JPH06276725A - 電力変換器 - Google Patents
電力変換器Info
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- JPH06276725A JPH06276725A JP5539293A JP5539293A JPH06276725A JP H06276725 A JPH06276725 A JP H06276725A JP 5539293 A JP5539293 A JP 5539293A JP 5539293 A JP5539293 A JP 5539293A JP H06276725 A JPH06276725 A JP H06276725A
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- Japan
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- current transformer
- current
- secondary winding
- iron core
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、高電圧・大容量変換器のゲート電源
を主回路電位から得る方式に関し、特にスナバ回路の電
流を変流器を介して利用する方式において、ＧＴＯ素子
のターンオフ時の電圧責務を軽減することを目的とす
る。 【構成】変流器（６）の二次巻線側端子間に適当な容量
のコンデンサ（１２）を接続することにより達成され
る。 【効果】ターンオフ時にＧＴＯ素子に印加されるスパイ
ク電圧の増加を抑制することができ、素子の電圧責務が
軽減され、ひいては電力変換器の信頼性が高まる。
を主回路電位から得る方式に関し、特にスナバ回路の電
流を変流器を介して利用する方式において、ＧＴＯ素子
のターンオフ時の電圧責務を軽減することを目的とす
る。 【構成】変流器（６）の二次巻線側端子間に適当な容量
のコンデンサ（１２）を接続することにより達成され
る。 【効果】ターンオフ時にＧＴＯ素子に印加されるスパイ
ク電圧の増加を抑制することができ、素子の電圧責務が
軽減され、ひいては電力変換器の信頼性が高まる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自己消弧形半導体デバイ
スを複数個直列接続して構成した電力変換器、特に高電
圧・大容量電力変換器のゲート電源を主回路電位から得
る方式に関する。
スを複数個直列接続して構成した電力変換器、特に高電
圧・大容量電力変換器のゲート電源を主回路電位から得
る方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】半導体デバイスを駆動するためのゲート
電源の電力は、大地側から別電源で絶縁変圧器などを介
して得る方法や、主回路から得る方法がある。主回路か
らゲート電源の電力を得る一方法として、特開昭55−32
449号公報や特開昭63−124777号公報に記載されている
ように、過電圧を抑制するために設けられているスナバ
回路の電流を、変流器を介して得る方法がある。特に、
特開昭63−124777号公報のようにスナバ回路の充電およ
び放電電流の両方を利用すると、充電または放電電流の
みの場合に比べ、得られるエネルギーは大きくなる。
電源の電力は、大地側から別電源で絶縁変圧器などを介
して得る方法や、主回路から得る方法がある。主回路か
らゲート電源の電力を得る一方法として、特開昭55−32
449号公報や特開昭63−124777号公報に記載されている
ように、過電圧を抑制するために設けられているスナバ
回路の電流を、変流器を介して得る方法がある。特に、
特開昭63−124777号公報のようにスナバ回路の充電およ
び放電電流の両方を利用すると、充電または放電電流の
みの場合に比べ、得られるエネルギーは大きくなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
スナバ回路の電流を利用する方法において、特に、大容
量の自己消弧形半導体デバイスであるゲートターンオフ
サイリスタ（以下ＧＴＯと略す）を用いる場合には次の
ような問題が生じる。これを図面により以下に述べる。
図５はスナバ回路の充・放電電流を変流器を介してゲー
ト電源とする従来例の構成図を示す。図においてはアー
ムに複数個直列接続されているＧＴＯのうち１個分のみ
を示す。ＧＴＯ１は、過電圧抑制用のスナバ回路と並列
に接続される。スナバ回路は周知のようにダイオード４
とコンデンサ３の直列回路と、ダイオード４に並列に接
続された放電用の抵抗５から構成される。変流器６は、
ダイオード４とコンデンサ３の直列回路側導体を一次巻
線側とし、二次巻線側の出力を全波整流ダイオードブリ
ッジ８で整流してコンデンサ９に充電する。このコンデ
ンサ９の電圧をゲート駆動用電源回路１０で安定な電源
とし、電源回路１０の電力をゲート駆動回路１１によっ
て、図示していない制御回路からの制御信号ＳG に基づ
きＧＴＯのオンあるいはオフ信号としてゲート端子Ｇと
カソード端子Ｋの間に送りＧＴＯを制御する。７ａはＧ
ＴＯのアノードとカソード間をコンデンサ３とダイオー
ド４を直列に結ぶ回路の接続点ａからｂまでの配線のイ
ンダクタンスである。
スナバ回路の電流を利用する方法において、特に、大容
量の自己消弧形半導体デバイスであるゲートターンオフ
サイリスタ（以下ＧＴＯと略す）を用いる場合には次の
ような問題が生じる。これを図面により以下に述べる。
図５はスナバ回路の充・放電電流を変流器を介してゲー
ト電源とする従来例の構成図を示す。図においてはアー
ムに複数個直列接続されているＧＴＯのうち１個分のみ
を示す。ＧＴＯ１は、過電圧抑制用のスナバ回路と並列
に接続される。スナバ回路は周知のようにダイオード４
とコンデンサ３の直列回路と、ダイオード４に並列に接
続された放電用の抵抗５から構成される。変流器６は、
ダイオード４とコンデンサ３の直列回路側導体を一次巻
線側とし、二次巻線側の出力を全波整流ダイオードブリ
ッジ８で整流してコンデンサ９に充電する。このコンデ
ンサ９の電圧をゲート駆動用電源回路１０で安定な電源
とし、電源回路１０の電力をゲート駆動回路１１によっ
て、図示していない制御回路からの制御信号ＳG に基づ
きＧＴＯのオンあるいはオフ信号としてゲート端子Ｇと
カソード端子Ｋの間に送りＧＴＯを制御する。７ａはＧ
ＴＯのアノードとカソード間をコンデンサ３とダイオー
ド４を直列に結ぶ回路の接続点ａからｂまでの配線のイ
ンダクタンスである。
【０００４】図５における動作の説明図を図６に示す。
図６において図５中に示すように、ＶAKはＧＴＯのアノ
ード・カソード間電圧、ＩA はアノード電流、ＩS はス
ナバ回路に流れる電流、ＶC はコンデンサ９の電圧を表
す。電圧および電流の極性は矢印で示す方向とする。時
点ｔ1 においてＧＴＯ１がターンオンすると、スナバ回
路にはコンデンサ３の電荷が抵抗５，ＧＴＯ１の閉回路
で流れる。また時点ｔ2 のターンオフ時にはＧＴＯ１に
流れていた電流がスナバ回路に移り、リアクトル２の蓄
積エネルギーにより流れる電流が０になるまで流れ、電
圧がＶP に達する。そして、時点ｔ3 で電源電圧をＧＴ
Ｏ直列数で除した電圧の値ＶD と、上記ＶP との差の過
充電分ΔＶが抵抗５を通つて電圧ＶD に落ち着くまで放
電するので、スナバ回路電流ＩS は図のようになる。こ
の電流を任意の変流比を有する変流器６で変流し、二次
側の電流を全波整流ダイオードブリッジ８でコンデンサ
９に充電するためコンデンサ９の電圧はＶC で示す波形
となる。
図６において図５中に示すように、ＶAKはＧＴＯのアノ
ード・カソード間電圧、ＩA はアノード電流、ＩS はス
ナバ回路に流れる電流、ＶC はコンデンサ９の電圧を表
す。電圧および電流の極性は矢印で示す方向とする。時
点ｔ1 においてＧＴＯ１がターンオンすると、スナバ回
路にはコンデンサ３の電荷が抵抗５，ＧＴＯ１の閉回路
で流れる。また時点ｔ2 のターンオフ時にはＧＴＯ１に
流れていた電流がスナバ回路に移り、リアクトル２の蓄
積エネルギーにより流れる電流が０になるまで流れ、電
圧がＶP に達する。そして、時点ｔ3 で電源電圧をＧＴ
Ｏ直列数で除した電圧の値ＶD と、上記ＶP との差の過
充電分ΔＶが抵抗５を通つて電圧ＶD に落ち着くまで放
電するので、スナバ回路電流ＩS は図のようになる。こ
の電流を任意の変流比を有する変流器６で変流し、二次
側の電流を全波整流ダイオードブリッジ８でコンデンサ
９に充電するためコンデンサ９の電圧はＶC で示す波形
となる。
【０００５】ところで、ターンオフ初期においてＧＴＯ
のアノード・カソード間にはスパイク電圧ＶDSP が発生
する。この、スパイク電圧はある決められた値を越える
とＧＴＯ素子の破壊に至るため、その値は極力小さくし
なければならない。スパイク電圧ＶDSP は、配線のイン
ダクタンス７ａとターンオフ電流の電流変化率との積で
生ずる電圧，コンデンサ３の充電電圧およびダイオード
４の順方向の動作遅れによる過渡電圧の和であるが、そ
のうち、配線のインダクタンス７ａとターンオフ電流の
電流変化率との積で生ずる電圧の占める割合が大きい。
そのため、実装する上では極力配線のインダクタンス７
ａを小さくするようにしている。
のアノード・カソード間にはスパイク電圧ＶDSP が発生
する。この、スパイク電圧はある決められた値を越える
とＧＴＯ素子の破壊に至るため、その値は極力小さくし
なければならない。スパイク電圧ＶDSP は、配線のイン
ダクタンス７ａとターンオフ電流の電流変化率との積で
生ずる電圧，コンデンサ３の充電電圧およびダイオード
４の順方向の動作遅れによる過渡電圧の和であるが、そ
のうち、配線のインダクタンス７ａとターンオフ電流の
電流変化率との積で生ずる電圧の占める割合が大きい。
そのため、実装する上では極力配線のインダクタンス７
ａを小さくするようにしている。
【０００６】図７は、図５の等価回路を示したものであ
る。変流器６によりスナバ回路の電流を取り出す構成と
しているので変流器６の漏れインダクタンスや、コンデ
ンサ９までの配線のインダクタンスがあり、これらを合
わせたインダクタンス７ｂが図示するようにスナバ回路
内に生じる。このインダクタンス７ｂのためスパイク電
圧ＶDSP は図６の一点鎖線で示すようにΔＶDSP だけ大
きくなり、ＧＴＯ素子にとって破壊などの好ましくない
影響を及ぼす。
る。変流器６によりスナバ回路の電流を取り出す構成と
しているので変流器６の漏れインダクタンスや、コンデ
ンサ９までの配線のインダクタンスがあり、これらを合
わせたインダクタンス７ｂが図示するようにスナバ回路
内に生じる。このインダクタンス７ｂのためスパイク電
圧ＶDSP は図６の一点鎖線で示すようにΔＶDSP だけ大
きくなり、ＧＴＯ素子にとって破壊などの好ましくない
影響を及ぼす。
【０００７】本発明の目的は、スナバ回路の充・放電電
流を利用して変流器によりゲート駆動電源を得る場合、
ＧＴＯがターンオフ動作する際発生するスパイク電圧を
抑制してＧＴＯ素子の破壊を防ぎ、信頼性の高い電力変
換器を提供するにある。
流を利用して変流器によりゲート駆動電源を得る場合、
ＧＴＯがターンオフ動作する際発生するスパイク電圧を
抑制してＧＴＯ素子の破壊を防ぎ、信頼性の高い電力変
換器を提供するにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、変流器の二次巻線側端子間にコンデンサを接続した
ものである。さらには、漏れインダクタンスの小さい変
流器を用いるようにしたものである。
め、変流器の二次巻線側端子間にコンデンサを接続した
ものである。さらには、漏れインダクタンスの小さい変
流器を用いるようにしたものである。
【０００９】
【作用】変流器の影響でスナバ回路に生ずるインダクタ
ンスは、変流器二次巻線側端子間に適当な値のコンデン
サ容量を接続することによってターンオフ時の急峻な電
流変化率を小さくすることができるので、スパイク電圧
を抑制できる。また、漏れインダクタンスの小さい変流
器を用いればスパイク電圧が抑制でき、コンデンサを接
続する場合にもその容量値が小さくてすむ。
ンスは、変流器二次巻線側端子間に適当な値のコンデン
サ容量を接続することによってターンオフ時の急峻な電
流変化率を小さくすることができるので、スパイク電圧
を抑制できる。また、漏れインダクタンスの小さい変流
器を用いればスパイク電圧が抑制でき、コンデンサを接
続する場合にもその容量値が小さくてすむ。
【００１０】
【実施例】図１に本発明の一実施例の構成図を示す。図
１において、図５と同じ記号は同等の機能または効果を
表す。図１では変流器６の二次巻線側端子ｇ1 ，ｇ2 に
コンデンサ１２を接続している。このコンデンサ１２を
接続することにより、図２に実験結果として示すよう
に、コンデンサ１２の静電容量値Ｃ1 を大きくするにし
たがい、インダクタンス７ｂによるスパイク電圧の増加
分ΔＶDSP の値は図示のように小さくなる。したがっ
て、Ｃ1 の値を適当に選定し、点線の交点で示す点ｄに
すればスパイク電圧の増加分ΔＶDSPは大幅に低減でき
ることになる。実験によれば、スパイク電圧の増加分Δ
ＶDSP をコンデンサ１２が無い場合に比べて、１／１０
程度にするには静電容量値Ｃ1 の値は電源用のコンデン
サ９の容量値の数パーセント程度でよいので、コンデン
サ１２を接続することによるコンデンサ９へのエネルギ
ー蓄積量の減少は僅かですむ。このように、変流器を用
いてスナバ回路の充・放電電流を利用し、ゲート駆動電
源を得る場合には必然的にスナバ回路内のインダクタン
スが増加し、その結果、ＧＴＯ素子に印加するスパイク
電圧が増加するが、変流器の二次巻線側端子間に適当な
容量値のコンデンサを接続することによりスパイク電圧
の増加を抑制することができる。
１において、図５と同じ記号は同等の機能または効果を
表す。図１では変流器６の二次巻線側端子ｇ1 ，ｇ2 に
コンデンサ１２を接続している。このコンデンサ１２を
接続することにより、図２に実験結果として示すよう
に、コンデンサ１２の静電容量値Ｃ1 を大きくするにし
たがい、インダクタンス７ｂによるスパイク電圧の増加
分ΔＶDSP の値は図示のように小さくなる。したがっ
て、Ｃ1 の値を適当に選定し、点線の交点で示す点ｄに
すればスパイク電圧の増加分ΔＶDSPは大幅に低減でき
ることになる。実験によれば、スパイク電圧の増加分Δ
ＶDSP をコンデンサ１２が無い場合に比べて、１／１０
程度にするには静電容量値Ｃ1 の値は電源用のコンデン
サ９の容量値の数パーセント程度でよいので、コンデン
サ１２を接続することによるコンデンサ９へのエネルギ
ー蓄積量の減少は僅かですむ。このように、変流器を用
いてスナバ回路の充・放電電流を利用し、ゲート駆動電
源を得る場合には必然的にスナバ回路内のインダクタン
スが増加し、その結果、ＧＴＯ素子に印加するスパイク
電圧が増加するが、変流器の二次巻線側端子間に適当な
容量値のコンデンサを接続することによりスパイク電圧
の増加を抑制することができる。
【００１１】図３に本発明に使用する変流器の巻線構造
を示す。図１の実施例における変流器６は、前述したよ
うに漏れインダクタンスを小さくするために一次巻線を
１ターンとし、かつ二次巻線との結合を良くする必要が
ある。一方、ゲート電源として必要な電力を得るために
は、変流器の巻線数は略、一次側１ターン，二次側３〜
５ターン程度となり、二次巻線数も少ないので二次巻線
と鉄心磁束との結合度を良くする必要がある。このた
め、本発明実施例では、二次巻線を複数組設けて鉄心円
周上にほぼまんべんなく巻装されるようにして、各巻始
めと巻終りを並列接続することを特徴とするものであ
る。この具体例を図３の（イ)，(ロ）に示す。（イ)，
(ロ）において、１３は鉄心、１４は二次巻線である。
（イ）では二次巻線が３ターンの場合を示しており、鉄
心に４組巻き、巻初めおよび巻終わりの巻線をそれぞれ
接続して端子ｕ，ｖにて引き出す。（ロ）では４ターン
の場合を示す。巻き方は鉄心を一周して巻く二次巻線を
例えば３組とし、それらを並列に接続したものである。
このような構成とすると、二次巻線と鉄心の結合効率が
良くなり、変流器の漏れインダクタンスが小さくなる。
したがって、このような漏れインダクタンスの小さい変
流器を用いればコンデンサ１２の容量値も小さくできる
効果がある。
を示す。図１の実施例における変流器６は、前述したよ
うに漏れインダクタンスを小さくするために一次巻線を
１ターンとし、かつ二次巻線との結合を良くする必要が
ある。一方、ゲート電源として必要な電力を得るために
は、変流器の巻線数は略、一次側１ターン，二次側３〜
５ターン程度となり、二次巻線数も少ないので二次巻線
と鉄心磁束との結合度を良くする必要がある。このた
め、本発明実施例では、二次巻線を複数組設けて鉄心円
周上にほぼまんべんなく巻装されるようにして、各巻始
めと巻終りを並列接続することを特徴とするものであ
る。この具体例を図３の（イ)，(ロ）に示す。（イ)，
(ロ）において、１３は鉄心、１４は二次巻線である。
（イ）では二次巻線が３ターンの場合を示しており、鉄
心に４組巻き、巻初めおよび巻終わりの巻線をそれぞれ
接続して端子ｕ，ｖにて引き出す。（ロ）では４ターン
の場合を示す。巻き方は鉄心を一周して巻く二次巻線を
例えば３組とし、それらを並列に接続したものである。
このような構成とすると、二次巻線と鉄心の結合効率が
良くなり、変流器の漏れインダクタンスが小さくなる。
したがって、このような漏れインダクタンスの小さい変
流器を用いればコンデンサ１２の容量値も小さくできる
効果がある。
【００１２】図４は本発明のさらに他の実施例を示す。
図においては変流器６の二次巻線側端子ｇ1 ，ｇ2 にコ
ンデンサ１２とダイオード１５の直列回路を接続し、さ
らにダイオード１５に放電用の抵抗１６を並列に接続し
ている。変流器の二次巻線出力の極性はターンオフ時に
端子ｇ1 側が正になるようにしている。このようにすれ
ば、ターンオン時にはコンデンサ１２に関係なくコンデ
ンサ９に充電することができ、また、ターンオフ時には
コンデンサ１２の効果により、スパイク電圧を抑制する
ことができる。本発明によればターンオン時に等価的に
コンデンサ１２が変流器の二次巻線側に接続されない状
態となるのでその分コンデンサ９に充電するエネルギー
が増える効果がある。
図においては変流器６の二次巻線側端子ｇ1 ，ｇ2 にコ
ンデンサ１２とダイオード１５の直列回路を接続し、さ
らにダイオード１５に放電用の抵抗１６を並列に接続し
ている。変流器の二次巻線出力の極性はターンオフ時に
端子ｇ1 側が正になるようにしている。このようにすれ
ば、ターンオン時にはコンデンサ１２に関係なくコンデ
ンサ９に充電することができ、また、ターンオフ時には
コンデンサ１２の効果により、スパイク電圧を抑制する
ことができる。本発明によればターンオン時に等価的に
コンデンサ１２が変流器の二次巻線側に接続されない状
態となるのでその分コンデンサ９に充電するエネルギー
が増える効果がある。
【００１３】
【発明の効果】本発明によれば、ＧＴＯにターンオフ時
初期に印加するスパイク電圧の増加を抑制することがで
きるので、ＧＴＯ素子の破壊を防止することができ、電
力変換器の信頼性を高める効果がある。
初期に印加するスパイク電圧の増加を抑制することがで
きるので、ＧＴＯ素子の破壊を防止することができ、電
力変換器の信頼性を高める効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明の一実施例の効果を説明する図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す図である。
【図４】本発明のさらに他の実施例を示す図である。
【図５】従来の実施例を示す構成図である。
【図６】従来の実施例の動作を示す説明図である。
【図７】従来の実施例の等価回路を示す図である。
１…ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、３，９，
１２…コンデンサ、４，１５…ダイオード、５，１６…
抵抗、６…変流器、７ａ…配線のインダクタンス、７ｂ
…変流器回路のインダクタンス、１３…鉄心、１４…二
次巻線。
１２…コンデンサ、４，１５…ダイオード、５，１６…
抵抗、６…変流器、７ａ…配線のインダクタンス、７ｂ
…変流器回路のインダクタンス、１３…鉄心、１４…二
次巻線。
Claims (3)
- 【請求項１】自己消弧形半導体デバイスに並列に接続さ
れたスナバ回路、該スナバ回路の電流を変流器を介しダ
イオードブリッジで整流して第一のコンデンサに蓄積
し、該第一のコンデンサに蓄積された電力をゲート駆動
電力として用いる電力変換器において、該変流器と該ダ
イオードブリッジとの間の該変流器二次巻線端子間に第
二のコンデンサを接続することを特徴とする電力変換
器。 - 【請求項２】請求項１において、該変流器二次巻線端子
間に第二のコンデンサとダイオードの直列回路を接続
し、該ダイオードに抵抗を並列に接続することを特徴と
する電力変換器。 - 【請求項３】請求項１又は請求項２において、該変流器
は鉄心に複数組の二次巻線を配置し、該二次巻線を並列
に接続するよう構成されたことを特徴とする電力変換
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5539293A JPH06276725A (ja) | 1993-03-16 | 1993-03-16 | 電力変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5539293A JPH06276725A (ja) | 1993-03-16 | 1993-03-16 | 電力変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06276725A true JPH06276725A (ja) | 1994-09-30 |
Family
ID=12997254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5539293A Pending JPH06276725A (ja) | 1993-03-16 | 1993-03-16 | 電力変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06276725A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013027111A (ja) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Fujitsu General Ltd | 電源装置 |
| CN109245508A (zh) * | 2017-07-11 | 2019-01-18 | Tdk株式会社 | 电子设备 |
-
1993
- 1993-03-16 JP JP5539293A patent/JPH06276725A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013027111A (ja) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Fujitsu General Ltd | 電源装置 |
| CN109245508A (zh) * | 2017-07-11 | 2019-01-18 | Tdk株式会社 | 电子设备 |
| US10784774B2 (en) | 2017-07-11 | 2020-09-22 | Tdk Corporation | Switching power supply device |
| CN109245508B (zh) * | 2017-07-11 | 2020-12-18 | Tdk株式会社 | 电子设备 |
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