JPH06260847A

JPH06260847A - 歪発生回路

Info

Publication number: JPH06260847A
Application number: JP9280693A
Authority: JP
Inventors: Katsumi Kamisaka; 勝己上坂
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 1993-01-08
Filing date: 1993-04-20
Publication date: 1994-09-16
Anticipated expiration: 2017-12-24
Also published as: JP3358630B2

Abstract

(57)【要約】【目的】良好な特性を持つ歪発生回路を提供する。【構成】本発明の歪発生回路は、外部からの入力信号
を、互いに反転した第１の信号及び第２の信号に分配す
る第１の手段（例えばトランス）１３０と、第１の信号
に歪みを与える第２の手段（ダイオードＤ１１及び減衰
器１１０）と、第２の信号に歪みを与える第３の手段
（ダイオードＤ２１及び減衰器２１０）と、第２の手段
からの信号と第３の手段からの信号とを合波して出力す
る第４の手段（例えばトランス）１４０とを有し、第２
の手段及び第３の手段は、減衰器と非線形素子とが第１
又は第２の信号に対し並列に接続されて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高周波信号の出力段
（例えば、送信機の出力段や半導体レーザなど）の前段
に設けることで、その入出力特性の非線形性をキャンセ
ルするための歪を与える歪発生回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】低周波においては増幅器の直線性の改善
のために負帰還をかけることが通常行われるが、高周波
においては、信号遅延による位相の回転のため、負帰還
で直線性の改善をすることは通常できない。そのため、
広帯域で高い直線性が要求される場合には、非直線性を
キャンセルするような入出力特性を持つ回路（歪発生回
路）を設けて直線性の改善がなされる。歪発生回路は、
送信機の出力段や半導体レーザなどの前段に設けられ、
ダイオードやトランジスタの非線形素子を有し、その非
線形性によって歪みを発生させ、非直線性をもつ対象の
回路の線形化を行っている。

【０００３】具体的な例として、「実公平２−３０１９
２」、「ELECTRONICS LETTERS Vol.28 No.20 1992 pp18
75-1876 」に示されているものがある。これらの文献記
載の回路では、非線形素子として２つのダイオードを用
い、信号に対して互いに反対の向きにするとともに所定
のバイアス点で非線形素子として動作させている。

【０００４】特に、ＣＡＴＶ等の多重アナログ画像信号
の伝送においては、良質な画質を得るために非常に低歪
の伝送が要求される。そのため、送信出力段で歪み発生
の原因となる送信デバイスの非直線性を補正することを
目的として、「特開平３−１７９８０７」や「特開平４
−２６７５７４」に記載されている回路がある。

【０００５】図３２は、「特開平４−２６７５７４」記
載の回路を模式的に示したものである。この回路９０２
では、歪み補正の対象となる回路９０１（非線形デバイ
スを含んだもの）の非直線性歪みを打ち消すような逆の
入出力特性を持つ非線形デバイス９１５が、回路９０１
への信号経路（基本信号パス）に挿入されており、いわ
ば直列型の回路構成が採られている。この回路は、構成
が簡単で調整箇所が少ない、という利点がある。

【０００６】図３３は、「特開平３−１７９８０７」記
載の回路を模式的に示したものである。この回路では、
回路９０１への信号を分配器９１０で２つの経路（パス
path）に分け、一方の経路に非線形デバイス９１５を、
他方の経路に遅延回路（遅延線）９２５を設け、これら
を結合器９１１で合波する、といういわば並列型の回路
構成が採られている。この回路では、基本信号に影響を
与えることなく歪成分に周波数特性を持たせることがで
き、非線形デバイスの歪みの周波数依存性をも補償する
ことができる、という利点がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】初めに掲げた文献に記
載の回路では、ダイオードの非直線性を強調するために
ダイオードのバイアス点を浅くする必要がある。このバ
イアス点ではダイオードは高いインピーダンスを持ち、
挿入損失が大きくなる。また、このバイアス点近傍で
は、バイアス点の変化によりダイオードのインピーダン
スの変化が大きいものになる。そのため、回路の周波数
特性，リターンロスなど特性が大きく変動してしまう、
という欠点がある。さらに、次段の回路をドライブする
ために大振幅の信号が入力されることが多く、このよう
な場合、不用な高調波歪が発生してしまう、という欠点
があった。

【０００８】また、上述の直列型の回路構成を採ると、
上述の利点はあるのだが、非線形デバイスの歪みの周波
数依存性をも補償することが困難という欠点がある。そ
のため、多重アナログ画像信号のような非常に広帯域の
伝送に用いた場合、画質劣化のすべての歪み成分を補償
できず、良好な歪み補正ができないという欠点がある。

【０００９】これに対し、上述の並列型の回路構成を採
ると、この欠点は改善され、２次，３次の相互変調歪を
補正できるのであるが、遅延線などが必要で回路の規模
が大きくなるという欠点があり、集積回路化に向かな
い。また、非線形デバイス９１５側のパスで時間遅延を
生じ、これをもう一方のパスについてそろえるために、
遅延線で位相補償を厳密に行わねばならない。そのた
め、調整が面倒で高周波特性が制限されるという欠点が
ある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の歪発生回路は、外部からの入力信号を、互
いに反転した第１の信号及び第２の信号に分配する第１
の手段と、第１の信号に歪みを与える第２の手段と、第
２の信号に歪みを与える第３の手段と、第２の手段から
の信号と第３の手段からの信号とを合波して出力する第
４の手段とを有し、第２の手段及び第３の手段は、減衰
器と非線形素子とが並列に接続されて構成される。

【００１１】前記第４の手段は第２の手段からの信号と
第３の手段からの信号とをいずれか一方を反転させて合
波することを特徴としても良い。

【００１２】第１の手段及び前記第４の手段は、反転ト
ランスで構成されることを特徴としても良い。

【００１３】第２の手段及び第３の手段の減衰器は、複
数の抵抗で構成されたものであることを特徴としても良
い。

【００１４】第２の手段及び第３の手段は、所定のバイ
アスがあたえられたダイオードを非線形素子として構成
されていることを特徴としても良いし、さらにダイオー
ドに直列に接続された抵抗を有することを特徴としても
良い。そして、この直列に接続された抵抗と直列または
並列に接続されるとともに、所定の周波数依存したイン
ピーダンス変化を持つインピーダンス回路をさらに有す
ることを特徴としても良い。また、インピーダンス回路
は、抵抗，容量，インダクタンスのいずれか少なくとも
２つが並列または直列に接続されて構成されていること
を特徴としても良い。

【００１５】上記いずれかの歪発生回路と、この歪発生
回路の入出力それぞれに互いに逆の周波数特性を持つフ
ィルタ回路とを有することを特徴としても良い。また、
上記いずれか記載の歪発生回路が、少なくとも２段直列
に接続されて構成されていることを特徴としても良い。

【００１６】上記いずれか記載の歪発生回路が、少なく
とも２段直列に接続され、その入力に所定の周波数特性
を持つ少ないとも１のフィルタを介して構成され、その
出力に前記周波数特性の総合特性と逆の特性を持つフィ
ルタを有することを特徴としても良い。

【００１７】上記いずれか記載の歪発生回路が、少なく
とも２段並列に接続され、これらの回路の入力それぞれ
に入力信号を分岐してそれぞれに与えるとともに各歪発
生回路の出力を合波して出力するように構成されている
ことを特徴としても良い。

【００１８】その入出力インピーダンスの整合（例えば
７５Ω，５０Ωなど）がとられていることを特徴として
も良い。

【００１９】

【作用】本発明の歪発生回路では、外部からの入力信号
は、第１の手段で互いに反転した第１の信号及び第２の
信号に分配され、第２の手段及び第３の手段に与えられ
る。ここで、第２の手段及び第３の手段は、同等の構成
を持っており、互いに逆の位相でほぼ同等の動作する。
第１及び第２の信号は、その一部が減衰器で減衰し、ま
た、非線形素子で歪みとが与えられる。そのため、第２
及び第３の手段からの信号は、減衰器を通過したものと
歪みが加えられたものとが加算されたものだあるが、基
本波成分は互いに位相が反転したものになっている。特
に、大振幅入力においても信号は、減衰器及び非線形素
子に分岐されるので、不要な高調波歪みの発生を抑えう
る。これら互いに反転した信号が、第４の手段により合
波され、入力信号に歪みが加わった信号として出力され
る。

【００２０】第４の手段が反転させて合波するものであ
れば、第２及び第３の手段からの信号は、同位相で加算
されることになる。

【００２１】第１の手段及び前記第４の手段を反転トラ
ンスにて構成した場合、構成が簡単である。また、第２
及び第３の手段を経由する信号は、反転トランスにてい
ずれも反転されるとともに、いずれも反転トランスを経
由することになる。そのため、反転トランスに伝送損失
があったとしてもそれが等価的にキャンセルされ、同じ
レベルで信号が与えられるようになる。

【００２２】減衰器が抵抗による減衰器であると、リタ
ーンロス，周波数特性ともに非常に良好なものになり、
良好なインピーダンスマッチングをとりうる。また、ダ
イオードを非線形素子として構成すると、これが受動素
子であるため、高周波特有の発振というトラブルがない
うえに、回路構成が簡単になる。抵抗減衰器及びダイオ
ードを組み合わせれば、パラメータの調節が簡単であ
り、これらへの分岐比を容易に調節可能なものにしう
る。

【００２３】ダイオードを非線形素子として構成され、
このダイオードに直列に接続された抵抗をさらに有する
構成にすると、入力信号に加わる歪みが変化し、出力信
号に加わる歪みの自由度がさらに高くなる。

【００２４】そして、インピーダンス回路をさらに有す
る構成にすると、その周波数特性に応じてダイオードに
与える信号レベルが変化するので、非線形素子たるダイ
オードで発生する歪みが周波数特性に応じて変わること
になり、出力信号に周波数に依存した歪を与えることが
できる。

【００２５】歪発生回路の入出力にフィルタ回路を有す
る構成にすると、歪発生回路に与える信号がフィルタの
周波数特性に応じて変化し、発生する歪みが周波数特性
に応じて変わる。そして出力側のフィルタで基本信号の
レベルを元に戻して出力するとともに歪みがその周波数
特性に応じて変わる。この構成でも出力信号に周波数に
依存した歪を与えることができる。

【００２６】歪発生回路を２段直列に、或いは２段並列
に構成すると、それぞれ独立に歪を与えることができる
ようになるので、発生する歪みの調整をより微妙に行う
ことができる。

【００２７】入出力インピーダンスの整合がとられてい
ることで、信号の反射が抑えられ、より良好な歪を与え
ることが可能になる。

【００２８】

【実施例】本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は、歪発生回路の構成例の概要を示したものであ
る。この歪発生回路は、分配器１３０，１４０と、非線
形素子（図ではダイオードＤ11，Ｄ21）と減衰器１１
０，２１０とで構成され、リターンロス，周波数特性と
もに非常に良好なインピーダンスマッチングのとれた抵
抗減衰器の一部にダイオードを挿入し、歪みを発生させ
ている点に特徴を有する。

【００２９】分配器１３０は、ダイオードＤ11及び減衰
器１１０の側と、ダイオードＤ21及び減衰器２１０の側
とに入力信号を分配するためのものであり、１８０゜位
相が異なった即ち互いに反転した信号に分配するもので
ある。分配器１４０は、ダイオードＤ11及び減衰器１１
０の側からの信号と、ダイオードＤ21及び減衰器２１０
の側からの信号とを合波して出力する。ここでは、一方
を反転して合波するものにしている。

【００３０】ダイオードＤ11は、分配器１３０からの信
号に対し交流的に減衰器１１０に並列につながれ、ま
た、バイアス回路１１４によって電流−電圧特性が非直
線性を有する点に直流的にバイアスされている。減衰器
１１０は、抵抗を組み合わせて入出力に対しインピーダ
ンスマッチングがとられるように構成されており、広い
周波数領域においてほぼ一定の減衰率，入出力インピー
ダンスになっている。コイルＬ11，コンデンサＣ11は、
それぞれ交流，直流をカットするためのものである。ダ
イオードＤ11と減衰器１１０とにより、分配器１３０か
らの信号に歪みを与える回路が構成され、非線形減衰器
となっている。

【００３１】ダイオードＤ21及び減衰器２１０について
も同様であり、分配器１３０からのもう一方の信号に歪
みを与える非線形減衰器が構成されている。コイルＬ2
1，コンデンサＣ21もまた、それぞれ交流，直流をカッ
トするためのものである。バイアス回路１１４，２１４
の構成としては、公知の方法で構成できる。その最も簡
単なものとして、例えば、定電圧源からの電圧を半固定
抵抗器で分圧する、というものでも良い。

【００３２】図２は、図１の歪発生回路の動作の概要を
等価的に表したものである。入力端子ＩＮからの入力信
号は、分配器１３０によって互いに反転しされ、反転さ
れた信号が、ダイオードＤ11及び減衰器１１０による非
線形減衰器と、ダイオードＤ21及び減衰器２１０による
非線形減衰器とに分配される。これらの非線形減衰器で
は、減衰器１１０，２１０により減衰し、ダイオードＤ
11，Ｄ21により歪み成分が与えられる。これらの非線形
減衰器はいわゆるプッシュプル動作をする。これらを通
過した信号は加算されて分配器１４０にそれぞれ与えら
れる。

【００３３】図２の（ａ）はダイオードＤ11及び減衰器
１１０の側での電流−電圧特性の概略を示したものであ
り、これによって与えられる高次の歪み成分はダイオー
ドのバイアス点によって異なったものになる。ダイオー
ドＤ21及び減衰器２１０の側でも同様であるが、位相が
反転していることからこれが分かりやすいように入出力
の伝達特性を（ｂ）のように示してある。ダイオードは
比較的インピーダンスが大きいので、基本波成分は減衰
器１１０及び減衰器２１０を通過したものを多く含んだ
ものになっている。

【００３４】分配器１４０では、ダイオードＤ11及び減
衰器１１０の側からの信号が反転されてダイオードＤ21
及び減衰器２１０の側からの信号と加算されて出力され
る。このことは、等価的に図２の（ａ）の特性に（ｂ）
の特性を加算することになるので、図１の歪発生回路の
入出力特性は図２の（ｃ）の特性で模式的に示されるこ
とになる。このようにして、入力信号に高次の歪み成分
が与えられ、また、ダイオードのバイアス点を変えると
歪み成分が異なったものになる。

【００３５】図３は、この動作を模式的に表したもの
で、入力信号をｘ、出力信号をｙで表すと、減衰器１１
０，２１０の減衰量Ａ、２次歪量α₁，α₂、３次歪量
β₁，β₂を用いて出力信号ｙは次の式（１）で示され
る。

【００３６】ｙ＝−Ａ（ｘ＋（α₁−α₂）ｘ²＋（β₁＋β₂）ｘ³…） …（１）各ダイオードＤ11，Ｄ21のバイアス点をバイアス回路１
１４，２１４で調整することにより、２次歪量α₁，α
₂、３次歪量β₁，β₂が変化し、所望の２次の相互変
調歪，３次の相互変調歪を発生することが可能である。
減衰器１１０，２１０の減衰量及びバイアス点の調整に
より、この回路の次段の非線形デバイスの２次の相互変
調歪，３次の相互変調歪を補正することができる。

【００３７】上述のように、非線形減衰器は、減衰器１
１０，２１０にダイオードを並列に挿入し、基本波成分
は減衰器１１０，２１０を通過したものを多く含んでい
るので、非線形減衰器の周波数特性はほとんど減衰器１
１０，２１０で決まることになる。減衰器１１０，２１
０は、抵抗で構成されているので、広い範囲で平坦な周
波数特性をもたせることができる。また、ダイオードを
通過するのは入力信号の一部であるので、減衰器１１
０，２１０によって良好なインピーダンスマッチングを
持たせることも可能である。そのため、リターンロスを
小さなものにすることができ、大幅に歪発生回路の特性
を改善することができる。挿入損失についても、ダイオ
ードＤ11，Ｄ21のバイアス点の影響が非常に少なく、減
衰器１１０，２１０の減衰量で決定される。減衰器１１
０，２１０の減衰量及び入出力インピーダンスは簡単に
決めることが可能である。

【００３８】前述の公報「実公平２−３０１９２」など
に記載の回路では、ダイオードのバイアス点を浅くして
いるので、インピーダンスが高く、挿入損失が大きくな
る。また、このバイアス点近傍では、バイアス点の変化
によりダイオードのインピーダンスの変化が大きいもの
になっているため、特性の変動や不用な高調波歪の発生
がある。これに対し、本発明の歪発生回路では、大振幅
入力においても、ダイオードを通過するのは入力信号の
一部であるので、不用な高調波歪みの発生を抑えること
が可能になる。また、減衰器１１０，２１０の減衰量を
調節することで、発生させる歪み量及び駆動すべき信号
の振幅に応じたものにすることができる。この場合、減
衰器１１０，２１０の定数は、これらの条件に応じて容
易に定めることができ、非常にフレキシビリティが大き
く、回路の設計自由度が非常に大きいものになってい
る。

【００３９】このような回路構成をとることで、従来問
題になっていた、挿入損失，周波数特性，大信号動作に
ついて特性の改善が可能である。特に、広帯域が要求さ
れる通信、例えば、周波数多重化通信，ＣＡＴＶなどに
おいて高出力でリニアリティのよい高周波出力を得るこ
とができ、中継の少ない長距離伝送を可能にすることが
できる。

【００４０】図４は、減衰器１１０（抵抗Ｒ12，Ｒ13，
Ｒ14），減衰器２１０（抵抗Ｒ22，Ｒ23，Ｒ24）をπ型
減衰器とし、これに並列につながれたダイオードＤ11，
Ｄ21とした場合の構成例を示したものである。入力イン
ピーダンスＺｉ，出力インピーダンスＺｏを７５πとし
て良好なインピーダンスマッチングがとられたものであ
る。また、分配器１３０，１４０にバルーントランスを
用い、１８０度位相が異なった信号を分配・合波してい
る。コンデンサＣ12，Ｃ13，Ｃ22，Ｃ23は直流をブロッ
クするためのものである。

【００４１】図５は、ダイオードＤ11，Ｄ21のバイアス
電圧Ｂ1 ，Ｂ2 として0.5Vの電圧を与えてバイアス点が
バランスしたときの減衰器１１０の出力波形ａ，減衰器
２１０の出力波形ｂ，出力信号０ＵＴの波形ｃを示した
ものである。また、図６はこれらの波形の高調波成分を
示したもので（入力ＩＮ＝２００ＭＨｚ，プロットは
０．１ＧＨｚごとにとって単につないだもの。ピークは
０．２ＧＨｚごとにあらわれる）、出力信号OUT の波形
ｃでは奇数次の高調波成分が主なものになっている。バ
イアス点をバランスしたことから式（１）のパラメータ
が等しくなり、２次歪量α₁，α₂がうちけされて波形
ｃの偶数次のピークが小さくなっている。これらの図か
ら明らかなように大振幅においても良好な動作が得られ
ているのが分かる。なお、発生する歪み量に応じてバイ
アス点を変えることで、式（１）のパラメータを変え
て、不用な高調波歪みの発生を抑えるのが可能である。
図７は、バイアス電圧Ｂ1 ，Ｂ2 を０Ｖとした場合のも
ので、式（１）のパラメータが変化し、高調波成分が変
化しているのが明らかである。

【００４２】図８は、減衰器１１０（抵抗Ｒ11，Ｒ12，
Ｒ13），減衰器２１０（抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23）をπ型
減衰器とした場合、図９は、減衰器１１０（抵抗Ｒ12，
Ｒ13，Ｒ14），減衰器２１０（抵抗Ｒ22，Ｒ23，Ｒ24）
をＴ型減衰器とした場合の変形例であり、これらは図４
の場合と同様に機能する。これらの実施例では、入出力
にバルーントランスＴ１３，Ｔ１４を設けて、構成の簡
素化を図っている。また、減衰器及びダイオードＤ11，
Ｄ21を経由する信号は、トランスＴ１３，Ｔ１４にてい
ずれも反転されるとともにいずれも反転トランスを経由
することになる。そのため、トランスＴ１３，Ｔ１４に
伝送損失があったとしても、同じ程度の損失であり、そ
れが等価的にキャンセルされ、同じレベルで信号が与え
られるようになる。また、回路が対称であることから、
互いに同じ形状でパターンを作ることによって信号遅延
が生じることはほとんどなく、面倒な位相調整をしない
で済むという利点もある。図８の構成では、抵抗Ｒ11及
び抵抗Ｒ22が、減衰器の一部を構成するとともにダイオ
ードＤ11，Ｄ21のバイアス回路の一部をなしており、回
路構成がより簡素なものになる、と考えられる。

【００４３】図１０は、図８の歪発生回路１０１につい
て２次歪，３次歪を測定するための測定系を示したもの
である。多チャンネル信号発生器（ＭＳＧ）９３２から
の８０chの信号に歪みを与えてレーザダイオードで構成
される光送信機９０１から光信号を送信し、光受信器９
３４，アッテネータ９３５，バンドパスフィルタ９３
６，プリアンプ９３７を介してスペクトラムアナライザ
９３８で相互変調歪みを測定する、という構成をとって
いる。光送信機９０１からアンプ９３７までの部分は実
際の光通信において通常用いられているものを使ってお
り、この系において発生する歪のほとんどはレーザダイ
オードの非直線性に起因している。アッテネータ９３５
は、プリアンプ９３７、スペクトラムアナライザ９３８
で発生する歪を無視するために使用されているバンドパ
スフィルタ９３６からの反射を抑えるために用いられ
る。図１１は２次歪の測定結果、図１２は３次歪の測定
結果を示したもので、黒のプロットが歪発生回路がない
場合、白のプロットがその回路がある場合を示してい
る。歪発生回路によってレーザダイオード出力の相互変
調歪が減少しているのが明らかである。

【００４４】補正すべき歪み量やその特性は、扱う信号
レベルの大小により異なるため、それに応じて上記実施
例では回路定数の最適化を行われ、使用するダイオード
の変更や減衰器の減衰量の調節が行われる。しかし、条
件に合う最適なダイオードが常にあるとは限らないの
で、手に入る範囲内で最適化を行う場合が生じる。図１
３はこの場合の一例を示したものであり、図８の回路に
ダイオードＤ11，Ｄ21にそれぞれ直列に抵抗Ｒ15，Ｒ25
を挿入することで最適化を行ったものである。抵抗Ｒ1
5，Ｒ25の挿入により、減衰器１１０（抵抗Ｒ11，Ｒ1
2，Ｒ13），減衰器２１０（抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23）の
減衰量を一定に保ったまま回路のインターセプトポイン
ト（図２で示したグラフでいえば、曲線が曲がるとこ
ろ）をその抵抗値に応じて変えることができる。

【００４５】図１４は、歪み補正の測定系の一例を示し
たものであり、図１３の回路１０１を使ったＣＡＴＶ用
増幅器９０２の歪み補正についてスペクトラムアナライ
ザ９３８で測定を行った。図１５は、その測定結果を示
したものであり、回路１０１がない場合及び抵抗Ｒ15，
Ｒ25を０，１０，２２Ωと変えた場合において、増幅器
９０２の出力レベルに対する相互変調３次歪ＣＴＢの変
化を示したものである。

【００４６】この結果から明らかなように、増幅器９０
２の出力レベル及びその歪量により最適な抵抗Ｒ15，Ｒ
25の値が異なっていることが分かる。図１３の回路で
は、減衰器１１０，減衰器２１０の減衰量は一定でイン
ピーダンスマッチングがとられ、回路全体の挿入損失が
一定にに保たれる。そして、出力レベル及び歪量が変わ
ったとしても、抵抗Ｒ15，Ｒ25の値を調節することによ
り、それに応じた最適な非直線性を得ることが可能にな
る。図８の回路のもつ利点を維持しつつより条件に応じ
た自由度の高い歪み補正回路を実現することができる。
なお、図４，図９に示す回路でも同様にダイオードＤ1
1，Ｄ21にそれぞれ直列に抵抗Ｒ15，Ｒ25を挿入するこ
とで同様の効果を得ることができる。

【００４７】さらに、周波数依存性をもつ歪みの補償を
する必要が生じる場合があり、このような場合、歪み補
正回路は歪みに周波数依存性をもたせる必要がある。図
１６〜１９は、その場合の構成例を示したものであり、
図１３の回路の抵抗Ｒ15，Ｒ25に並列又は直列に抵抗，
コンデンサ，インダクタンスからなる周波数依存性をも
つインピーダンス回路を接続して非線形性に周波数依存
性を持たせている。

【００４８】図１６の回路は、コンデンサＣ16，Ｃ26，
抵抗Ｒ16，Ｒ26の直列回路をダイオードＤ11，Ｄ21にそ
れぞれ並列に接続したものである。図１７の回路は、イ
ンダクタンスＬ16，Ｌ26，抵抗Ｒ16，Ｒ26の直列回路を
抵抗Ｒ15，Ｒ25にそれぞれ並列に接続したものである。
図１８の回路は、コンデンサＣ16，Ｃ26，インダクタン
スＬ16，Ｌ26，抵抗Ｒ16，Ｒ26の直列回路を抵抗Ｒ15，
Ｒ25にそれぞれ並列に接続したものである。図１９の回
路は、コンデンサＣ16，Ｃ26，インダクタンスＬ16，Ｌ
26を並列にしたタンク回路と抵抗Ｒ15，Ｒ25との直列回
路をダイオードＤ11，Ｄ21にそれぞれ直列に接続したも
のである。

【００４９】これらの回路では、抵抗Ｒ15，Ｒ25にそれ
ぞれ並列または直列に接続した回路が周波数に依存した
インピーダンスを持ち、ダイオードＤ11，Ｄ21を通過す
る信号の帯域特性が異なる。ダイオードＤ11，Ｄ21で発
生する歪は周波数に依存したものになり、これが減衰器
１１０，減衰器２１０と合波され、トランスＴ１４を介
して出力される。したがって、この出力は周波数に依存
した歪をもつものになり、次段の回路の周波数に依存し
た歪をキャンセルすることになる。

【００５０】図１６〜１９などは、図８についての変形
例だが、図４，９の構成においても同様に変形できる。

【００５１】図２０は、歪発生回路において発生する歪
に周波数依存性を持たせる例をを比較して示したもので
あり、３２５．２５ＭＨｚ，５４７．２５ＭＨｚにおい
て、ダイオードＤ11，Ｄ21へのバイアス電圧Ｂ１，Ｂ２
に対する相互変調３次歪ＣＴＢの変化を示したものであ
る。ここで、破線は、図９の回路と等価な回路（図２
１）の結果を示し、実線は、これのダイオードＤ11，Ｄ
21に共振回路を直列に接続した図２２の回路についての
結果を示したものである。コンデンサＣ16，Ｃ26，イン
ダクタンスＬ16，Ｌ26からなる共振回路をいれることに
より相互変調３次歪ＣＴＢの周波数依存性が変化し、回
路定数を調節してより最適な補償が可能になっている。

【００５２】上述した本発明の歪発生回路は様々な応用
が可能であり、つぎにこの応用例を説明する。

【００５３】図２３に示す応用例は、本発明の歪発生回
路１０１の歪に周波数依存性を持たせる場合の例であ
り、歪発生回路１０１には、図４，８，９，１３，２１
に示した周波数依存性のないものを用い、歪発生回路１
０１の入力及び出力にそれぞれフィルタ９１９ｂ，９１
９ａを設けている点に特徴がある。

【００５４】フィルタ９１９ｂには、所定の傾斜の周波
数特性を持たせ、フィルタ９１９ａにはこれと逆の傾斜
の周波数特性を持たせている。これらのフィルタは、例
えば、傾斜した特性、バンドパス特性、バンドエリミネ
ーション特性などの特性を持たせるとすれば、Ｒ，Ｌ，
Ｃで構成可能である。ここでは、Ｒ，Ｃで構成し、所定
の傾斜を持たせるものとして説明する。

【００５５】図２３の回路に周波数分割多重信号を与え
ると、まず、フィルタ９１９ｂによって周波数の高いも
のの信号レベルが低いものよりも大きくなる。これが、
歪発生回路１０１に与えられて相互混変調歪成分が発生
する。この歪成分は、フィルタ９１９ｂを通過している
ことから、フィルタ９１９ｂがない場合とは異なった分
布で現れ、フィルタ９１９ａを通ることでその周波数特
性に応じた出力になる。一方、この出力の基本波成分
は、フィルタ９１９ａを通ることでフィルタ９１９ｂの
傾斜をキャンセルして入力と同じレベルの分布を持つも
のになる。そして、これらが次段の歪補正の対象となる
回路９０１（例えば図１０の光送信機９０１のように非
線形な入出力特性を持つもの）に与えられ、回路９０１
の非線形性をリニアなものに改善する。

【００５６】図２４，２５は、この分布の現れ方を２の
周波数ｆ₁，ｆ₂の多重信号の場合を例にこれらを比較
して模式的に示したものである。図２４はフィルタ９１
９ｂに右下がりの傾斜を持たせた場合、そして、図２５
はフィルタ９１９ｂに右下がりの傾斜を持たせた場合に
ついて基本波とそれによって歪が生じるようすを示して
いる。

【００５７】同じレベルの周波数ｆ₁，ｆ₂の信号を入
力から与えると（図２４（ａ））、フィルタ９１９ｂを
通った信号は右下がりのチルトがかかり（図２４
（ｂ））、歪発生回路１０１で相互混変調歪が与えられ
る。チルトがある場合の相互混変調歪成分は「ＣＨＶシ
ステム技術講座／吉田進著（共同聴視出版）ｐ５６〜ｐ
５８」に記載されており、フラットの時のその歪率Ｋ，
周波数ｆ₁のチルト量ａ，周波数ｆ₂のチルト量ｂ，そ
の歪みの周波数のチルト量ｘをもちいて相互混変調歪率
が記述される。

【００５８】そして、フィルタ９１９ａを通ることで、
周波数ｆ₁，ｆ₂の信号は同じレベルになり、また、高
周波側の歪成分が低周波側よりも相対的に大きくなって
回路９０１に出力される（図２４（ｃ））。例えば、周
波数ｆ₂±ｆ₁の歪成分についていえば、周波数ｆ₂＋
ｆ₁の歪成分の方が周波数ｆ₂−ｆ₁のものよりもレベ
ルが相対的に大きいものになって出力される。

【００５９】図２５はフィルタ９１９ｂに右上がりの傾
斜を持たせた場合のものである。この場合の動作も上記
図２４の場合と同様であるが、フィルタの特性の相違が
現れる。同じレベルの周波数ｆ₁，ｆ₂の信号を入力か
ら与えると（図２４（ａ））、フィルタ９１９ｂを通っ
た信号は右上がりのチルトがかかる（図２５（ｂ））。
フィルタ９１９ａを通ることで、周波数ｆ₁，ｆ₂の信
号は同じレベルになり、また、低周波側の歪成分が高周
波側よりも相対的に大きくなって次段の回路９０１に出
力される（図２５（ｃ））。

【００６０】このように、歪発生回路１０１の入出力に
互いに逆の特性の所定の周波数特性を持つフィルタを設
けることで、基本信号の相対的なレベルを変えずに歪発
生回路１０１で得られる歪成分に対しフィルタ９１９ｂ
に応じた周波数依存性を持たせることができる。そのた
め、次段の回路９０１の非線形性に周波数依存性があっ
たとしても、フィルタ９１９ｂの特性をそれに応じたも
のにしておくことで周波数依存性がキャンセルされ、次
段の回路９０１の非線形性をよりリニアなものに改善す
ることができる。

【００６１】このように、基本信号については広い範囲
で平坦な周波数特性をもつとともに歪成分については周
波数依存性を持せることができ、大信号動作でも、歪補
正の対象となる回路に周波数依存性をもつ非線形性の改
善をなし得る。また、前述の従来例のような並列型の回
路構成との比較から明らかなように、遅延線の位相調整
を必要とせず、簡単な回路構成で周波数依存性をもつ非
線形性の改善が可能である。そのため、ＣＡＴＶなどの
多重アナログ画像信号のように高周波広帯域の信号伝送
に有利に用いることができる。

【００６２】図２６の応用例は、２の歪発生回路１０１
ａ，１０１ｂを直列に接続した場合の例を示したもので
あり、図２７は、図８の歪発生回路を２つ用いて構成し
た場合を例に具体的な回路構成を示したものである。歪
発生回路１０１ａ，１０１ｂは、それぞれバイアス点を
独立に調整可能であり、歪成分をより微妙に調節でき
る。そのため、歪補正の対象となる回路の補償をより微
妙に行うことができる。

【００６３】例えば、歪発生回路１０１ａのダイオード
のバイアス点をバランスすると、前述したように２次歪
に代表される偶数次の歪が非常に小さく抑えられ、歪発
生回路１０１ａは３次歪に代表される奇数次の歪を調整
する回路になる。歪発生回路１０１ｂのダイオードのバ
イアス点をアンバランスにすると、歪発生回路１０１ｂ
は２次歪に代表される偶数次の歪が強調され、この歪を
調整する回路になる。歪発生回路１０１ａ，１０１ｂを
それぞれ独立に調整することにより、偶数次及び奇数次
がそれぞれ調整されることになり、歪の補償をより微妙
に行われるのである。なお、純粋に偶数次の歪を調整す
るとすれば、歪発生回路１０１ｂの分配器Ｔ１４を非反
転のものにし（図２（ｄ））、ダイオードのバイアス点
をバランスさせてもなし得る。

【００６４】さらに、周波数依存性をもつ非線形性の改
善を行うには、前述したように、入出力に互いに逆の特
性を持つフィルタを設けたり、図２８に示すように、入
力及び段間にフィルタ９１９ｃ，フィルタ９１９ｄを設
け、これらの総合特性の逆の特性を持つフィルタ９１９
ａを出力に設けるようにしても良い。

【００６５】図２９の応用例は、同じ構成をもつ２の歪
発生回路１０１ａ、１０１ｂを並列した場合の例を示し
たものであり、歪発生回路１０１ａ，ｂが独立に調整可
能であることを利用したものである。

【００６６】分波器３１０ａで歪発生回路１０１ａ、１
０１ｂに分岐し、回路１０１ａ、１０１ｂではそのバイ
アス点に応じた歪を与えられる。そして歪発生回路１０
１ａ、１０１ｂからの信号は、合波器３１０ｂで合波し
て出力される。

【００６７】図３０は、図８の歪発生回路を２つ用いて
構成した場合を例に具体的な回路構成を示したもので、
分波器３１０ａ、及び合波器３１０ｂはトランスを用い
て構成し、７５Ωの入出力インピーダンスをマッチング
をとるとともに、分波器３１０ａは回路１０１ａ、１０
１ｂに同じレベルで信号を与えるようになっている。歪
発生回路１０１ａ、１０１ｂは、図２６の場合と同様
に、それぞれバイアス点を独立に調整可能であり、発生
する歪成分をより微妙に調整できる。ダイオードのバイ
アス点をバランスすれば主に奇数次の歪が発生し、バラ
ンスさせなければ偶数次を含む歪が発生することにな
る。こうして歪補正の対象となる回路の補償をより微妙
に行うことができる。

【００６８】また、図３１は、図２９の歪発生回路１０
１ａ，１０１ｂの入出力に互いに逆の特性を持つフィル
タ９１９ａ，９１９ｂを設けたもので、図２８の場合と
同様に周波数依存性をもつ非線形性の改善を行い得る。

【００６９】本発明の歪発生回路は、様々な変形がさら
に可能である。

【００７０】例えば、分配器１４０については、ダイオ
ードＤ11及び減衰器１１０の側からの信号を反転するも
のについて示したが、ダイオードＤ21及び減衰器２１０
の側からの信号を反転するものとしても良い。また、分
配器１４０は一方を反転して合波するものについて示し
たが、反転しないで合波するものにしても良い。この場
合は、歪発生回路の入出力特性は図２の（ｃ）にかえて
（ｄ）の特性で模式的に示されるものになる。即ち、奇
数波成分にかえて偶数波成分が強調されたものになる。

【００７１】減衰器については、周波数特性を平坦にす
るために抵抗で減衰器を構成したが、減衰器に周波数依
存性を持たせるならば、コンデンサやコイルを組み合わ
せても良い。

【００７２】また、非線形素子にダイオードを用いた
が、使用する周波数が比較的低いものであったり、うま
く作れれば、他の素子を用いることも可能である。

【００７３】また、分配器についても、バルーントラン
スで構成したが、増幅器及び反転増幅器を組み合わせて
も良い。

【００７４】

【発明の効果】以上の通り本発明の歪発生回路によれ
ば、大振幅入力において信号が減衰器及び非線形素子に
分配され、不要な高調波歪みの発生を抑えうるので、良
好に所望の歪みを与えることができる。特に、回路構成
を簡単にして実現することが可能であり、様々な応用が
可能で、良好な動作をうることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の歪発生回路の構成例についてその概要
を示した図。

【図２】本発明の歪発生回路の動作を模式的に示した
図。

【図３】歪発生のようすを模式的に示した図。

【図４】本発明の歪発生回路をπ型減衰器で構成した場
合の回路図。

【図５】図４の回路の出力波形を示す図。

【図６】図４の回路の出力波形の高調波成分を示す図。

【図７】図４の回路の出力波形の高調波成分を示す図。

【図８】本発明の歪発生回路をπ型減衰器で構成した場
合の回路図。

【図９】本発明の歪発生回路をＴ型減衰器で構成した場
合の回路図。

【図１０】歪補正の測定系の構成例を示す図。

【図１１】２次歪補正の測定結果の一例を示す図。

【図１２】３次歪補正の測定結果の一例を示す図。

【図１３】図８の歪発生回路のダイオードに抵抗を挿入
した場合の回路図。

【図１４】歪補正の測定系の構成例を示す図。

【図１５】図１３の挿入した抵抗をかえたときの３次歪
補正の測定結果の一例を示す図。

【図１６】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。

【図１７】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。

【図１８】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。

【図１９】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。

【図２０】歪発生に周波数依存性を持たせたときと持た
せないときの３次歪補正の測定結果の一例を比較して示
す図。

【図２１】歪発生に周波数依存性を持たせないときの本
発明の歪発生回路の構成例を示す図。

【図２２】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。

【図２３】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の応用例を示す図。

【図２４】図２３の構成をとった場合の動作の一例を模
式的に示す図。

【図２５】図２３の構成をとった場合の動作の一例を模
式的に示す図。

【図２６】歪発生を独立に調整し得るようにしたときの
本発明の歪発生回路の応用例を示す図。

【図２７】図２６の構成の具体的な回路例を示す図。

【図２８】図２６の構成で歪発生に周波数依存性を持た
せたときの本発明の歪発生回路の応用例を示す図。

【図２９】歪発生を独立に調整し得るようにしたときの
本発明の歪発生回路の応用例を示す図。

【図３０】図２６の構成の具体的な回路例を示す図。

【図３１】図２６の構成で歪発生に周波数依存性を持た
せたときの本発明の歪発生回路の応用例を示す図。

【図３２】従来例を示す図。

【図３３】従来例を示す図。

【符号の説明】

１１０，２１０…減衰器、１１４，２１４…バイアス回
路、１３０，１４０…分配器、Ｄ11，Ｄ12…ダイオー
ド、１０１，１０１ａ，１０１ｂ…歪発生回路、９１９
ａ，９１９ｂ…フィルタ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】外部からの入力信号を、互いに反転した
第１の信号及び第２の信号に分配する第１の手段と、前記第１の信号に歪みを与える第２の手段と、前記第２の信号に歪みを与える第３の手段と、前記第２の手段からの信号と前記第３の手段からの信号
とを合波して出力する第４の手段とを有し、前記第２の手段及び前記第３の手段は、減衰器と非線形
素子とが並列に接続されて構成されている歪発生回路。
【請求項２】前記第４の手段は前記第２の手段からの
信号と前記第３の手段からの信号とをいずれか一方を反
転させて合波することを特徴とする請求項１記載の歪発
生回路。
【請求項３】前記第１の手段及び前記第４の手段は、
反転トランスで構成されることを特徴とする請求項１記
載の歪発生回路。
【請求項４】前記減衰器は、複数の抵抗で構成された
ものであることを特徴とする請求項１記載の歪発生回
路。
【請求項５】前記第２の手段及び前記第３の手段は、
所定のバイアスがあたえられたダイオードを前記非線形
素子として構成されていることを特徴とする請求項１記
載の歪発生回路。
【請求項６】前記ダイオードに直列に接続された抵抗
をさらに有することを特徴とする請求項５記載の歪発生
回路。
【請求項７】前記抵抗と直列または並列に接続される
とともに、所定の周波数依存したインピーダンス変化を
持つインピーダンス回路をさらに有することを特徴とす
る請求項６記載の歪発生回路。
【請求項８】前記インピーダンス回路は、抵抗，容
量，インダクタンスのいずれか少なくとも２つが並列ま
たは直列に接続されて構成されていることを特徴とする
請求項６記載の歪発生回路。
【請求項９】前記請求項１乃至６いずれか記載の歪発
生回路と、この歪発生回路の入出力それぞれに互いに逆の周波数特
性を持つフィルタ回路とを有することを特徴とする歪発
生回路。
【請求項１０】前記請求項１乃至８いずれか記載の歪
発生回路が、少なくとも２段直列に接続されて構成され
ていることを特徴とする歪発生回路。
【請求項１１】前記請求項１乃至６いずれか記載の歪
発生回路が、少なくとも２段直列に接続され、その入力
に所定の周波数特性を持つ少なくとも１のフィルタを介
して構成され、その出力に前記周波数特性の総合特性と逆の特性を持つ
フィルタを有することを特徴とする歪発生回路。
【請求項１２】前記請求項１乃至８いずれか記載の歪
発生回路が、少なくとも２段並列に接続され、これらの回路の入力それぞれに前記入力信号を分岐して
それぞれに与えるとともに前記回路の出力を合波して出
力するように構成されていることを特徴とする歪発生回
路。
【請求項１３】請求項１乃至１２いずれか記載の歪発
生回路において、その入出力インピーダンスの整合がとられていることを
特徴とする歪発生回路。