JP3246080B2 - ２相直流同期モータ - Google Patents
２相直流同期モータInfo
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- JP3246080B2 JP3246080B2 JP12761493A JP12761493A JP3246080B2 JP 3246080 B2 JP3246080 B2 JP 3246080B2 JP 12761493 A JP12761493 A JP 12761493A JP 12761493 A JP12761493 A JP 12761493A JP 3246080 B2 JP3246080 B2 JP 3246080B2
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- rotor
- transistor
- circuit
- synchronous motor
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源で駆動される
同期モータに係り、特に、電源電圧に多少の変動が生じ
ても一定の回転数が得られる２相直流同期モータに関す
る。
同期モータに係り、特に、電源電圧に多少の変動が生じ
ても一定の回転数が得られる２相直流同期モータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】この種の直流同期モータの従来技術とし
て、（１）ＰＭ型ステッピングモータを使用した場合
と、（２）永久磁石型同期モータを直流電源で駆動した
場合を例に挙げて順に説明する。
て、（１）ＰＭ型ステッピングモータを使用した場合
と、（２）永久磁石型同期モータを直流電源で駆動した
場合を例に挙げて順に説明する。
【０００３】（１）ＰＭ型ステッピングモータは、外周
に多極着磁されたロータと、このロータの外側に配置さ
れた、ロータとそれぞれ同数の極歯を有する二組のステ
ータとを備えたもので、これら２組のステータはロータ
軸方向に並べて配置され、互いに１／２ピッチ極歯がず
らされている。各ステータを励磁する方法としては、単
巻きした計２相のコイルに双方向通電する方法と、２重
巻きした計４相のコイルに一方向通電する方法がある。
に多極着磁されたロータと、このロータの外側に配置さ
れた、ロータとそれぞれ同数の極歯を有する二組のステ
ータとを備えたもので、これら２組のステータはロータ
軸方向に並べて配置され、互いに１／２ピッチ極歯がず
らされている。各ステータを励磁する方法としては、単
巻きした計２相のコイルに双方向通電する方法と、２重
巻きした計４相のコイルに一方向通電する方法がある。
【０００４】双方向通電を行う例を図１２および図１３
に示す。図１２において符号Ｒは外周に複数の磁極を形
成されたロータであり、このロータＲの外周には同数の
極歯を有する二組のステータがロータ軸方向に並べて配
置され、互いに１／２ピッチ極歯がずらされ、これらス
テータのそれぞれには単相コイルＬ1，Ｌ2が設けられて
いる。
に示す。図１２において符号Ｒは外周に複数の磁極を形
成されたロータであり、このロータＲの外周には同数の
極歯を有する二組のステータがロータ軸方向に並べて配
置され、互いに１／２ピッチ極歯がずらされ、これらス
テータのそれぞれには単相コイルＬ1，Ｌ2が設けられて
いる。
【０００５】図１３はコイルＬ1，Ｌ2の制御系を示す。
コイルＬ1，Ｌ2にはトランジスタ等のスイッチング素子
Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8が各４つ接続されてそれぞれＨブリ
ッジが構成され、さらにスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ8をＯ
Ｎ−ＯＦＦする制御回路と、この制御回路への供給電圧
を一定化するための定電圧回路が設けられている。
コイルＬ1，Ｌ2にはトランジスタ等のスイッチング素子
Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8が各４つ接続されてそれぞれＨブリ
ッジが構成され、さらにスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ8をＯ
Ｎ−ＯＦＦする制御回路と、この制御回路への供給電圧
を一定化するための定電圧回路が設けられている。
【０００６】この場合、ロータＲを回転させるために
は、各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ8を図１４に示す手順で
制御する。図示のように、この例の制御回路は８つのス
イッチング素子を同期して制御しなければならないた
め、制御回路としては、フリップフロップ回路やシフト
レジスタ回路等を使用した複雑なものが必要である。
は、各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ8を図１４に示す手順で
制御する。図示のように、この例の制御回路は８つのス
イッチング素子を同期して制御しなければならないた
め、制御回路としては、フリップフロップ回路やシフト
レジスタ回路等を使用した複雑なものが必要である。
【０００７】また、フリップフロップ回路やシフトレジ
スタ回路を用いた制御回路は、その発振周波数が電源電
圧に依存するので、電源電圧が変動するとロータ回転数
が変化してしまう。これを防ぐには、電源と制御回路の
間に前述したように定電圧回路が必須で、この点からも
制御回路の複雑化を招いている。
スタ回路を用いた制御回路は、その発振周波数が電源電
圧に依存するので、電源電圧が変動するとロータ回転数
が変化してしまう。これを防ぐには、電源と制御回路の
間に前述したように定電圧回路が必須で、この点からも
制御回路の複雑化を招いている。
【０００８】一方、図１５および図１６は、ＰＭ型ステ
ッピングモータに一方向通電を行う例を示す。ロータＲ
の外周には前記同様に二組のステータが配置され、それ
ぞれのステータに、２重巻のコイルＬ1とＬ2、Ｌ3とＬ4
が設けられている。同じステータを励磁するコイルは、
互いに励磁方向が逆になるように配線されている。
ッピングモータに一方向通電を行う例を示す。ロータＲ
の外周には前記同様に二組のステータが配置され、それ
ぞれのステータに、２重巻のコイルＬ1とＬ2、Ｌ3とＬ4
が設けられている。同じステータを励磁するコイルは、
互いに励磁方向が逆になるように配線されている。
【０００９】各コイルＬ1〜Ｌ4は、図１６に示すように
スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を介して電源に接続され、さ
らにスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をＯＮ−ＯＦＦする制御
回路と、この制御回路への供給電圧を一定化するための
定電圧回路が設けられている。励磁手順は図１７に示す
通りである。
スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を介して電源に接続され、さ
らにスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をＯＮ−ＯＦＦする制御
回路と、この制御回路への供給電圧を一定化するための
定電圧回路が設けられている。励磁手順は図１７に示す
通りである。
【００１０】この場合にも、制御回路は４つのスイッチ
ング素子Ｑ1〜Ｑ4を正確に同期して制御しなければなら
ないため、前記同様に複雑なフリップフロップ回路やシ
フトレジスタ回路等が必要であるうえ、電源電圧の変動
によるロータ回転数の変動を防ぐため前記定電圧回路が
必須で制御系が複雑であり、コイルやステータの構造も
複雑である。
ング素子Ｑ1〜Ｑ4を正確に同期して制御しなければなら
ないため、前記同様に複雑なフリップフロップ回路やシ
フトレジスタ回路等が必要であるうえ、電源電圧の変動
によるロータ回転数の変動を防ぐため前記定電圧回路が
必須で制御系が複雑であり、コイルやステータの構造も
複雑である。
【００１１】（２）永久磁石型同期モータは本来、図１
８に示すように交流電源で駆動されるものであるが、図
１９に示す制御系によれば直流で駆動できる。ロータＲ
の外周には同数の極歯を有するステータ（図示略）が１
組だけ設けられ、ロータＲとステータの磁極は、ロータ
始動を可能とするため非対称にされている。ステータは
単相コイルＬで励磁されるようになっており、コイルＬ
には、４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4が接続されてＨ
ブリッジが構成され、図２０に示す手順で交互に正負が
逆転する矩形波をコイルＬに供給する。この場合、ロー
タＲの回転方向は不定であるから、必要であれば機械的
なストッパをロータに設けて回転方向を規制する。
８に示すように交流電源で駆動されるものであるが、図
１９に示す制御系によれば直流で駆動できる。ロータＲ
の外周には同数の極歯を有するステータ（図示略）が１
組だけ設けられ、ロータＲとステータの磁極は、ロータ
始動を可能とするため非対称にされている。ステータは
単相コイルＬで励磁されるようになっており、コイルＬ
には、４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4が接続されてＨ
ブリッジが構成され、図２０に示す手順で交互に正負が
逆転する矩形波をコイルＬに供給する。この場合、ロー
タＲの回転方向は不定であるから、必要であれば機械的
なストッパをロータに設けて回転方向を規制する。
【００１２】この例においても、制御回路は４つのスイ
ッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を正確に同期して制御しなければ
ならない。したがって、ステータおよびコイルの構造は
単純であるが、フリップフロップ回路やシフトレジスタ
回路等の複雑な回路が必要で、さらに電源電圧の変動に
よるロータ回転数の変動を防ぐため電源と制御回路の間
に前記の定電圧回路が必須である。
ッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を正確に同期して制御しなければ
ならない。したがって、ステータおよびコイルの構造は
単純であるが、フリップフロップ回路やシフトレジスタ
回路等の複雑な回路が必要で、さらに電源電圧の変動に
よるロータ回転数の変動を防ぐため電源と制御回路の間
に前記の定電圧回路が必須である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来、
直流電源を用いて同期モータを一定回転数で駆動する場
合には、コイルにタイミングよく通電するために、多数
のスイッチング素子や、スイッチングのタイミングを決
定する複雑な制御回路、さらに直流電源に多少の電圧の
ふらつきがあっても制御回路の発振数を一定にするため
の定電圧回路が必須であった。したがって、部品点数が
多く、製造コストが高く、動作信頼性が低いうえ、モー
タ本体とは別に、回路を収納するためのスペースが必要
で装置の小型化が困難であった。
直流電源を用いて同期モータを一定回転数で駆動する場
合には、コイルにタイミングよく通電するために、多数
のスイッチング素子や、スイッチングのタイミングを決
定する複雑な制御回路、さらに直流電源に多少の電圧の
ふらつきがあっても制御回路の発振数を一定にするため
の定電圧回路が必須であった。したがって、部品点数が
多く、製造コストが高く、動作信頼性が低いうえ、モー
タ本体とは別に、回路を収納するためのスペースが必要
で装置の小型化が困難であった。
【００１４】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、ステータやコイルの構造および制御系の構成が単純
で、低コスト化および省スペース化が図れ、しかも電圧
変動によるロータ回転数の変化が少ない２相直流同期モ
ータを提供することを課題としている。
で、ステータやコイルの構造および制御系の構成が単純
で、低コスト化および省スペース化が図れ、しかも電圧
変動によるロータ回転数の変化が少ない２相直流同期モ
ータを提供することを課題としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明に係る２相直流同
期モータは、複数の磁極が形成されたロータと、このロ
ータの前記磁極に対向する複数の極歯を有するステータ
と、このステータの前記極歯を励磁する第１相および第
２相コイルと、直流電源に接続されると相補関係にある
方形波がそれぞれ現れる第１および第２の内部節点を有
し、これら第１および第２の内部節点に現れる方形波を
その第１および第２出力端子にそれぞれ出力する非安定
マルチバイブレータ回路と、前記第１出力端子からの方
形波出力に応じて前記直流電源から前記第１相コイルへ
の通電を断接する第１スイッチング素子と、前記第２出
力端子からの方形波出力に応じて前記直流電源から前記
第２相コイルへの通電を断接する第２スイッチング素子
とを具備し、前記第１相および第２相コイルにより前記
ステータの極歯の磁極を交互に反転させて前記ロータを
回転させることを特徴としている。
期モータは、複数の磁極が形成されたロータと、このロ
ータの前記磁極に対向する複数の極歯を有するステータ
と、このステータの前記極歯を励磁する第１相および第
２相コイルと、直流電源に接続されると相補関係にある
方形波がそれぞれ現れる第１および第２の内部節点を有
し、これら第１および第２の内部節点に現れる方形波を
その第１および第２出力端子にそれぞれ出力する非安定
マルチバイブレータ回路と、前記第１出力端子からの方
形波出力に応じて前記直流電源から前記第１相コイルへ
の通電を断接する第１スイッチング素子と、前記第２出
力端子からの方形波出力に応じて前記直流電源から前記
第２相コイルへの通電を断接する第２スイッチング素子
とを具備し、前記第１相および第２相コイルにより前記
ステータの極歯の磁極を交互に反転させて前記ロータを
回転させることを特徴としている。
【００１６】なお、前記非安定マルチバイブレータ回路
は、それぞれのコレクタが前記第１および第２出力端子
とされた第１および第２トランジスタと、一端が前記第
１トランジスタのコレクタに接続され他端が前記第２ト
ランジスタのベースに接続された第１コンデンサと、一
端が第２トランジスタのコレクタに接続され他端が第１
トランジスタのベースに接続された第２コンデンサと、
前記第１および第２コンデンサの充電または放電速度を
規定する第１および第２抵抗とを具備し、前記第１およ
び第２トランジスタを自励的かつ交互にＯＮ−ＯＦＦさ
せることにより前記第１および第２出力端子から位相の
反転した方形波を出力するものであってもよい。
は、それぞれのコレクタが前記第１および第２出力端子
とされた第１および第２トランジスタと、一端が前記第
１トランジスタのコレクタに接続され他端が前記第２ト
ランジスタのベースに接続された第１コンデンサと、一
端が第２トランジスタのコレクタに接続され他端が第１
トランジスタのベースに接続された第２コンデンサと、
前記第１および第２コンデンサの充電または放電速度を
規定する第１および第２抵抗とを具備し、前記第１およ
び第２トランジスタを自励的かつ交互にＯＮ−ＯＦＦさ
せることにより前記第１および第２出力端子から位相の
反転した方形波を出力するものであってもよい。
【００１７】また、前記非安定マルチバイブレータ回
路、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子
は同一の回路基板に組み込まれるとともに、この回路基
板、前記ロータ、前記第１相および第２相のコイルが共
に同一のケーシング内に収容されていてもよい。
路、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子
は同一の回路基板に組み込まれるとともに、この回路基
板、前記ロータ、前記第１相および第２相のコイルが共
に同一のケーシング内に収容されていてもよい。
【００１８】
【作用】本発明に係る２相直流同期モータは、極歯を有
するステータを１組のみ有し、非安定マルチバイブレー
タ回路により制御される２相のコイルでこのステータを
交互に逆方向に励磁してロータを回転させるものなの
で、モータの機械的構造が単純で済むとともに、２出力
の非安定マルチバイブレータ回路は、従来の直流同期モ
ータでは必須だった４出力あるいは８出力の同期発振回
路に比して、大幅な簡略化が可能である。
するステータを１組のみ有し、非安定マルチバイブレー
タ回路により制御される２相のコイルでこのステータを
交互に逆方向に励磁してロータを回転させるものなの
で、モータの機械的構造が単純で済むとともに、２出力
の非安定マルチバイブレータ回路は、従来の直流同期モ
ータでは必須だった４出力あるいは８出力の同期発振回
路に比して、大幅な簡略化が可能である。
【００１９】また、２個のトランジスタによって主構成
された非安定マルチバイブレータ回路を使用した場合に
は、電源電圧の変動による発振周波数の変動が小さいた
め定電圧回路が不必要で、回路が最も簡単で済む。
された非安定マルチバイブレータ回路を使用した場合に
は、電源電圧の変動による発振周波数の変動が小さいた
め定電圧回路が不必要で、回路が最も簡単で済む。
【００２０】さらに、本発明では機械的構造および制御
系の簡略化が可能になったことから、非安定マルチバイ
ブレータ回路、第１スイッチング素子および第２スイッ
チング素子を同一の回路基板に組み込み、さらにロー
タ、前記第１相および第２相のコイル、前記回路基板を
同一のケーシング内に収容することも可能であり、その
場合には、制御系をモータ本体とは別に設けていた従来
品に比して小型化が図れ、汎用性が向上できる。
系の簡略化が可能になったことから、非安定マルチバイ
ブレータ回路、第１スイッチング素子および第２スイッ
チング素子を同一の回路基板に組み込み、さらにロー
タ、前記第１相および第２相のコイル、前記回路基板を
同一のケーシング内に収容することも可能であり、その
場合には、制御系をモータ本体とは別に設けていた従来
品に比して小型化が図れ、汎用性が向上できる。
【００２１】
【実施例】図１および図２は、本発明に係る２相直流同
期モータ（以下、単に「直流同期モータ」と称す）の基
本構成を示す。回転自在に支持されたロータＲの外周に
は周方向一定ピッチで複数の磁極が形成され、ロータＲ
の外側には１組のステータ（図示略）が同軸に配置さ
れ、このステータにはロータＲの外周面と対向する極歯
（図示略）が形成されている。ステータの極歯の一部
は、ロータの起動を容易化するために他の極歯とは異な
る形状とされている。なお、本発明の直流同期モータで
はロータＲの回転方向が不定であり、起動時の回転方向
に従うから、必要な場合にはロータ回転奉公を規制する
機械的なストッパ手段を設けるとよい。
期モータ（以下、単に「直流同期モータ」と称す）の基
本構成を示す。回転自在に支持されたロータＲの外周に
は周方向一定ピッチで複数の磁極が形成され、ロータＲ
の外側には１組のステータ（図示略）が同軸に配置さ
れ、このステータにはロータＲの外周面と対向する極歯
（図示略）が形成されている。ステータの極歯の一部
は、ロータの起動を容易化するために他の極歯とは異な
る形状とされている。なお、本発明の直流同期モータで
はロータＲの回転方向が不定であり、起動時の回転方向
に従うから、必要な場合にはロータ回転奉公を規制する
機械的なストッパ手段を設けるとよい。
【００２２】ステータの外周には、コイルが同軸かつ２
重に巻回されて第１相および第２相コイルＬ1，Ｌ2が形
成され、これらコイルＬ1，Ｌ2は、図２に示すようにス
イッチング素子Ｑ3，Ｑ4を介して電源２に接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4は制御回路１の第１出力
端子Ｔ1および第２出力端子Ｔ2にそれぞれ接続され、制
御回路１からの出力に応じて、コイルＬ1，Ｌ2へ直流電
流を交互に供給するようになっている。なおコイル
Ｌ1，Ｌ2は、通電時のステータ励磁方向が互いに逆向き
になるように接続されている。
重に巻回されて第１相および第２相コイルＬ1，Ｌ2が形
成され、これらコイルＬ1，Ｌ2は、図２に示すようにス
イッチング素子Ｑ3，Ｑ4を介して電源２に接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4は制御回路１の第１出力
端子Ｔ1および第２出力端子Ｔ2にそれぞれ接続され、制
御回路１からの出力に応じて、コイルＬ1，Ｌ2へ直流電
流を交互に供給するようになっている。なおコイル
Ｌ1，Ｌ2は、通電時のステータ励磁方向が互いに逆向き
になるように接続されている。
【００２３】本発明では、制御回路１として非安定マル
チバイブレータ回路を使用することを特徴としている。
この非安定マルチバイブレータ回路は、直流電源に接続
されると相補関係にある方形波がそれぞれ現れる二つの
内部節点（第１および第２の内部節点）を有し、これら
内部節点に現れる方形波を出力する。図３はその一例の
回路図を示す。この回路では、２個のＰＮＰ型トランジ
スタＱ1，Ｑ2のエミッタがそれぞれダイオードＤ1，Ｄ2
を介して電源２の陽極に接続され、各コレクタは抵抗Ｒ
C1，ＲC2を介して電源２の陰極に接続されている。ダイ
オードＤ1、Ｄ2はトランジスタＱ1、Ｑ2を保護するため
のもので、コンデンサＣ1、Ｃ2の電位が、トランジスタ
Ｑ1、Ｑ2のＯＮ−ＯＦＦ時に正電位となりＱ1、Ｑ2のベ
ース・エミッタ間に加わった際に、トランジスタＱ1、
Ｑ2のベース・エミッタ間の劣化による破壊を防ぐ。
チバイブレータ回路を使用することを特徴としている。
この非安定マルチバイブレータ回路は、直流電源に接続
されると相補関係にある方形波がそれぞれ現れる二つの
内部節点（第１および第２の内部節点）を有し、これら
内部節点に現れる方形波を出力する。図３はその一例の
回路図を示す。この回路では、２個のＰＮＰ型トランジ
スタＱ1，Ｑ2のエミッタがそれぞれダイオードＤ1，Ｄ2
を介して電源２の陽極に接続され、各コレクタは抵抗Ｒ
C1，ＲC2を介して電源２の陰極に接続されている。ダイ
オードＤ1、Ｄ2はトランジスタＱ1、Ｑ2を保護するため
のもので、コンデンサＣ1、Ｃ2の電位が、トランジスタ
Ｑ1、Ｑ2のＯＮ−ＯＦＦ時に正電位となりＱ1、Ｑ2のベ
ース・エミッタ間に加わった際に、トランジスタＱ1、
Ｑ2のベース・エミッタ間の劣化による破壊を防ぐ。
【００２４】トランジスタＱ1，Ｑ2のベースはそれぞ
れ、コンデンサＣ1，Ｃ2を介して相手のコレクタに接続
されるとともに、抵抗ＲB1，ＲB2を介して電源陰極に接
続されている。コイルＬ1，Ｌ2への通電時間を等しくす
るためには、ＲB1＝ＲB2、Ｃ1＝Ｃ2にすることが必要
で、また、出力方形波の対称性を持たせるためには、ト
ランジスタＱ1とＱ2は同特性のものを、抵抗ＲC1とＲC2
は同じ抵抗値とすべきである。
れ、コンデンサＣ1，Ｃ2を介して相手のコレクタに接続
されるとともに、抵抗ＲB1，ＲB2を介して電源陰極に接
続されている。コイルＬ1，Ｌ2への通電時間を等しくす
るためには、ＲB1＝ＲB2、Ｃ1＝Ｃ2にすることが必要
で、また、出力方形波の対称性を持たせるためには、ト
ランジスタＱ1とＱ2は同特性のものを、抵抗ＲC1とＲC2
は同じ抵抗値とすべきである。
【００２５】トランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタが前記第
１出力端子Ｔ1および第２出力端子Ｔ2であり、これら端
子Ｔ1，Ｔ2は抵抗Ｒ3，Ｒ4を介してトランジスタ（スイ
ッチング素子）Ｑ3，Ｑ4のベースに接続されている。抵
抗Ｒ3，Ｒ4はトランジスタＱ3、Ｑ4のベース電流が過剰
に流れることを防ぐ保護抵抗である。スイッチング素子
Ｑ3，Ｑ4のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ3，
Ｄ4が並列に接続され、コイルＬ1，Ｌ2の逆起電圧がト
ランジスタＱ3、Ｑ4のコレクタに直接伝わることを防止
している。トランジスタＱ3とＱ4、抵抗Ｒ3とＲ4も同特
性であることが望ましい。なお、この例ではスイッチン
グ素子Ｑ3，Ｑ4としてトランジスタを使用しているが、
ＭＯＳ−ＦＥＴ等の他のスイッチング素子であってもよ
い。
１出力端子Ｔ1および第２出力端子Ｔ2であり、これら端
子Ｔ1，Ｔ2は抵抗Ｒ3，Ｒ4を介してトランジスタ（スイ
ッチング素子）Ｑ3，Ｑ4のベースに接続されている。抵
抗Ｒ3，Ｒ4はトランジスタＱ3、Ｑ4のベース電流が過剰
に流れることを防ぐ保護抵抗である。スイッチング素子
Ｑ3，Ｑ4のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ3，
Ｄ4が並列に接続され、コイルＬ1，Ｌ2の逆起電圧がト
ランジスタＱ3、Ｑ4のコレクタに直接伝わることを防止
している。トランジスタＱ3とＱ4、抵抗Ｒ3とＲ4も同特
性であることが望ましい。なお、この例ではスイッチン
グ素子Ｑ3，Ｑ4としてトランジスタを使用しているが、
ＭＯＳ−ＦＥＴ等の他のスイッチング素子であってもよ
い。
【００２６】次に、上記制御回路１の動作原理を説明す
る。まず、トランジスタＱ1がＯＦＦ、トランジスタＱ2
がＯＮの状態のとき、トランジスタＱ1のベース・エミ
ッタ間電圧ＶBE1はコンデンサＣ1の電荷により逆バイア
スされ、そのコレクタ・エミッタ間はＯＦＦの状態を保
つ一方、トランジスタＱ2は抵抗ＲB2を通じてベース電
流が流れるためＯＮの状態を保つ。しかし、その間にコ
ンデンサＣ1はＲB1を通して充電されるから、コンデン
サＣ1のベース側電位がトランジスタＱ1のベース飽和電
圧ＶBE(sat)になった瞬間に、トランジスタＱ1はＯＮに
切り替わり、それによりＣ1に保たれていた電荷が正電
位になってトランジスタＱ2がＯＦＦになる。以後、同
様にトランジスタＱ1，Ｑ2が交互にＯＮ−ＯＦＦを繰り
返す。
る。まず、トランジスタＱ1がＯＦＦ、トランジスタＱ2
がＯＮの状態のとき、トランジスタＱ1のベース・エミ
ッタ間電圧ＶBE1はコンデンサＣ1の電荷により逆バイア
スされ、そのコレクタ・エミッタ間はＯＦＦの状態を保
つ一方、トランジスタＱ2は抵抗ＲB2を通じてベース電
流が流れるためＯＮの状態を保つ。しかし、その間にコ
ンデンサＣ1はＲB1を通して充電されるから、コンデン
サＣ1のベース側電位がトランジスタＱ1のベース飽和電
圧ＶBE(sat)になった瞬間に、トランジスタＱ1はＯＮに
切り替わり、それによりＣ1に保たれていた電荷が正電
位になってトランジスタＱ2がＯＦＦになる。以後、同
様にトランジスタＱ1，Ｑ2が交互にＯＮ−ＯＦＦを繰り
返す。
【００２７】これらの発振周期Ｔは、周知のように次式
のように計算でき、電源電圧に依存しない。 Ｔ＝０．６９（Ｃ1・ＲB1＋Ｃ2・ＲB2） したがって、電源電圧がある程度変動しても、発振周期
に比べて電圧の変動する時間が非常に遅ければ、ロータ
の回転速度はほぼ一定である。ただし、電源電圧が変動
すると回転数は変化しないがトルクは変化する。
のように計算でき、電源電圧に依存しない。 Ｔ＝０．６９（Ｃ1・ＲB1＋Ｃ2・ＲB2） したがって、電源電圧がある程度変動しても、発振周期
に比べて電圧の変動する時間が非常に遅ければ、ロータ
の回転速度はほぼ一定である。ただし、電源電圧が変動
すると回転数は変化しないがトルクは変化する。
【００２８】図３の回路では、トランジスタＱ1，Ｑ2と
してＰＮＰ型、トランジスタＱ3，Ｑ4にＮＰＮ型を使用
したが、図５に示すように、回路を反転してトランジス
タＱ1，Ｑ2としてＮＰＮ型、トランジスタＱ3，Ｑ4とし
てＰＮＰ型を使用しても全く同様に動作するし、トラン
ジスタＱ1，Ｑ2をＭＯＳ−ＦＥＴ等の他のスイッチング
素子に置き替えることも可能である。
してＰＮＰ型、トランジスタＱ3，Ｑ4にＮＰＮ型を使用
したが、図５に示すように、回路を反転してトランジス
タＱ1，Ｑ2としてＮＰＮ型、トランジスタＱ3，Ｑ4とし
てＰＮＰ型を使用しても全く同様に動作するし、トラン
ジスタＱ1，Ｑ2をＭＯＳ−ＦＥＴ等の他のスイッチング
素子に置き替えることも可能である。
【００２９】図３または図５に示した回路は最も単純な
例であり、当然、最も製造コストが安く、単純である分
信頼性も高いが、これらの回路に例えば、ノイズ防止回
路や過熱防止保護回路等の電気回路を付加してもよい
し、電圧平滑用のコンデンサや、電源を逆に接続した場
合の回路保護用ダイオード、モータの過熱保護用の温度
ヒューズなど周知の要素が付加されていてもよい。
例であり、当然、最も製造コストが安く、単純である分
信頼性も高いが、これらの回路に例えば、ノイズ防止回
路や過熱防止保護回路等の電気回路を付加してもよい
し、電圧平滑用のコンデンサや、電源を逆に接続した場
合の回路保護用ダイオード、モータの過熱保護用の温度
ヒューズなど周知の要素が付加されていてもよい。
【００３０】さらに、上記トランジスタを２個用いた非
安定マルチバイブレータ回路の代わりに、ＩＣを使用し
た非安定マルチバイブレータ回路も使用できる。例え
ば、図６は２個のＮＡＮＤゲートＩ1，Ｉ2を用いた非安
定マルチバイブレータ回路の一例であり、Ｃ3，Ｃ4，Ｒ
5およびＲ6の値を調整することにより発振周期を調整す
ることができる。他にも、周知の２出力非安定マルチバ
イブレータ回路であればすべて使用可能であり、いずれ
の場合にも、４出力や８出力の制御回路に比すれば単純
で済む。ただし、この種のＩＣを使用した非安定マルチ
バイブレータ回路では、電源電圧の変動により発振周期
が変化するので、電源２と制御回路１の間に定電圧回路
３を設けることが望ましい。図６の例では、ツェナーダ
イオードＤ5および抵抗Ｒ7，Ｒ8から構成された定電圧
回路３を採用している。
安定マルチバイブレータ回路の代わりに、ＩＣを使用し
た非安定マルチバイブレータ回路も使用できる。例え
ば、図６は２個のＮＡＮＤゲートＩ1，Ｉ2を用いた非安
定マルチバイブレータ回路の一例であり、Ｃ3，Ｃ4，Ｒ
5およびＲ6の値を調整することにより発振周期を調整す
ることができる。他にも、周知の２出力非安定マルチバ
イブレータ回路であればすべて使用可能であり、いずれ
の場合にも、４出力や８出力の制御回路に比すれば単純
で済む。ただし、この種のＩＣを使用した非安定マルチ
バイブレータ回路では、電源電圧の変動により発振周期
が変化するので、電源２と制御回路１の間に定電圧回路
３を設けることが望ましい。図６の例では、ツェナーダ
イオードＤ5および抵抗Ｒ7，Ｒ8から構成された定電圧
回路３を採用している。
【００３１】次に、本発明に係る直流同期モータのさら
に具体的な実施例を図７〜図１１に示す。符号１０は有
底円筒状の金属製ケーシングであり、このケーシング１
０の内部中央にロータＲが配置され、その回転軸Ｓはケ
ーシング１０の底板部と、ケーシング１０の蓋２５で回
転自在に支持されている。ロータＲの周囲には、ロータ
Ｒと高さがほぼ等しいコイルボビン１２が同軸に配置さ
れ、このコイルボビン１２には第１相および第２相コイ
ルＬ1，Ｌ2が２重に巻回されている。
に具体的な実施例を図７〜図１１に示す。符号１０は有
底円筒状の金属製ケーシングであり、このケーシング１
０の内部中央にロータＲが配置され、その回転軸Ｓはケ
ーシング１０の底板部と、ケーシング１０の蓋２５で回
転自在に支持されている。ロータＲの周囲には、ロータ
Ｒと高さがほぼ等しいコイルボビン１２が同軸に配置さ
れ、このコイルボビン１２には第１相および第２相コイ
ルＬ1，Ｌ2が２重に巻回されている。
【００３２】ケーシング１０（ステータを兼ねる）の底
板部には、図９に示すように、コイルボビン１２とロー
タＲとの間に延びる４つの極歯１０Ａが９０゜ピッチで
一体に形成されている。コイルボビン１２の上面に沿っ
て仕切板１４（ステータを兼ねる）が固定され、この仕
切板１４にも極歯１４Ａ，１４Ｂが１対づつ形成され、
コイルボビン１２とロータＲとの間に挿入されて、極歯
１０Ａ同士の間に位置している。これらのうち極歯１４
Ｂは他の極歯１０Ａ，１４Ａよりも幅が小さく、しかも
ロータ回転方向のいずれか１方に片寄って形成されてい
る。これにより、ステータとロータ磁極との吸引力にア
ンバランスが生じ、ロータが回転停止した際に、その磁
極は極歯１０Ａ，１４Ａと対向する位置から若干ずれ、
このずれによりロータＲの始動が容易になる。
板部には、図９に示すように、コイルボビン１２とロー
タＲとの間に延びる４つの極歯１０Ａが９０゜ピッチで
一体に形成されている。コイルボビン１２の上面に沿っ
て仕切板１４（ステータを兼ねる）が固定され、この仕
切板１４にも極歯１４Ａ，１４Ｂが１対づつ形成され、
コイルボビン１２とロータＲとの間に挿入されて、極歯
１０Ａ同士の間に位置している。これらのうち極歯１４
Ｂは他の極歯１０Ａ，１４Ａよりも幅が小さく、しかも
ロータ回転方向のいずれか１方に片寄って形成されてい
る。これにより、ステータとロータ磁極との吸引力にア
ンバランスが生じ、ロータが回転停止した際に、その磁
極は極歯１０Ａ，１４Ａと対向する位置から若干ずれ、
このずれによりロータＲの始動が容易になる。
【００３３】仕切板１４と蓋２５との間の空間には、ロ
ータＲの回転軸Ｓからモータ出力軸１８に回転を順次伝
達する減速ギヤ群１６が収容されている。回転方向を一
定にするには、ロータＲまたはこれらギヤ群の一部に機
械的なストッパを取り付ければよい。前記空間にはま
た、制御回路１およびスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4を含む
回路基板２０が収容され、仕切板１４に固定されてい
る。ケーシング１０の周壁には切欠が形成され、この切
欠を通して端子カバー２２が固定され、端子カバー２２
には、一対の電源端子２４が固定されている。
ータＲの回転軸Ｓからモータ出力軸１８に回転を順次伝
達する減速ギヤ群１６が収容されている。回転方向を一
定にするには、ロータＲまたはこれらギヤ群の一部に機
械的なストッパを取り付ければよい。前記空間にはま
た、制御回路１およびスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4を含む
回路基板２０が収容され、仕切板１４に固定されてい
る。ケーシング１０の周壁には切欠が形成され、この切
欠を通して端子カバー２２が固定され、端子カバー２２
には、一対の電源端子２４が固定されている。
【００３４】なお、コイルボビン１２の上面には、図１
０に示すように、コイルＬ1，Ｌ2が接続された３つの端
子２６が垂直に埋め込まれており、これら端子２６は回
路基板２０を貫通して回路に接続されている。このよう
な接続方法を採ることにより、直流同期モータの組立が
容易化できる。
０に示すように、コイルＬ1，Ｌ2が接続された３つの端
子２６が垂直に埋め込まれており、これら端子２６は回
路基板２０を貫通して回路に接続されている。このよう
な接続方法を採ることにより、直流同期モータの組立が
容易化できる。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る直流
同期モータによれば、極歯を有するステータを１組のみ
有し、非安定マルチバイブレータ回路により制御される
計２相のコイルでこのステータを交互に逆方向に励磁し
てロータを回転させるものなので、モータの機械的構造
が単純で済むとともに、２出力の非安定マルチバイブレ
ータ回路の使用により、従来の直流同期モータでは必須
だった４出力あるいは８出力の同期発振回路に比して、
制御系の大幅な簡略化が可能である。したがって製造コ
ストが安くすみ、小型化が図れ、信頼性も向上できる。
同期モータによれば、極歯を有するステータを１組のみ
有し、非安定マルチバイブレータ回路により制御される
計２相のコイルでこのステータを交互に逆方向に励磁し
てロータを回転させるものなので、モータの機械的構造
が単純で済むとともに、２出力の非安定マルチバイブレ
ータ回路の使用により、従来の直流同期モータでは必須
だった４出力あるいは８出力の同期発振回路に比して、
制御系の大幅な簡略化が可能である。したがって製造コ
ストが安くすみ、小型化が図れ、信頼性も向上できる。
【００３６】また、２個のトランジスタによって主構成
された非安定マルチバイブレータ回路を使用した場合に
は、電源電圧の変動による発振周波数の変動が小さいた
め定電圧回路が不必要で、回路が最も簡単で済む。
された非安定マルチバイブレータ回路を使用した場合に
は、電源電圧の変動による発振周波数の変動が小さいた
め定電圧回路が不必要で、回路が最も簡単で済む。
【００３７】さらに、本発明では機械的構造および制御
系の簡略化が可能になったことから、非安定マルチバイ
ブレータ回路、第１スイッチング素子および第２スイッ
チング素子を同一の回路基板に組み込み、さらにロー
タ、前記第１相および第２相のコイル、前記回路基板を
同一のケーシング内に収容することも可能であり、その
場合には、制御系をモータ本体とは別に設けていた従来
品に比して一層の小型化が図れ、汎用性も向上できる。
系の簡略化が可能になったことから、非安定マルチバイ
ブレータ回路、第１スイッチング素子および第２スイッ
チング素子を同一の回路基板に組み込み、さらにロー
タ、前記第１相および第２相のコイル、前記回路基板を
同一のケーシング内に収容することも可能であり、その
場合には、制御系をモータ本体とは別に設けていた従来
品に比して一層の小型化が図れ、汎用性も向上できる。
【図１】本発明に係る直流同期モータ本体の基本構造を
示す概略図である。
示す概略図である。
【図２】本発明に係る直流同期モータの制御系の基本構
成を示す概略図である。
成を示す概略図である。
【図３】本発明の直流同期モータの制御系の一実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図４】同制御系によるコイルの励磁順序を示すタイム
チャートである。
チャートである。
【図５】本発明の直流同期モータの制御系の他の実施例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図６】本発明の直流同期モータの制御系のさらに他の
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
【図７】本発明の直流同期モータのより具体的な実施例
を示す平面図である。
を示す平面図である。
【図８】同実施例の縦断面図である。
【図９】図８中のＩＸ−ＩＸ線断面図である。
【図１０】同実施例のボビンを示す側面図である。
【図１１】同実施例のコイルと回路基板の接続方法を示
す断面図である。
す断面図である。
【図１２】従来の直流同期モータ本体の基本構造を示す
概略図である。
概略図である。
【図１３】同直流同期モータの制御系の基本構成を示す
概略図である。
概略図である。
【図１４】同制御系によるコイルの励磁順序を示すタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図１５】従来の直流同期モータ本体の基本構造を示す
概略図である。
概略図である。
【図１６】同直流同期モータの制御系の基本構成を示す
概略図である。
概略図である。
【図１７】同制御系によるコイルの励磁順序を示すタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図１８】従来の直流同期モータ本体の基本構造を示す
概略図である。
概略図である。
【図１９】同直流同期モータの制御系の基本構成を示す
概略図である。
概略図である。
【図２０】同制御系によるコイルの励磁順序を示すタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
１ 非安定マルチバイブレータ回路 ２ 直流電源 ３ 定電圧回路 Ｌ1，Ｌ2 第１相および第２相コイル Ｑ1，Ｑ2 非安定マルチバイブレータ回路のトランジス
タ Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子 Ｃ1，Ｃ2 第１および第２コンデンサ Ｔ1，Ｔ2 第１および第２出力端子 ＲC1，ＲC2，ＲB1，ＲB2 抵抗 １０ ケーシング １０Ａ，１４Ａ，１４Ｂ ステータの極歯 １４ 仕切板 １６ 減速ギヤ群 １８ 出力軸 ２０ 回路基板 ２２ 端子カバー ２４ 電源端子
タ Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子 Ｃ1，Ｃ2 第１および第２コンデンサ Ｔ1，Ｔ2 第１および第２出力端子 ＲC1，ＲC2，ＲB1，ＲB2 抵抗 １０ ケーシング １０Ａ，１４Ａ，１４Ｂ ステータの極歯 １４ 仕切板 １６ 減速ギヤ群 １８ 出力軸 ２０ 回路基板 ２２ 端子カバー ２４ 電源端子
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−220062（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−184291（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−168995（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 6/08 H02P 8/42
Claims (3)
- 【請求項１】複数の磁極が形成されたロータと、このロ
ータの前記磁極に対向する複数の極歯を有するステータ
と、このステータの前記極歯を励磁する第１相および第
２相コイルと、直流電源に接続されると相補関係にある
方形波がそれぞれ現れる第１および第２の内部節点を有
し、これら第１および第２の内部節点に現れる方形波を
その第１および第２出力端子にそれぞれ出力する非安定
マルチバイブレータ回路と、前記第１出力端子からの方
形波出力に応じて前記直流電源から前記第１相コイルへ
の通電を断接する第１スイッチング素子と、前記第２出
力端子からの方形波出力に応じて前記直流電源から前記
第２相コイルへの通電を断接する第２スイッチング素子
とを具備し、前記第１相および第２相コイルにより前記
ステータの極歯の磁極を交互に反転させて前記ロータを
回転させることを特徴とする２相直流同期モータ。 - 【請求項２】前記非安定マルチバイブレータ回路は、そ
れぞれのコレクタが前記第１および第２出力端子とされ
た第１および第２トランジスタと、一端が前記第１トラ
ンジスタのコレクタに接続され他端が前記第２トランジ
スタのベースに接続された第１コンデンサと、一端が第
２トランジスタのコレクタに接続され他端が第１トラン
ジスタのベースに接続された第２コンデンサと、前記第
１および第２コンデンサの充電または放電速度を規定す
る第１および第２抵抗とを具備し、前記第１および第２
トランジスタを自励的かつ交互にＯＮ−ＯＦＦさせるこ
とにより前記第１および第２出力端子から位相の反転し
た方形波を出力することを特徴とする請求項１記載の２
相直流同期モータ。 - 【請求項３】前記非安定マルチバイブレータ回路、第１
スイッチング素子および第２スイッチング素子は同一の
回路基板に組み込まれるとともに、この回路基板、前記
ロータ、前記第１相および第２相のコイルが共に同一の
ケーシング内に収容されていることを特徴とする請求項
１または２記載の２相直流同期モータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12761493A JP3246080B2 (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | ２相直流同期モータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12761493A JP3246080B2 (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | ２相直流同期モータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06343286A JPH06343286A (ja) | 1994-12-13 |
| JP3246080B2 true JP3246080B2 (ja) | 2002-01-15 |
Family
ID=14964452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12761493A Expired - Lifetime JP3246080B2 (ja) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | ２相直流同期モータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3246080B2 (ja) |
-
1993
- 1993-05-28 JP JP12761493A patent/JP3246080B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06343286A (ja) | 1994-12-13 |
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