JPH06310945A

JPH06310945A - 多チャネルｆｍ受信方法および装置

Info

Publication number: JPH06310945A
Application number: JP5100905A
Authority: JP
Inventors: Hideji Aoyama; 秀次青山; Takao Funahashi; 隆夫鮒橋; Kiyoshi Kubo; 潔久保; Yasuhito Okawa; 康仁大川; Takeshi Sato; 毅佐藤; Hiroshi Takahashi; 広志高橋
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-04-27
Filing date: 1993-04-27
Publication date: 1994-11-04
Anticipated expiration: 2013-05-28
Also published as: JP2760254B2

Abstract

(57)【要約】【目的】二重ループ構造あるいは三重ループ構造ＰＬ
Ｌ回路を有する第１局発信号生成手段により、簡単な回
路構成で入力信号間のリークの影響を低減し、イメージ
妨害を抑圧できる優れた多チャネルＦＭ受信方法および
装置を提供する。【構成】中心周波数が所定周波数間隔で構成される多
チャネルＦＭ入力信号に対し前記所定周波数の整数倍で
かつ周波数が可変の第１局発信号を生成するＰＬＬ回路
４０と、前記第１局発信号を受け前記入力信号をアップ
コンバートし、前記ＦＭ入力信号スペクトルの隙間の任
意の周波数の２倍の周波数である第１中間周波数信号を
生成する第１ミクサ２５と、一定周波数の第２局発信号
を生成する信号発生器３１と、前記第２局発信号を受け
前記第１中間周波数信号をダウンコンバートし、第２中
間周波数信号を生成する第２ミクサ２９とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、将来広帯域化が予想さ
れるＢＳ，ＣＳチューナーのフロントエンドとして、あ
るいはローカルエリアに於けるＣＡＴＶサービス等に使
用される受信側フロントエンドとして利用される多チャ
ネルＦＭ受信方法および装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のＦＭ受信方法および装置
は、ダウンコンバート方式を用いたものであった。図９
は従来の多チャネルＦＭ受信装置の構成ブロック図を示
す。図９において、１は受信信号から多チャネルＦＭ信
号を選別するハイパスフィルタ、２はハイパスフィルタ
１から得られるＦＭ信号を所定のレベルに調整する利得
可変制御部である。３は所望のチャネルのＦＭ信号をコ
ントローラ（図示せず）のチャネル選択指令に応じて選
択する可変バンドパスフィルタである。４は選択された
ＦＭ信号を増幅する広帯域増幅器である。５は局発信号
を受けて増幅器４から得られるＦＭ信号をダウンコンバ
ートし、中間周波数信号を生成するダウンコンバートミ
クサである。６はダウンコンバートミクサ５から得られ
る中間周波数信号の不要成分を除去するＳＡＷ（Ｓｕｒ
ｆａｃｅＡｃｏｕｓｔｉｃＷａｖｅ）フィルタであ
る。

【０００３】７は直流制御信号に応じて出力信号の発振
周波数が変化するＶＣＯである。８はＶＣＯ７からの出
力信号を入力して、ミクサ５に供給する局発信号と直流
制御信号を生成するための帰還信号とに分配する分配器
である。９は帰還信号を１２８分の１に分周するプリス
ケーラである。１０はプリスケーラ９で分周された帰還
信号をコントローラ（特に、図示せず）のチャネル選択
指令により、さらにＮ分の１（Ｎは正の整数で、チャネ
ル選択信号に応じて変化する）に分周するプログラマブ
ル・プリスケーラである。

【０００４】１１は基準信号を生成する基準信号発生器
である。１２は、プログラマブル・プリスケーラ１０か
ら得られる帰還信号と前記基準信号との位相誤差を検出
して、位相誤差信号を生成する位相誤差検出回路であ
る。１３は位相誤差信号を増幅する増幅器、１４は位相
誤差信号の直流成分を抽出してＶＣＯ７への直流制御信
号とするローパスフィルタである。図９の構成により、
シングルスーパー受信方法による受信が行われる。

【０００５】次に、図９の従来の多チャネルＦＭ受信装
置の動作について説明する。いま、入力信号として約９
５０ＭHzから２０００ＭHzに配置されるＢＳ（Ｂｒｏａ
ｄｃａｓｔｉｎｇＳａｔｅｌｌｉｔｅ：放送衛星）フ
ォーマットに準じた多チャネルＦＭ信号を受信したとす
る。入力された多チャネルＦＭ信号は、ハイパスフィル
タ１で不要な低域成分が除去され利得可変制御部２で所
定のレベルに調整されて、可変周波数バンドパスフィル
タ３で所望のチャネルのみを選択して、イメージ妨害を
抑えている。その後、選択されたチャネルのＦＭ信号を
増幅器４で増幅して、ダウンコンバートミクサ５で４０
２．７８ＭHzの中間周波数信号に変換して、ＳＡＷフィ
ルタ６を通過させた後、検波器（特に、図示せず）で検
波する。

【０００６】また、ダウンコンバートするための局発信
号は、約１３５０ＭHzから２４００ＭHzの周波数で発振
させ、これを１０ｋHz程度の比較周波数でＰＬＬシンセ
サイザー制御している。すなわち、ＶＣＯ７からローパ
スフィルタ１４に至るループ回路は、コントローラ（特
に、図示せず）により制御されるＰＬＬ回路１５を構成
する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来のシングルスーパー受信方法では、チャネル数が増大
した場合、可変周波数バンドパスフィルタ３の可変周波
数範囲が広くなり、実現困難となる上、ＶＣＯ８の発振
帯域も１オクターブを超えるレンジが必要となり、これ
も回路の複雑さをまぬがれ得ないという問題がある。更
に、局発信号が入力信号の帯域内に存在するため、複数
のチューナを並列駆動した場合、局発信号のリークが、
隣接するチューナに妨害を与えるという問題もあった。

【０００８】本発明は前記従来の問題を解決するもので
あり、ダブルスーパー方式でチューニングすることによ
り、簡単な回路構成で、しかも、複数のチューナ間での
リークの影響を低減できるとともに、イメージ妨害を抑
圧できる優れた多チャネルＦＭ受信方法および装置を提
供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明の多チャネルＦＭ受信方法は、中心周波数が所
定周波数間隔で構成される多チャネルのＦＭ入力信号を
受信して、前記所定周波数の整数倍でかつ周波数が可変
の第１局発信号を生成し、前記第１局発信号を受けて前
記入力信号をアップコンバートして前記ＦＭ入力信号の
スペクトルの任意の周波数の２倍の周波数の隙間とな
り、かつ、前記ＦＭ入力信号の周波数帯域、および前記
第１局発信号周波数帯域いずれとも重ならない第１中間
周波数信号を生成し、前記ＦＭ信号周波数帯域、第１局
発信号帯域、および第１中間周波数帯域のいずれとも重
ならない一定周波数の第２局発信号を受けて前記第１中
間周波数信号をダウンコンバートして第２中間周波数信
号を生成する。

【００１０】また、上記目的を達成するための本発明の
多チャネルＦＭ受信装置は、基準周波数を高くしてＰＬ
ＬによるＣ／Ｎ抑圧性能を可能な限り良好にしたＰＬＬ
制御部と、それにより制御される第１局発信号生成手段
と、前記中心周波数が所定周波数間隔で構成される多チ
ャネルのＦＭ入力信号をそのチャネル間相互干渉により
発生する歪み周波数スペクトル群を避けてコンバートで
きる第１中間周波数生成手段と、一定周波数の第２局発
信号を生成する第２局発信号生成手段と、前記第２局発
信号を受けて前記第１中間周波数信号をダウンコンバー
トし、第２中間周波数信号を生成する第２中間周波数生
成手段とを有する。

【００１１】

【作用】前記構成による本発明の多チャネルＦＭ受信方
法および装置は中心周波数が所定周波数間隔で構成され
る多チャネルのＦＭ入力信号の周波数帯域と第１局発信
号周波数帯域と第１中間周波数帯域と第２局発信号帯域
とがすべて互いに重ならないような周波数設定になって
おり、かつ、第１局発信号生成手段のＰＬＬの基準周波
数が理論限界まで高められるので困難な広帯域マイクロ
波帯発振器のＣ／Ｎ抑圧性能を可能な限り良好にするこ
とができ、結果として検波後の映像ベースバンド信号の
評価雑音を下げることができる。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の第１の実施例について図を参
照して説明する。

【００１３】図１は本発明の第１の実施例における多チ
ャネルＦＭ受信装置の構成ブロック図である。図１にお
いて、２１は、受信信号から低周波数帯域の不要成分を
除去して、多チャネルＦＭ信号を選別するハイパスフィ
ルタである。２２はハイパスフィルタ２１から得られる
ＦＭ信号を所定のレベルに調整する利得可変制御部であ
る。２３は利得可変制御部２２から得られるＦＭ信号を
増幅する広帯域増幅器である。２４は増幅されたＦＭ信
号の不要な高域成分を除去するローパスフィルタであ
る。２５は第１局発信号を受けて、ローパスフィルタ２
４から得られるＦＭ信号をアップコンバートし、第１中
間周波数信号を生成する第１中間周波数生成手段として
のアップコンバートミクサ（以下、「第１ミクサ」と記
す）である。

【００１４】２６は第１ミクサ２５から得られる中間周
波数信号の不要成分を除去するバンドパスフィルタであ
り半波長タイプフィルタ、誘電体フィルタ等で構成され
る。２７はバンドパスフィルタ２６から得られる第１中
間周波数信号を増幅する狭帯域増幅器である。２８は増
幅器２７で増幅された第１中間周波数信号の不要成分を
除去するバンドパスフィルタであり半波長タイプフィル
タ、誘電体フィルタ等で構成される。２９は第２局発信
号を受けて、バンドパスフィルタ２８から得られる第１
中間周波数信号をダウンコンバートして、第２中間周波
数信号を生成する第２中間周波数生成手段としてのダウ
ンコンバートミクサ（以下、「第２ミクサ」という）で
ある。３０はこの第２中間周波数信号の不要成分を除去
するバンドパスフィルタである。３１は第２局発信号を
生成して、第２ミクサ２９に供給する信号発生器であ
る。

【００１５】３２は供給される直流制御信号に応じて、
出力信号の発振周波数が変化するＶＣＯである。３３は
ＶＣＯ３２からの出力信号を、第１ミクサ２５に供給す
る第１局発信号と、直流制御信号を生成するための帰還
信号とに分配する分配器である。３４は分配器３３から
得られる帰還信号を８分の１に分周するプリスケーラで
ある。３５はプリスケーラ３４で分周された帰還信号を
コントローラ（特に、図示せず）からのチャネル選択指
令により、さらにＮ分の１（Ｎは１０７から１９２まで
の整数で、チャネル選択信号に応じて変化する）に分周
するプログラマブル・プリスケーラ（以下、第２分周器
と記す）である。

【００１６】３６は基準信号を生成する基準信号発生器
である。３７はプログラマブル・プリスケーラ３５から
得られる帰還信号と、基準信号発生器３６から得られる
基準信号との位相誤差を検出して、位相誤差信号を生成
する位相誤差検出回路（以下、位相比較器と記す）であ
る。３８は位相誤差信号を増幅する増幅器、３９は位相
誤差信号の直流成分を抽出してＶＣＯ３２への直流制御
信号とするローパスフィルタである。すなわち、ＶＣＯ
３２からローパスフィルタ３９に至るループ回路は、Ｐ
ＬＬ回路４０を構成する。

【００１７】このＰＬＬ回路４０は本システムの特徴と
なる良好な位相雑音を有する第１局発信号を得るために
後述の２重ループ構造のＰＬＬ回路、あるいは３重ルー
プ構造のＰＬＬ回路によって実現される。

【００１８】次に、図１の構成の動作について説明す
る。図２は本発明の一実施例における多チャネルＦＭ信
号の周波数スペクトル図を示す。図２において、（ａ）
および（ｂ）は、入力信号である多チャネルＦＭ信号を
示す図である。この入力信号は、図２（ａ）に示すよう
に、各チャネルの中心周波数が、３８．３６ＭＨｚの所
定周波数間隔となっている。また、図２（ｂ）に示すよ
うに、入力信号の全チャネル数は８６チャネルであり、
その中心周波数はｆ₁＝１２８．８４ＭＨｚからｆ₈₆＝
３３８９．４４ＭＨｚまで、３８．３６ＭＨｚの周波数
間隔で構成されている（この周波数構成をチャネルプラ
ンと呼ぶ）。

【００１９】前記多チャネルＦＭ信号はハイパスフィル
タ２１で１００ＭHz以下の不要信号が除去され、利得可
変制御部２２で振幅差が吸収された後、広帯域増幅器２
３で増幅される。さらに、ローパスフィルタ２４で高帯
域のノイズ等の不要成分が除去されて、第１ミクサ２５
のＲＦポートに供給される。第１ミクサ２５のＬＯポー
トには、ＶＣＯ３２から分配器３３を経て、３８．３６
ＭＨｚの間隔で、ｆ_L0 ₁₍₁₎＝４１０４．５２ＭＨｚから
ｆ_L01(86)＝７３６５．１２ＭＨｚまでの８６チャネル
に応じた第１局発信号が供給される。

【００２０】第１ミクサ２５では、ＲＦポートからの入
力信号が、ＬＯポートの第１局発信号によりアップコン
バートされ、中心周波数ｆ_IF(1)＝３９７５．６８ＭHz
の第１中間周波信号が生成される。これらの周波数スペ
クトル分布を図２（ｃ）に示す。この３９７５．６８Ｍ
Hzの中間周波数の持つ意味として、以下の２点の特徴が
ある。

【００２１】その一つの利点としては、第１ミクサ２５
で発生するＲＦポートからの入力信号の２次高調波成分
が、第１中間周波数の帯域内に発生する事を避けるため
である。すなわち、３９７５．６８ＭHzの中心周波数を
有するキャリアに最大の影響を与える１／２の周波数１
９８７．８４ＭHzは、１９８７．８４ＭHz＝１２８．８４ＭＨｚ＋３８．３６ＭＨｚ×４８．４６であり、この周波数成分のエネルギーは、図２（ｂ）に
示すチャネルプランの、ｆ₄₉とｆ₅₀のほぼ中間の周波数
となるので、干渉が最小になるように設定されている。

【００２２】もう一つの利点としては、この中間周波数
の信号を生成するための第１局発信号の周波数ｆ_LOが、
３８．３６ＭＨｚの整数倍となることである。以下にそ
の利点の理由を述べる。

【００２３】第１ミクサ２５に与える第１局発信号の周
波数は、ＶＣＯ３２から供給されるが、ＶＣＯ３２の発
振周波数レンジは、４．１ＧHzから７．４ＧHzとなり、
オクターブを超えてはいないが、その発振スペクトルの
位相雑音という観点からは、ＶＣＯ３２のフリーラン時
の位相雑音の影響を無視することはできない。

【００２４】従って、ＰＬＬ回路４０によるＣ／Ｎ抑圧
効果を最大限に活かす必要が生ずる為、ＰＬＬ回路４０
における比較周波数を極力上げる事が好ましい。一方、
チャネルスペースは３８．３６ＭHzであり、ＶＣＯ３２
の出力を分周する初段のプリスケーラ３４は、分周する
帰還信号が超高周波数のために、固定式のプリスケーラ
とならざるを得ない。したがって、現段階で可能な最高
比較周波数は、３８．３６ＭHzの１／８である４．７９
５ＭHzが限度である。その結果、この周波数でロック可
能な第１局発信号の周波数ｆ_LOは、３８．３６ＭHzの整
数倍となり、第１中間周波数ｆ_IFを３９７５．６８ＭHz
に限定すると都合が良い。

【００２５】例えば、入力信号が、周波数ｆ₁₁＝５１
２．４４ＭHzの第１１チャネルの信号とすると、第１局
発周波数は下式となり、これは３８．３６ＭHzの倍数と
なっている。

【００２６】５１２．４４ＭＨｚ＋３９７５．６８ＭＨｚ＝４４８８．１２ＭＨｚ＝１１７×３８．３６ＭＨｚ第１ミクサ２５から出力される第１中間周波数信号は、
バンドパスフィルタ２６、狭帯域増幅器２７およびバン
ドパスフィルタ２８を経た後、第２ミクサ２９で第２中
間周波数である４０２．７８ＭHzにダウンコンバートさ
れ、バンドパスフィルタ３０で隣接チャネルの干渉が阻
止され、検波回路(特に、図示せず）で検波される。な
お、信号発生器３１は、発振信号が固定周波数であるの
で比較的位相雑音性能の良好なＤＲＯ発振器で構成する
ことができる。

【００２７】図３は本発明の第２の実施例における多チ
ャネルＦＭ受信装置に適用されるＰＬＬ回路の構成ブロ
ック図である。図３において、４１は、基準信号を発生
する基準信号発生器であり、４２はこの基準信号を分配
する分配器である。この分配器４２は、出力Ｄからはデ
ィジタル基準信号（方形波）を、出力Ａからはアナログ
基準信号（正弦波）を出力する機能を持つ。４３は供給
される直流電圧であるチューニング電圧に応じて発振周
波数が変化するＶＣＯであり、４４はＶＣＯ４３からの
出力発振信号を帰還信号として分周するプリスケーラで
ある。４５はプリスケーラ４４で分周された帰還信号を
分配して、出力Ｄ１からは第１のディジタル帰還信号
を、出力Ｄ２からは第２のディジタル帰還信号を送出す
る分配器である。

【００２８】４６は分配器４２からのディジタル基準信
号と、分配器４５からの第１のディジタル帰還信号との
位相差を検出してディジタル位相誤差信号を出力するデ
ィジタル位相比較器である。４７はこの位相誤差信号の
キャリア成分を除去して直流電圧を出力するチャージポ
ンプである。ディジタル位相比較器４６およびチャージ
ポンプ４７によりディジタル位相誤差検出手段を構成す
る。４８は直流的にアイソレートされたミクサであり、
そのＲＦポートには分配器４２からのアナログ基準信号
が供給され、ＬＯポートには分配器４５からの第２のデ
ィジタル帰還信号が供給される。また、通常ＧＮＤとす
る端子４８ａにはチャージポンプ４７からの直流信号と
してディジタル位相誤差信号が供給される。４９はミク
サ４８からの出力信号の高域成分およびノイズ成分を除
去するローパスフィルタであり、その出力信号はＶＣＯ
４３に供給されて、チューニング電圧として使用され
る。

【００２９】次に、図３のＰＬＬ回路の動作について説
明する。ミクサ４８のＲＦポートに供給されるアナログ
基準信号Ｖ_sと、ＬＯポートに供給される第２のディジ
タル帰還信号Ｖ_fの位相が一致している場合には、アナ
ログ基準信号Ｖ_sの正の最大値のタイミングは、第２の
ディジタル帰還信号Ｖ_fの立ち上がりのタイミングと一
致しており、アナログ基準信号Ｖ_sの負の最大値のタイ
ミングは、第２のディジタル帰還信号Ｖ_fの立ち下がり
のタイミングと一致している。したがって、第２のディ
ジタル帰還信号Ｖ_fのパルスがハイレベルの期間のアナ
ログ基準信号Ｖ_sは、正の部分と負の部分とが等しくな
り、この期間の積分値がゼロとなる。

【００３０】一方、位相がずれている場合には、第２の
ディジタル帰還信号Ｖ_fのパルスがハイレベルの期間の
アナログ基準信号Ｖ_sは、正の部分と負の部分とが異な
る大きさになるので、この期間の積分値はゼロとなら
ず、この積分値（符号も含めた値）は、位相ずれの量に
応じて変化することになる。したがって、ミクサ４８の
ＩＦポートからの出力信号をローパスフィルタ４９で積
分することにより、位相誤差に応じたアナログ位相誤差
信号であるチューニング電圧がＶＣＯ４３に供給される
ことになる。

【００３１】図３に示すように、ミクサ４８の端子４８
ａにはチャージポンプ４７から出力される直流の位相誤
差信号Ｖc が供給される。したがって、アナログ位相誤
差信号にデジタル位相誤差信号が重畳された合成位相誤
差信号がＶＣＯ４３に供給されることになる。

【００３２】一般に、位相比較器がデジタル的に位相検
波をする場合は、その検波感度が高ければそれだけ、電
源電圧のリップル等の外乱ノイズの影響を受けやすく、
本来の位相情報のＣ／Ｎが悪くなる。この点アナログ位
相検波のほうが良好なＣ／Ｎを得ることができる。一
方、アナログ位相検波の場合は受動部品のみで構成でき
るのでＣ／Ｎは向上するが、位相情報の出力レベルが小
さくなるという欠点をもっている。

【００３３】したがって、本実施例のように、ＰＬＬ回
路にアナログ系とデジタル系の二重のフィードバックル
ープを形成することにより、アナログ位相誤差信号とデ
ジタル位相誤差信号とを合成して、これをＶＣＯへのチ
ューニング電圧として利用することによって、アナログ
位相誤差信号により良好なＣ／Ｎ比を得ることができる
とともに、ディジタル位相誤差信号により広帯域なロッ
ク動作が可能となる。

【００３４】図４は、本発明の第３の実施例における多
チャネルＦＭ受信装置に適用されるＰＬＬ回路の構成ブ
ロック図である。図４において、５１は基準信号を発生
する基準信号発生器であり、５２はこの基準信号を分配
する分配器である。この分配器５２は、出力Ｄからはデ
ィジタル基準信号（方形波）を、出力Ａからはアナログ
基準信号（正弦波）を出力する機能を持つ。５３は供給
される直流制御電圧であるチューニング電圧に応じて発
振周波数が変化するＶＣＯであり、５４はＶＣＯ５３か
らの出力発振信号を帰還信号として分周して、基準信号
の周波数よりは高い周波数の、第１のディジタル帰還信
号を生成する上位プログラマブル・カウンタである。５
５はプログラマブル・カウンタ５４で分周された第１の
ディジタル帰還信号をさらに分周して、第１のディジタ
ル帰還信号より低い周波数の第２のディジタル帰還信号
を生成する下位プログラマブル・カウンタである。５６
は下位のプログラマブル・カウンタ５５で分周された第
２のディジタル帰還信号を分配して出力する分配器であ
る。

【００３５】５７は分配器５２からのディジタル基準信
号と、分配器５５からの第２のディジタル帰還信号との
位相差を検出してディジタル位相誤差信号を出力するデ
ィジタル位相比較器である。５８はこの位相誤差信号を
増幅および平滑し、そのキャリア成分を除去して直流電
圧を出力するチャージポンプである。ディジタル位相比
較器５７およびチャージポンプ５８により第１の位相誤
差検出手段を構成する。

【００３６】５９は直流的にはアイソレートされた下位
ミクサであり、そのＲＦポートには分配器５２からアナ
ログ基準信号が供給され、ＬＯポートには分配器５５か
らの第２のディジタル帰還信号が供給される。また、通
常ＧＮＤとする端子５９ａにはチャージポンプ５８から
の直流信号すなわちディジタル位相誤差信号が供給され
る。したがって、下位ミクサ５９の出力ポートであるＩ
Ｆポートからは、アナログ基準信号と第２のディジタル
帰還信号との位相誤差信号に、ディジタル位相誤差信号
が重畳されて、第１の合成位相誤差信号として出力され
る。６０は下位ミクサ５９からの第１の位相誤差信号の
高域成分およびノイズ成分を除去するローパスフィルタ
である。下位ミクサ５９およびローパスフィルタ６０に
より第２の位相誤差検出手段を構成する。

【００３７】６１は分配器５２から得られるアナログ基
準信号を上位のプログラマブル・カウンタ５４の出力周
波数と同じ周波数成分を含む高調波アナログ基準信号に
変換する逓倍回路である。６２は上位のプログラマブル
・カウンタ５４の出力周波数と同じ周波数成分を通過さ
せるバンドパスフィルタである。このバンドパスフィル
タ６２により、所望ロック周波数に相当する連続スペク
トルに制限される。６３はバンドパスフィルタ６２から
の高調波アナログ基準信号を増幅する増幅器である。

【００３８】６４は、下位ミクサ５９と同様に、直流的
にはアイソレートされた上位ミクサであり、そのＲＦポ
ートには増幅器６３で所定レベルに増幅された高調波ア
ナログ基準信号が供給され、ＬＯポートにはプログラマ
ブル・カウンタ５４からの第１のディジタル帰還信号す
なわち高調波ディジタル帰還信号が供給される。また、
通常ＧＮＤとする端子６４ａには、ローパスフィルタ６
０からの第１の合成位相誤差信号が供給される。

【００３９】したがって、ミクサ６４の出力ポートであ
るＩＦポートからは、高調波アナログ基準信号と第２の
デジタル帰還信号との位相誤差信号に、第１の合成位相
誤差信号が重畳されて、第２の合成位相誤差信号として
出力される。６５はこの第２の合成位相誤差信号の高域
成分およびノイズ成分を除去するローパスフィルタであ
る。このローパスフィルタ６５から出力される第２の合
成位相誤差信号が、チューニング電圧としてＶＣＯ５３
にフィードバックされる。上位ミクサ６４およびローパ
スフィルタ６５により第３の位相誤差検出手段を構成す
る。

【００４０】このように、本実施例によれば、第１の位
相誤差検出手段による第１のループであるデジタル位相
比較制御ループと、第２の位相誤差検出手段による第２
のループである下位位相比較ミクサ制御ループと、第３
の位相誤差検出手段による第３のループである上位位相
比較ミクサ制御ループの、三重のループを構成する。

【００４１】次に、この第３の実施例の三重のループを
構成する理由について説明する。図５は、一般的な単ル
ープのＰＬＬ回路の構成ブロック図であり、ＶＣＯ７１
からの位相雑音信号は、１／Ｎの分周器７２で分周され
て位相比較器７３に入力される。一方、基準信号発生器
７４からの基準信号も位相比較器７３に入力されて位相
誤差信号が出力され、増幅器７５で増幅された後、ロー
パスフィルタ７６により比較周波数が除去されて直流成
分である制御信号がＶＣＯ７１にフィードバックされ
る。したがって、理想的にはこの図５に示す単ループの
構成で問題はない。

【００４２】しかし、実際は様々な問題を含んでいる。
例えば、ＶＣＯ７１の出力に存在するフリーラン時の位
相雑音信号のみが、そのまま周波数軸上で１／Ｎに分周
されて、その分周位相雑音信号が位相比較器７３に入力
されるだけでなく、Ｎの値が大きい場合には、分周器７
２のカウンタのジッタが加算されることになる。そのた
め真の位相雑音の情報が失われる結果となる。したがっ
て、Ｎの値は小さいほうが良いことになる。

【００４３】図６（ａ）及び図６（ｂ）は、それぞれ比
較周波数が高い場合と低い場合の様子を示す波形図であ
る。この図において、８１は比較周波数の波形、８２は
ＶＣＯ７１にフィードバックされる制御電圧信号の波形
である。この図で、ｔ_c は制御タイミングを示し、ｔ_d
は検知タイミングを示している。この図で明らかなよう
に、位相比較器７３において、比較周波数を高くする
と、時間的にきめの細かい制御が可能となる。Ｎの値を
大きくとると比較周波数は低下するので、この点でもＮ
の値は小さいほうが良いことになる。

【００４４】しかしながら、一方では、多チャネルＦＭ
受信の場合には、図２に示すように、チャネルスペース
（この場合、３８．３６ＭＨｚ）の点から、比較周波数
の上限が必ず存在することになり、単にＮの値を小さく
して比較周波数を高くすることは新たな問題を生じさせ
ることになる。

【００４５】さらに、ローパスフィルタ７６のカットオ
フ周波数は、比較周波数を十分に落とす必要から、通常
は比較周波数の１／１０〜１／１００程度となり、その
結果ＶＣＯ７１にフィードバックする制御電圧信号の応
答が悪くなる。例えば、ＶＣＯ７１のフリーラン時の位
相雑音信号の帯域特性が、図７（ａ）に示すように１Ｍ
Ｈｚである場合には、ローパスフィルタ７６の特性で位
相雑音の改善状態が変化する。図７（ｂ）はローパスフ
ィルタ７６のカットオフ周波数が２００ｋＨｚの場合の
位相雑音信号であり、図７（ｃ）はローパスフィルタ７
６のカットオフ周波数が８００ｋＨｚの場合の位相雑音
信号である。

【００４６】したがって、ＶＣＯ７１のフリーラン時の
位相雑音信号が広帯域で、その周波数スペクトル分布が
広い場合には、単ループの構成だけでは十分な制御を行
うことができないという問題がある。

【００４７】したがって、前記第３の実施例のように、
ディジタル位相検出ループの他に、周波数スペクトルの
異なる２つの位相検出ループを設けた三重ループ構造と
することにより、上記一連の問題の解決を図ることが可
能となる。

【００４８】すなわち、ＰＬＬ制御の最初の段階におい
ては、下位ミクサ５９および上位ミクサ６４から得られ
る位相誤差信号の出力レベルは極めて小さいので、チャ
ージポンプ５８から得られる位相誤差信号によりＶＣＯ
引込動作にかかる。この引込動作によりロック電圧が決
定されると、ＶＣＯ５３の出力周波数は、まずその希望
周波数に近い帯域に誘導される。その後は、きめ細かな
制御を行うために、第１の合成位相誤差信号によりＰＬ
Ｌ制御を行う。また同時に、周波数スペクトルの異なる
第２の位相誤差信号によりＰＬＬ制御を行う。

【００４９】この場合において、逓倍器６１は４．７９
５ＭＨｚの整数倍の高調波信号を発生させる。図８はバ
ンドパスフィルタにより抽出される高調波信号ｆ_S1〜ｆ
_S86の周波数配置図である。さらに、バンドパスフィル
タ６２で、図８に示す高調波信号ｆ_S1（周波数５１３．
０６５ＭＨｚ）から、高調波信号ｆ_S86（周波数９２
０．６４ＭＨｚ）までの周波数成分を抽出して、増幅器
６３で増幅した後上位ミクサ６４に供給する。その結
果、上位ミクサ６４においては、チャネル１は高調波信
号ｆ_S1にロックさせ、チャネル８６は高調波信号ｆ_S86に
ロックさせるようにする。したがって、時間的にきめ細
かな制御が可能となり、ローパスフィルタ６５のカット
オフ周波数を高くすることができる。ただし、ロック後
は、制御電圧信号であるチューニング電圧に４．７９５
ＭＨｚの高調波が存在するので、ローパスフィルタ６５
には４．７９５ＭＨｚの整数倍のサイドバンドを除去す
るカットオフ特性をもたせる必要がある。

【００５０】本多チャネルＦＭ受信方法は前記実施例
（２）および（３）においても，これらのＣ／Ｎ抑圧特
性を良好にするための周波数関係に設定してあり、多チ
ャネルＦＭ受信方法として極めて有効な方法となる。

【００５１】

【発明の効果】本発明は上記作用説明より明らかな様
に、現状のＢＳフォーマットに準じたチャネルプラン
で、多チャネルＦＭ入力信号が１２８．８４ＭHzから３
３８９．４４ＭHZまでの８６チャネルのもので、かつ、
隣接する各チャネル間が３８．３６ＭHz間隔で存在する
ＦＭの連続波を、イメージ妨害、ローカルリークの問題
なく選択受信できる方法および装置であり、第２中間周
波数と入力信号の一波（３９７．３６ＭHZ）の間で発生
する干渉を除いて、扱う全ての基本波の周波数が、１２
８．８４ＭHzから７３６５．１２ＭHzに亘って独立して
存在し得る広帯域システムを構成できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における多チャネルＦＭ
受信装置の構成ブロック図

【図２】本発明の一実施例における多チャネルＦＭ信号
の周波数スペクトル図

【図３】本発明の第２の実施例における多チャネルＦＭ
受信装置に適用するＰＬＬ回路の構成ブロック図

【図４】本発明の第３の実施例における多チャネルＦＭ
受信装置に適用するＰＬＬ回路の構成ブロック図

【図５】一般的な単ループのＰＬＬ回路の構成ブロック
図

【図６】（ａ）比較周波数が高い場合の比較周波信号お
よび制御電圧信号の波形図（ｂ）比較周波数が低い場合の比較周波信号および制御
電圧信号の波形図

【図７】（ａ）ＶＣＯのフリーラン時の位相雑音信号の
帯域特性図（ｂ）ローパスフィルタのカットオフ周波数２００ｋＨ
ｚの場合の位相雑音信号特性図（ｃ）ローパスフィルタのカットオフ周波数８００ｋＨ
ｚの場合の位相雑音信号特性図

【図８】バンドパスフィルタにより抽出される高調波信
号の特性図

【図９】従来の多チャネルＦＭ受信方法を適用した装置
の構成ブロック図

【符号の説明】

２１ハイパスフィルタ２２利得可変制御部２３広帯域増幅器２４ローパスフィルタ２５第１ミクサ２６バンドパスフィルタ２７狭帯域増幅器２８バンドパスフィルタ２９第２ミクサ３０バンドパスフィルタ３１信号発生器３２ＶＣＯ３３分配器３４第１分周器３５第２分周器３６基準信号発生器３７位相比較器３８増幅器３９ローパスフィルタ４０ＰＬＬ回路

フロントページの続き (72)発明者大川康仁神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内 (72)発明者佐藤毅神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内 (72)発明者高橋広志神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】中心周波数が所定周波数間隔で構成され
る多チャネルのＦＭ入力信号を受信する多チャネルＦＭ
受信方法であって、前記所定周波数の整数倍でかつ周波
数が可変の第１局発信号を生成し、前記第１局発信号を
受けて前記ＦＭ入力信号をアップコンバートして前記Ｆ
Ｍ入力信号のスペクトルの任意の周波数の２倍の周波数
の隙間となり、かつ、前記ＦＭ入力信号の周波数帯域、
および前記第１局発信号周波数帯域のいずれとも重なら
ない第１中間周波数信号を生成し、前記ＦＭ入力信号周
波数帯域、第１局発信号帯域、および第１中間周波数帯
域のいずれとも重ならない一定周波数の第２局発信号を
受けて前記第１中間周波数信号をダウンコンバートして
第２中間周波数信号を生成することを特徴とする多チャ
ネルＦＭ受信方法。
【請求項２】中心周波数が所定周波数間隔で構成され
る多チャネルのＦＭ入力信号を受信する多チャネルＦＭ
受信装置であって、前記所定周波数の整数倍でかつ周波
数が可変の第１局発信号を生成する第１局発信号生成手
段と、前記第１局発信号を受けて前記入力信号をアップ
コンバートし、前記ＦＭ入力信号のスペクトルの任意の
周波数の２倍の周波数の隙間となり、かつ、前記ＦＭ入
力信号の周波数帯域および前記第１局発信号周波数帯域
のいずれとも重ならない第１中間周波数信号を生成する
第１中間周波数生成手段と、前記ＦＭ入力信号周波数帯
域、第１局発信号帯域、および第１中間周波数帯域のい
ずれとも重ならない一定周波数の第２局発信号を生成す
る第２局発信号生成手段と、前記第２局発信号を受けて
前記第１中間周波数信号をダウンコンバートし、第２中
間周波数信号を生成する第２中間周波数生成手段とを有
することを特徴とする多チャネルＦＭ受信装置。
【請求項３】前記第１局発信号生成手段は、二重ルー
プ構造のＰＬＬ回路であることを特徴とする請求項２記
載の多チャネルＦＭ受信装置。
【請求項４】前記第１局発信号生成手段は、三重ルー
プ構造のＰＬＬ回路であることを特徴とする請求項２記
載の多チャネルＦＭ受信装置。