A同士の間に位置している。これらのうち極歯14
Bは他の極歯10A,14Aよりも幅が小さく、しかも
ロータ回転方向のいずれか1方に片寄って形成されてい
る。これにより、ステータとロータ磁極との吸引力にア
ンバランスが生じ、ロータが回転停止した際に、その磁
極は極歯10A,14Aと対向する位置から若干ずれ、
このずれによりロータRの始動が容易になる。
ータRの回転軸Sからモータ出力軸18に回転を順次伝
達する減速ギヤ群16が収容されている。回転方向を一
定にするには、ロータRまたはこれらギヤ群の一部に機
械的なストッパを取り付ければよい。前記空間にはま
た、制御回路1およびスイッチング素子Q3,Q4を含む
回路基板20が収容され、仕切板14に固定されてい
る。ケーシング10の周壁には切欠が形成され、この切
欠を通して端子カバー22が固定され、端子カバー22
には、一対の電源端子24が固定されている。
0に示すように、コイルL1,L2が接続された3つの端
子26が垂直に埋め込まれており、これら端子26は回
路基板20を貫通して回路に接続されている。このよう
な接続方法を採ることにより、直流同期モータの組立が
容易化できる。
同期モータによれば、極歯を有するステータを1組のみ
有し、非安定マルチバイブレータ回路により制御される
計2相のコイルでこのステータを交互に逆方向に励磁し
てロータを回転させるものなので、モータの機械的構造
が単純で済むとともに、2出力の非安定マルチバイブレ
ータ回路の使用により、従来の直流同期モータでは必須
だった4出力あるいは8出力の同期発振回路に比して、
制御系の大幅な簡略化が可能である。したがって製造コ
ストが安くすみ、小型化が図れ、信頼性も向上できる。
された非安定マルチバイブレータ回路を使用した場合に
は、電源電圧の変動による発振周波数の変動が小さいた
め定電圧回路が不必要で、回路が最も簡単で済む。
系の簡略化が可能になったことから、非安定マルチバイ
ブレータ回路、第1スイッチング素子および第2スイッ
チング素子を同一の回路基板に組み込み、さらにロー
タ、前記第1相および第2相のコイル、前記回路基板を
同一のケーシング内に収容することも可能であり、その
場合には、制御系をモータ本体とは別に設けていた従来
品に比して一層の小型化が図れ、汎用性も向上できる。
示す概略図である。
成を示す概略図である。
示す回路図である。
チャートである。
を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
を示す平面図である。
す断面図である。
概略図である。
概略図である。
ムチャートである。
概略図である。
概略図である。
ムチャートである。
概略図である。
概略図である。
ムチャートである。
タ Q3,Q4 スイッチング素子 C1,C2 第1および第2コンデンサ T1,T2 第1および第2出力端子 RC1,RC2,RB1,RB2 抵抗 10 ケーシング 10A,14A,14B ステータの極歯 14 仕切板 16 減速ギヤ群 18 出力軸 20 回路基板 22 端子カバー 24 電源端子
Claims (3)
- 【請求項1】複数の磁極が形成されたロータと、このロ
ータの前記磁極に対向する複数の極歯を有するステータ
と、このステータの前記極歯を励磁する第1相および第
2相コイルと、直流電源に接続されると位相の反転した
方形波をその第1および第2出力端子に交互に出力する
非安定マルチバイブレータ回路と、前記第1出力端子か
らの方形波出力に応じて前記直流電源から前記第1相コ
イルへの通電を断接する第1スイッチング素子と、前記
第2出力端子からの方形波出力に応じて前記直流電源か
ら前記第2相コイルへの通電を断接する第2スイッチン
グ素子とを具備し、前記第1相および第2相コイルによ
り前記ステータの極歯の磁極を交互に反転させて前記ロ
ータを回転させることを特徴とする直流同期モータ。 - 【請求項2】前記非安定マルチバイブレータ回路は、そ
れぞれのコレクタが前記第1および第2出力端子とされ
た第1および第2トランジスタと、一端が前記第1トラ
ンジスタのコレクタに接続され他端が前記第2トランジ
スタのベースに接続された第1コンデンサと、一端が第
2トランジスタのコレクタに接続され他端が第1トラン
ジスタのベースに接続された第2コンデンサと、前記第
1および第2コンデンサの充電または放電速度を規定す
る第1および第2抵抗とを具備し、前記第1および第2
トランジスタを自励的かつ交互にON−OFFさせるこ
とにより前記第1および第2出力端子から位相の反転し
た方形波を出力することを特徴とする請求項1記載の直
流同期モータ。 - 【請求項3】前記非安定マルチバイブレータ回路、第1
スイッチング素子および第2スイッチング素子は同一の
回路基板に組み込まれるとともに、この回路基板、前記
ロータ、前記第1相および第2相のコイルが共に同一の
ケーシング内に収容されていることを特徴とする請求項
1または2記載の直流同期モータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12761493A JP3246080B2 (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | 2相直流同期モータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12761493A JP3246080B2 (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | 2相直流同期モータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06343286A true JPH06343286A (ja) | 1994-12-13 |
JP3246080B2 JP3246080B2 (ja) | 2002-01-15 |
Family
ID=14964452
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12761493A Expired - Lifetime JP3246080B2 (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | 2相直流同期モータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3246080B2 (ja) |
-
1993
- 1993-05-28 JP JP12761493A patent/JP3246080B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3246080B2 (ja) | 2002-01-15 |
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