JP2000201029A - 歪み補正装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 増幅器の奇数次歪みを安価に補正すること。 【解決手段】伝送路に双方向性トランス２００を挿入す
る。その１次コイルの両端を入出力とし、２次コイルの
両端には歪み発生回路３００を接続する。歪み発生回路
３００は、順逆両方向に並列に接続されたショットキー
ダイオード３１０，３２０とバイパス回路３４０及び歪
み量調整回路で構成する。この構成により合成電流電圧
特性が形成され、２次コイル上で同相の奇数次高調波が
付加される。そして、１次コイルに伝達され入力信号と
合波される。その結果、同相の奇数次高調波を有した歪
み付加信号となる。一方、増幅器の入出力電流電圧特性
も非線形特性を有し、その信号には逆相の奇数次高調波
が付加される。この逆相と同相の奇数次高調波が合波さ
れるので、互いに相殺して、それによる奇数次歪みが補
正される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、増幅器の入力側又
は出力側に設けられ、増幅器と併用することによって信
号の高調波歪みである３次歪みを補正する歪み補正装置
に関する。特にＣＡＴＶの送信端および中継器に用いら
れ、複合３次歪（以降、ＣＴＢ）を除去する増幅器に適
用できる。

【０００２】

【従来の技術】従来より、トランジスタを用いた増幅器
には入出力特性に非線形性が存在し、出力波形に歪みを
伴うことが知られている。例えば、図１０（ａ）に示す
入力波に対して、正期間が圧縮・負期間が伸長された出
力波形（図１０（ｂ））又はその逆の形状を示す出力波
形（図１０（ｃ））、或いは正期間・負期間ともに圧縮
された出力波形がある。それは、トランジスタの入力電
圧に対する出力電流の特性が図１１に示すように、中央
電圧に対して高い領域も低い領域も共に傾斜が緩くなる
特性があるためである。尚、図１１は通常用いられてい
る非飽和領域の非線形性を説明するために誇張して表示
されており、図１０の歪み波形も誇張されて表示されて
いる。

【０００３】一般に、増幅器の入出力特性（図１１）に
おいて、バイアス電圧ＶＢ１を中心に振幅△Ｖの入力電
圧を与えると、バイアス電圧に対応する出力電流を基準
とする出力Ｉは、ＶＩ特性のバイアス点でのテイラー展
開の３次の項までを表記すれば、次式のようになる。

【数１】 Ｉ＝Ａ₁ △Ｖ±Ａ₂ （△Ｖ）² −Ａ₃ （△Ｖ）³ （１） 但し、Ａ₁ ，Ａ₂ ，Ａ₃ は正とする。

【０００４】この△Ｖに関する２乗の項から２次歪みが
発生し、△Ｖに関する３乗の項から３次歪みが発生す
る。従って、一般に角周波数ωの信号△Ｖを入力する
と、すなわち上式に△Ｖ＝cos ωｔで表せられる周期関
数を代入すると、出力電流Ｉに対応した出力電圧Ｖは次
式で表される。但し、出力Ｖは、バイアス電圧に対応し
た出力電圧を基準にした電位である。

【数２】 Ｖ＝ａ₀ ＋ａ₁ cos ωｔ±ａ₂ cos ２ωｔ−ａ₃ cos ３ωｔ （２） 但し、ａ₁ ，ａ₂ ，ａ₃ は正とする。高調波のうち、特
に２次、３次の高調波はその係数が大きいため１次の基
本波に影響を及ぼす。これが波形歪みの主原因となり、
他のチャンネルに歪みが付与される原因となる。

【０００５】尚、上記（２）式においては、任意の単一
周波数に関して表現されているが、多数の周波数の信号
を入力信号とすれば、（１）式の２乗の項、３乗の項か
らそれぞれ２次歪み、３次歪みが発生し、狭義の意味で
の２次高調波（２ω）、３次高調波（３ω）の他、２次
相互変調（ω₁ ±ω₂ 等）、３次相互変調（２ω₁ ±ω
₂ 、ω₁ ±２ω₂ 等）、混変調（ω_1,ω₂ ）が生じる。
しかし、これらの相互変調は２乗の項、３乗の項から一
定比率で生じる成分であるため、２次歪み、３次歪みの
キャンセルに関して、２次高調波（２ω）、３次高調波
（３ω）で代表させてそれらがキャンセルされれば、全
ての２次歪み成分、全ての３次歪み成分がキャンセルさ
れることになる。従って、任意の単一周波数を入力信号
とした場合において、２次高調波（２ω）、３次高調波
（３ω）を補正するように調整すれば、２次歪み、３次
歪みは補正される。

【０００６】図１１のＶＩ特性においてバイアス点を変
曲点に設定すれば、（２）式の２次の係数ａ₂ は零とみ
なせる。又、２次の歪み補正は別の手段で実行するとし
て、ここでは、３次歪み成分のみを考慮する。即ち、図
１１のＶＩ特性（非線形）における上記変曲点の存在
は、非線形特性が基本波に対して常に逆の係数を有する
３次高調波を生成させることを意味する。即ち、増幅器
の非線形特性は常に基本波を正期間・負期間ともに圧縮
させる作用をする。ここに、基本波と３次高調波との位
相関係において、基本波が正の最大値をとるときに、３
次高調波が正の最大値をとる場合を同相といい、逆に、
基本波が正の最大値をとるときに、３次高調波が負の最
大値をとる場合を逆相という。換言すれば、１次の項の
係数と３次の項の係数とが同符号の場合には、３次高調
波は基本波と同相関係（正・負期間とも伸長）となり、
異符号の場合には、逆相関係（正・負期間とも圧縮）と
なる。

【０００７】ここで、（２）式の１次と３次の項のみを
考慮すると、出力Ｖは次式で表される。

【数３】 Ｖ＝ａ₀ ＋ａ₁ cos ωｔ−ａ₃ cos ３ωｔ （３） 但し、ａ₁ ，ａ₃ は共に正とする。尚、トランジスタを
反転増幅器として使用する場合は、（３）式において、
１次の項と３次の項の係数に−１がかけられる。

【０００８】そして、上記３次の高調波による歪み（以
下、３次歪み）を除去すれば、増幅器の歪みを補正する
ことができる。従来より、この３次高調波による歪みを
除去する歪み補正装置が考案されている。その原理は、
増幅器に入力する前に入力信号に歪みを与え、増幅器に
よってその歪みを相殺させる、あるいは増幅器によって
発生した歪みを後段の回路で発生させる歪みによって相
殺させるものである。つまり、増幅器により発生する歪
み成分と逆位相の歪み成分を発生させる回路を増幅器の
前段あるいは後段あるいは中間部に付加することによっ
て、出力段の歪みを取り除こうとするものである。

【０００９】歪み補正装置の一例として、特開平９−１
０２７１８号公報がある。それは、順方向ダイオードと
逆方向ダイオードとを並列接続した回路を伝送路に直接
挿入したり、プシュプル回路のそれぞれに順方向ダイオ
ードを挿入し、これらの回路で基本波に対して同相の３
次高調波を発生させて、増幅器による３次歪みを補償す
るものである。また他の例として、特開平３−１７９８
０７号公報に記載の高周波増幅器の非線形補償装置があ
る。これは、伝送路を主線路と副線路に分岐し、副線路
側に増幅器、歪み発生装置、振幅調整装置、周波数調整
装置、位相調整装置を設け、両線路を再び結合させるも
のである。これにより、主線路を伝搬する基本波に様々
な高調波を付加し、増幅器による様々な歪みを補償しよ
うとするものである。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかし、特開平９−１
０２７１８号の装置では、３次歪みを補正する場合に、
歪み発生回路がグランドから浮いた構成となるため、バ
イアス回路等とともに装置に実装する際、高周波広帯域
回路において意図しない寄生素子 (分布容量、分布イン
ダクタンス）の影響を受けやすいという問題があった。
又、並列回路を伝搬する基本波を合成している関係上、
並列回路の各枝における遅延時間を同一にする必要があ
り、調整が困難であるという問題がある。又、特開平３
−１７９８０７号公報記載の装置では、副線路に増幅器
を含む様々な回路を挿入しているため、各回路において
反射波の発生や位相回転を生じ、同様に広帯域に渡って
歪み補正を行うことが困難であるという問題がある。従
って、必ずしも高品質な歪み補正ができるものではなか
った。又、実装面でも省スペース化とならず小型化が実
現できなかった。

【００１１】本発明は、上述した問題点を解決するため
になされたものであり、その目的は挿入損失を小さくす
ると共に３次歪み成分を基本波に重畳させるときの位相
調整を容易にすることである。又、１本の伝送線間に挿
入するだけで精度よく３次歪みを補正する低消費電力で
低コストな歪み補正装置を提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに請求項１の歪み補正装置によれば、増幅器の入力側
又は出力側に接続され、増幅器の非線形性による高調波
歪みを補正する歪み補正装置であって、伝送路の信号ラ
インに挿入された１次コイルと、その１次コイルと電磁
結合する２次コイルとから成るトランスと、その２次コ
イルの端子間に並列に接続され奇数次高調波を発生する
歪み発生回路とから成り、その１次コイルの入力と出力
で規定される入出力特性を増幅器の入出力特性の略逆関
数の定数倍としたことを特徴とする。

【００１３】図９は、この発明の構成を示したものであ
る。歪み補正装置１は１次コイル１１と２次コイル１２
と、２次コイル１２に接続された歪み発生回路１４とか
ら成る。この歪み補正装置１の入力をｘ、出力をｙとし
て、その入出力特性をｙ＝ｆ（ｘ）とする。又、歪み補
正装置１の後段に接続されている増幅器２の入力をｙ、
出力ｚとして、その入出力特性をｚ＝ｇ（ｙ）とする。

【００１４】歪み補正装置１と増幅器２とから成る１つ
の系の入力ｘ、出力ｚとの関係は、次式で表される。

【数４】 ｚ＝ｇ（ｙ）＝ｇ（ｆ（ｘ）） （４） 上記の系で歪みが発生しないためには、この系が線形で
あれば良い。よって、次式が成立すれば、出力ｚは、入
力ｘの定数倍となり、歪みは含まれない。

【数５】 ｇ（ｆ（ｘ））＝γｘ （５） 但し、γは定数である。

【００１５】これは、歪み補正装置１の入出力特性の関
数ｆを増幅器２の入出力特性の関数ｇの逆関数の定数γ
倍に設定することを意味する。尚、図９では、歪み補正
装置１を増幅器２の前段に配置しているが、増幅器２の
後段に配置しても同一の関係が成立する。このように、
歪み補正装置の入出力特性ｆを増幅器の入出力特性ｇの
逆関数の定数倍に設定することで増幅器で発生する歪み
を完全に補正することが可能となる。

【００１６】近似的には、次のようにして、逆関数を求
めることができる。関数ｆ、ｇに関して、３次の項まで
テーラ展開すれば、次式のように表現できる。

【数６】 ｆ（ｘ）＝Ｃ₁ ｘ＋Ｃ₂ ｘ² ＋Ｃ₃ ｘ³ （６）

【数７】 ｇ（ｙ）＝Ｄ₁ ｙ＋Ｄ₂ ｙ² ＋Ｄ₃ ｙ³ （７）

【００１７】Ｃ₁ ，Ｄ₁ ≫Ｃ₂ ，Ｄ₂ ≫Ｃ₃ ，Ｄ₃ の元
に、ｚの３次式を係数に関して１次近似すれば、次式で
表現される。

【数８】 ｚ＝Ｃ₁ Ｄ₁ ｘ＋（Ｃ₂ Ｄ₁ ＋Ｃ₁ ²Ｄ₂ ）ｘ² ＋（Ｃ₃ Ｄ₁ ＋Ｃ₁ ³Ｄ₃ ）ｘ³ （８）

【００１８】ここで、２次歪みは小さいとし、３次歪み
が出力ｚにおいて含まれないための条件は、

【数９】 Ｃ₂ Ｄ₁ ＋Ｃ₁ ²Ｄ₂ ≒０ （９）

【数１０】 Ｃ₃ Ｄ₁ ＋Ｃ₁ ³Ｄ₃ ＝０ （１０） である。

【００１９】よって、係数Ｃ₁ ，Ｃ₃ が次式（１１）式
を満たすように歪み補正装置の入出力特性ｆを決定すれ
ば、近似的に増幅器の入出力特性ｇの逆関数の定数倍γ
＝Ｃ ₁ Ｄ₁ とすることができる。

【数１１】 Ｃ₃ ＝−Ｃ₁ ³Ｄ₃ ／Ｄ₁ （１１）

【００２０】更に、より近似された逆関数を求めるに
は、関数ｆ、ｇを多項式近似して、ｚ＝ｇ（ｆ（ｘ））
を求め、変数ｘの範囲において、そのｚとγｘとの誤差
の２乗積分が最小となるように係数を決定すれば良い。

【００２１】上記のように係数を設定するのは、具体的
にはダイオードの非線形性を用いて歪みを発生させる場
合には、そのバイアス電圧を調整すればよい。ダイオー
ドのＶＩ特性は指数関数であるので、バイアス電圧を調
整すれば、その特性の多項式近似における各係数の値を
変化させることができる。

【００２２】又、請求項２に記載の歪み補正装置によれ
ば、増幅器の入力側又は出力側に接続され、増幅器の非
線形性による高調波歪みを補正する歪み補正装置であっ
て、伝送路の信号ラインに挿入された１次コイルと、こ
の１次コイルと電磁結合する２次コイルとから成るトラ
ンスと、この２次コイルの端子間に並列に接続され、奇
数次高調波を発生する歪み発生回路とから成り、増幅器
で生成される奇数次高調波の基本波となす位相関係と逆
位相の関係で、１次コイル上の基本波に対して歪み発生
回路で発生した奇数次高調波を重畳させることを特徴と
する。

【００２３】信号は１次コイルに入力され、所定の分配
比で１次コイルと２次コイルに２分される。２次コイル
には歪み発生回路が接続されており、２次コイル側に分
岐された信号はその歪み発生回路によって入力信号に対
して同相の奇数次高調波が付加される。奇数次高調波が
付加された信号は、１次コイル上で入力信号の基本波に
対して同相で合波される。これにより、当初の入力信号
に、入力信号の基本波に対して同相の奇数次高調波が付
加される。

【００２４】次に、この奇数次高調波を伴った信号は、
例えばトランジスタからなる増幅器に入力される。トラ
ンジスタも入出力関係は通常非線形であり、その出力に
は、出力の基本波に対して逆相の奇数次高調波が生成さ
れる。一方、入力には基本波に対して同相の奇数次高調
波が付加されているので、その線形増幅により出力の基
本波に対して同相の奇数次高調波が含まれる。よって、
増幅器の出力においては互いに位相が反転された２つの
奇数次高調波が合波される。従って、トランスの分配比
によりそれらの発生させる３次高調波の振幅を調整すれ
ば、増幅器の出力における奇数次高調波による歪み成分
を０とすることができる。尚、増幅器が反転増幅器であ
る場合も同様の議論が成立する。反転増幅器の場合は、
基本波とそれに同相の奇数次高調波は反転されるが、共
に反転されるので位相関係は同相となる。反転増幅器
は、この基本波に対しても正・負期間とも圧縮する作
用、即ち逆相の奇数次高調波を発生させるので、上記同
相の奇数次高調波と同相の奇数次高調波は相殺される。
よって、反転増幅器の出力信号に含まれている逆相の奇
数次高調波、即ち奇数次歪みが低減される。

【００２５】請求項２において、基本波とは、広帯域信
号のうちの注目した１つの周波数の信号である。単一の
周波数ωの信号に注目した場合には、非線形特性の２乗
の項から２ω、３乗の項から３ωの高調波が生成され
る。広帯域信号が非線形素子に入力すれば、例えば２
次、３次の相互変調成分が生じる。請求項２の基本波に
対する奇数次高調波は、非線形特性の高次の奇数次項か
ら生ずるスペクトルの代表値の意味で使用されており、
単一の周波数成分ωに対して、それらの奇数次高調波成
分が補償されるように歪み発生回路による歪み発生形態
が調整されれば、高次の奇数次項から生ずる全てのスペ
クトルを補償することができる。従って、請求項２の歪
み発生回路の調整は、全域通過状態にして、請求項２の
ように調整されているという意味である。あるいは、例
えば、増幅器にフィルタが存在し、通過帯域が有限であ
れば、その帯域内における奇数次高調波に注目して調整
されているという意味である。

【００２６】非線形性と周波数スペクトルとの関係につ
いて説明する。広帯域信号をｖ（ｔ）、その周波数スペ
クトル分布（フーリエ変換）をＦ（ω）とする。する
と、ｖ（ｔ）の２乗信号ｖ（ｔ）² の周波数スペクトル
分布（フーリエ変換）Ｗ₂ （ω）は、次式で得られる。

【数１２】 Ｗ₂ （ω）＝∫Ｆ（ω−γ）Ｆ（γ）ｄγ （１２） 同様に、ｖ（ｔ）³ の周波数スペクトル分布（フーリエ
変換）Ｗ₃ （ω）は、次式で得られる。ここで、奇数次
高調波によるスペクトルをＷ₃ （ω）で代表させるもの
とする。

【数１３】 Ｗ₃ （ω）＝∫Ｗ₂ （ω−γ）Ｆ（γ）ｄγ （１３） となる。

【００２７】即ち、２乗信号ｖ（ｔ）² の周波数スペク
トル分布は、信号ｖ（ｔ）の周波数スペクトル分布の１
回の畳込み積分（自己相関関数）となり、ｖ（ｔ）³ の
周波数スペクトル分布は、信号ｖ（ｔ）の周波数スペク
トル分布の２回の畳込み積分、又は、２乗信号ｖ（ｔ）
² の周波数スペクトル分布と信号ｖ（ｔ）の周波数スペ
クトル分布の畳込み積分（相互相関関数）で表される。

【００２８】（１２）式で、ω₀ の単一スペクトルの場
合には、即ち、Ｆ（ω）をδ（−ω ₀ ）、δ（ω₀ ）と
すれば、Ｗ₂ （ω）は、δ（−２ω₀ ）、δ（０）、δ
（２ω₀ ）の３本のスペクトルが得られる。これが、周
波数ω₀ の基本波に対して、２乗の項から２ω₀ の高調
波が得られる理由である。同様に、（１３）式におい
て、ω₀ の単一スペクトルを考えた場合には、Ｗ
₃ （ω）は、δ（−３ω₀ ）、δ（−ω₀ ）、δ
（ω₀ ）、δ（３ω₀ ）の４本のスペクトルが得られ
る。これが、周波数ω₀ の基本波に対して、３乗の項か
ら３ω₀ の高調波と、ω₀ の基本波が得られる理由であ
る。

【００２９】上記の３乗信号のスペクトル成分が増幅器
により発生するとして、３乗信号のスペクトル成分が、
他の非成形素子から出力される３乗信号のスペクトル成
分により、それぞれ、消去される必要十分条件を次に考
える。３乗信号のスペクトル成分が消去される場合に
は、その３乗から生じる全スペクトルが同時に消去され
る。よって、必要十分条件は、任意のＦ（ω）に対し
て、３乗信号の全スペクトルが同時に消去されることで
ある。任意のＦ（ω）に対して成立することは、単一周
波数、即ち、Ｆ（ω）が任意数のδ関数でも成立するこ
とを意味する。任意のＦ（ω）はδ関数の集合と考えら
れるので、３乗信号のスペクトル成分を消去するための
必要十分条件は、単一周波数ω₀ に対して第３高調波３
ω₀ が消去されることである。即ち、第３高調波で３乗
信号のスペクトル分布Ｗ₃ （ω）を代表させることがで
きる。請求項２は、このことを記載しており、請求項２
のように調整されれば、３乗信号のスペクトル成分、又
は、その他の奇数次乗信号のスペクトル成分を、全体的
に消去させることができる。

【００３０】このように２次コイル側に奇数次高調波を
生成する歪み発生回路を設けた１個のトランスを伝送路
に挿入するだけで、増幅器の非線形性による奇数次歪み
を効果的に補正することができる。この時、トランスの
１次コイルと２次コイルの巻き数比により奇数次高調波
の大きさを調整できる。さらに、巻き数比を大きくする
ことで挿入損失を小さくすることができる。このように
プシュプルトランスを２対用いる補償方式ではないた
め、簡便でかつ安価な歪み補正装置となる。又、実装に
て省スペース化ができ小型化・省電力化にも貢献でき
る。

【００３１】又、請求項３の歪み補正装置は奇数次高調
波が３次高調波であり、その歪み発生回路は基本波に対
して同相の３次高調波を発生させる３次歪み発生回路で
あることを特徴とする。増幅器による奇数次歪みは３次
高調波による逆相の３次歪みが顕著である。本発明の歪
み補正装置は、同相の３次高調波を生成する３次歪み発
生器を備えており、この同相の３次高調波が増幅器の逆
相の３次高調波を相殺し補正する。増幅器の最も顕著な
３次歪みを補正するので、最も効果的に奇数次歪みを補
正する歪み補正装置となる。

【００３２】又、請求項４の歪み補正装置は、歪み発生
回路が増幅器を構成するトランジスタの電流電圧特性と
同等の特性を有するダイオードを含むことを特徴とす
る。トランジスタは複数のダイオードから構成され、歪
み発生器のダイオードは、その特性が複数のダイオード
からなるトランジスタの電流電圧特性と同じになるよう
選択される。例えば、応答速度等が同じに選択される。
これにより、この歪み補正装置が増幅器の入力段に接続
される場合は、付加された３次高調波がその増幅器によ
って精度よく相殺される。又、この歪み補正装置が増幅
器の出力段に接続される場合は、増幅器で発生した３次
高調波が、歪み発生回路のダイオードによって精度よく
相殺される。このように同等の電流電圧特性を有するダ
イオードを用いて歪み発生回路が形成されるので、より
効果的に増幅器の非線形性を補正することができる。

【００３３】又、請求項５の歪み補正装置によれば、歪
み発生回路は複数のダイオードを備えており、信号の進
行方向に対して順方向および逆方向に並列に接続されて
いる。トランスによって分岐された信号が、正の場合は
主に順方向のダイオードが作用し同相の３次高調波が付
加される。また上記信号が負の場合は、主に逆方向に接
続されたダオードが作用し同相の３次高調波が付加され
る。両ダイオードは、同等の電流電圧特性を有するもの
が選択されているので、精度のよい同相の３次高調波を
生成することができる。従って、増幅器の入力段に適用
されても、あるいは出力段に適用されても増幅器による
逆相の３次歪みを精度よく補正することができる。よっ
て、高品質な伝送を可能とする。

【００３４】又、請求項６の歪み補正装置によれば、歪
み発生回路は歪み量調整手段を有し、上記複数のダイオ
ードはその歪み量調整手段に接続されていることを特徴
とする。歪み量調整手段は、例えばトランスの１次コイ
ルと２次コイルの巻き数比、又は歪み発生回路に並列に
接続されたハイパスフィルタであり、上記歪み発生回路
に流れる信号レベルを調節する。歪み量は、歪み発生回
路、例えばダイオードを流れる信号レベルに比例する。
これにより、歪み量が調整できる。よって、歪み量調整
手段によって、併用する増幅器に合わせて歪み量を調節
すれば、さらに精度良く奇数次歪みを補正することがで
きる。その結果、更に高品質な伝送が可能となる。

【００３５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。尚、本発明は下記実施例に
限定されるものではない。一般に、増幅器による奇数次
歪みは３次高調波による３次歪みが顕著である。本実施
例では、３次高調波とそれによる３次歪みを同一意味に
使用し、この３次歪みを補正する歪み補正装置を説明す
る。又、本実施例に使用する３次歪みの補正方法は、奇
数次歪みの補正方法にも拡張して使用できる。 （実施例）図１に本発明の歪み補正装置の構成ブロック
図を、図２にその回路図を示す。本発明の歪み補正装置
は、結合用トランスであるトランス（以降、単にトラン
ス）２００とそのトランス２００の２次コイルに接続さ
れた歪み発生回路３００から構成される。本実施例で
は、後述する反転増幅器４００（図４）の入力段に接続
される。

【００３６】トランス２００はトロイダルフェライトコ
アに導線を巻き付けたものであり１次側、２次側とも巻
き線数が６ターンである。信号強度は巻き線比に応じて
分岐され、双方向に伝達される（図２）。又、歪み発生
回路３００は、主にショットキーダイオード３１０、３
２０とそれに直流のバイアス電圧をかけるバイアス回路
３３０および信号を分流するバイパス回路３４０から構
成される。このショットキーダイオード３１０、３２０
と、歪み量調整用の可変抵抗ＶＲ１を含むバイパス回路
３４０は並列に接続され、歪み調整手段である抵抗Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３によってショットキーダイオード３１
０、３２０に流れる信号電流が調整される構成である。
この構成により後述する合成電流電圧特性が作成され、
本実施例ではこの合成電流電圧特性曲線（以降、合成特
性曲線）を利用して歪み補正が行われる。

【００３７】又、バイアス回路３３０はコイルＬ１、調
整抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３から構成され、それらを介して
例えばＶＢ１＝１２．２１Ｖのバイアス電圧がショット
キーダイオード３１０、３２０にかけられる。バイアス
電流は、コイルＬ１，調整抵抗Ｒ１、ショットキーダイ
オード３１０、３２０、直流負荷抵抗Ｒ２を流れ、ショ
ットキーダイオード３１０、３２０を動作させる。ここ
に、直流負荷抵抗Ｒ２は、例えば１０ｋΩであり、交流
信号阻止用のコイルＬ１は、例えば３．３μＨである。
尚、Ｃ０は直流カット用のコンデンサである。

【００３８】又、信号を分流させるバイパス回路３４０
は、２２００ｐＦのコンデンサＣ１と５００Ωの可変抵
抗ＶＲ１から構成される。この値は、ＣＡＴＶ周波数帯
（数百ＭHZ）を通過させ、その両端に電圧が発生するよ
うに設定されている。上記の様に、この可変抵抗ＶＲ１
と、ショットキーダイオード３１０、３２０に接続され
た調整用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、ダイオードに流れる
信号レベルを調整する。ダイオードによって付加される
歪み量は、ダイオードに流れる信号電流に比例するの
で、接続するトランジスタの３次高調波歪みに応じて、
それらの値が選択される。例えば、ショットキーダイオ
ード３１０、３２０によって、大きく３次歪みを付加し
ない場合は、例えば、可変抵抗ＶＲ１を小さくしてショ
ットキーダイオード３１０、３２０に流れる電流を小さ
くする。又は、他の抵抗値を大きくしてバイアス電流を
小さくしてダイオードによる歪み付加効果を低減させ
る。又、逆に大きく３次波歪みを付加する場合は、可変
抵抗ＶＲ１を大きくしてショットキーダイオード３１
０、３２０に流れる電流を大きくし、その効果を増加さ
せる。以降、一連のＶＲ１、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を歪み量
調整回路と記す。歪み量調整回路は図３に示すＶＩ特性
を変化させ、３次高調波の係数ａ₃ の大きさを変化させ
ることができる。

【００３９】ショットキーダイオード３１０、３２０と
バイパス回路３４０による合成特性曲線ｃを図３に示
す。この合成特性曲線ｃに従って動作し、３次歪みが付
加される。その動作点を図３（ａ）に示す。動作点は、
バイアス回路負荷直線ｂとダイオード特性曲線ａとの交
点である。バイアス電圧ＶＢ１は、この点を通る様に設
定され、このバイアス電圧ＶＢ１を中心に信号が入力さ
れる。この合成特性曲線をバイアス点ＶＢ１でテーラ展
開した多項式において、一次の係数と３次の係数は共に
正であることが図３（ｂ）の特性図から理解される。即
ち、入力信号の正期間・負期間とも伸長される。入力信
号に対する出力Ｖは増幅器の非線形性を表した（３）式
と類似の（１４）式で表される。

【００４０】

【数１４】 Ｖ＝＝ａ^' ＋ａ₁ ^' cos ωｔ＋ａ₃ ^' cos ３ωｔ （１４） この回路では、１次の項の係数も、３次の項の係数も共
に正である。これは、基本波に対して同相の３次高調波
を生成することを意味する。

【００４１】続いて、歪み付加過程を、図１〜図３を用
いて信号の流れに従って説明する。図１の入力端子１０
から入力されたＣＡＴＶ信号は例えば、Ｖ＝Ｖ₀ cos ω
ｔで表され、トランス２００によって同相で分岐され
る。その分岐比をｒとすると１次コイル側の信号は（１
−ｒ）^1/2 Ｖ₀cosωｔ、２次コイル側の信号はｒ^1/2 Ｖ
₀ cos ωｔとなる。分岐された２次コイル側の信号ｒ
^1/2 Ｖ₀ cos ωｔは、直流遮断用コンデンサＣ０を通過
し、バイパス回路３４０およびショットキーダイオード
３１０、３２０を流れる。この時の信号電圧と電流の関
係は、図３の合成特性曲線から求められる。

【００４２】入力波形は、図３に示す動作点であるバイ
アス電圧ＶＢ１を中心にした信号電圧（△Ｖ＝ｋｒ^1/2
Ｖ₀ cos ωｔ、ｋ：比例定数）である。ここで ｋは、
歪み量調整回路による分流比例定数。そして、両端にバ
イアス電圧ＶＢ１を中心にＣＡＴＶ信号の電圧△Ｖが付
加されると、信号電流は図３（ｂ）の合成特性曲線ｃ
（非線形関数）に従い、基本波と同相の３次高調波が付
加される。その結果、信号の正期間・負期間ともにピー
ク近傍で外側に伸長した電流歪となる（図３（ａ））。

【００４３】数式表現では、以下のようになる。図３
（ｂ）のＶＢ１を原点と考える電流電圧曲線をテイラー
展開し、入力された分岐信号を△Ｖ＝ｋｒ^1/2 Ｖ₀ cos
ωｔとすると、その出力はＶ≒ｒ^1/2 ｋＶ₀ cos ωｔ＋
αＶ₀ ³ cos３ωｔで近似される。但し、２次成分は小さ
いとして無視している。ここに、αは（ｒ^1/2 ｋ）³ で
あり（比例定数）、αＶ₀ ³ cos３ωｔが３次高調波であ
る。これらの歪みが付加された信号は、次いでトランス
２００の２次コイルから１次コイルへと同相で伝達され
る。よって、ｒ^1/2 ｋＶ₀cosωｔ＋αＶ₀ ³ cos３ωｔの
信号が伝達される。

【００４４】一方、トランス２００の１次コイルには、
２次側に分岐された残り成分（１−ｒ）^1/2 Ｖ₀ cos ω
ｔが存在する。よって、１次コイル上ではこの残り成分
（１−ｒ）^1/2 Ｖ₀ cos ωｔと上記の信号とが付加され
る。その結果、その出力は次式で表わされる。

【数１５】 Ｖｅ＝（（１−ｒ）^1/2 ＋ｒ^1/2 ｋ）Ｖ₀ cos ωｔ＋αＶ₀ ³ cos３ωｔ （１５） となる。この式から理解されるように、１次の係数と３
次の係数とは共に正であり、基本波に対して同相で３次
高調波が付加される。従って、基本波の正期間・負期間
が共に伸長された、歪みを伴った信号が出力される。

【００４５】この歪みを伴った信号は、図４に示す反転
増幅器４００に入力される。従って、歪みを伴った（１
５）式で表される信号Ｖｅが入力されると、基本波
（（１−ｒ）^1/2 ＋ｒ^1/2 ｋ）Ｖ₀ cos ωの反転信号−
（（１−ｒ）^1/2 ＋ｒ^1/2 ｋ）Ｖ ₀ cos ωに対して逆相
の正の３次高調波＋βＶ₀ ³cos ３ωｔが発生する。ここ
で、βはトランジスタに固有の歪み係数である。又、信
号Ｖｅの３次高調波成分＋αＶ₀ ³ cos３ωｔは反転増幅
されて、−α’Ｖ₀ ³ cos３ωｔの３次高調波が反転増幅
器４００から出力される。

【００４６】即ち、反転増幅器４００の出力では＋βＶ
₀ ³cos ３ωｔの３次高調波と、−α’Ｖ₀ ³ cos３ωｔの
３次高調波が合波される。この合波において、＋βＶ₀ ³
cos３ωｔと−α’Ｖ₀ ³ cos３ωｔとは周波数は同一
で、位相が反転している。よって、両者が同等になるよ
うに分岐比ｒ，及び分流比ｋを選べば、反転増幅器４０
０の出力からの３次歪みをほぼ相殺することができる。
又、反転増幅器４００は、例えば１段のトランジスタか
ら構成されており、そのトランジスタは内部構造として
ＰＮ接合からなるダイオードを有している。従って、歪
み発生回路３００に使用するショットキーダイオード３
１０、３２０の特性をそのトランジスタの特性（それを
構成するダイオードの特性）と等しくして、例えば応答
速度等の特性を等しくすれば、より精度よく３次歪みを
補正することができる。

【００４７】反転増幅器４００に対する入出力波形（図
５）で説明すれば、これは抵抗ＶＲ１、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
３およびショットキーダイオード３１０、３２０による
合成特性曲線によって伸長された入力波形が、増幅器の
有する非線形性によって逆に圧縮され、出力波形は正常
値に補正されることを示している。これにより、３次歪
みが補正されて、出力端子２０から取り出される（図
１）。

【００４８】出力端子２０（図１）で出力された信号の
測定結果を図６のグラフに示す。縦軸に複合３次歪み
（ＣＴＢ歪み）の信号レベルを、横軸に入力周波数を示
す。Ａが増幅器のみのＣＴＢ歪みレベル、Ｂが本発明の
歪み補正装置を増幅器の入力段に付加した場合のそれで
ある。ＣＴＢ歪みレベルは約５〜１０ｄＢ改善されてい
る。以上のように、１個の双方向性分岐トランス２００
にショットキーダイオード３１０、３２０および歪み調
整回路から構成される歪み発生回路３００を付加するこ
とによって、省電力であるとともに小型で安価な歪み補
正装置が実現できる。

【００４９】（変形例）以上、本発明を表わす１実施例
を示したが、他にさまざまな変形例が考えられる。第１
実施例では、本発明の歪み補正装置を増幅器の入力段に
接続したが、出力段に接続して増幅器による３次歪みを
補正することもできる。図５に示した様に、トランジス
タのベース電流Ｉｂとコレクタ電流Ｉｃの関係には、線
形領域とその両端に非線形領域が存在する。これによ
り、増幅器の出力には逆相の３次高調波が付加されてい
る。逆に、本発明の歪み補正装置は、入力された信号に
対して同相の３次高調波を付加する。よって、本発明の
歪み補正装置を増幅器の出力段に接続すると、３次高調
波は互いに相され、３次歪みが低減される。即ち、増幅
器の非線形性による３次歪みが補正される。特に、双方
向性分岐トランス２００の分岐比、ショットキーダイオ
ード３１０、３２０への分流比ｋを調整すれば３次歪み
成分はほぼ０に近づけることができる。従って、本発明
による歪み補正装置は増幅器の出力段にも適用できる。

【００５０】又、第１実施例の歪み発生回路３００で
は、ＣＡＴＶ信号が高周波信号であるため順方向電圧が
小さくスッチング速度の早いショットキーダイオード３
１０、３２０を用いたが、ＣＡＴＶ信号に限定しない場
合は他のダイオードを用いてもよい。例えば、ツェナー
ダイオードや整流用のシリコン接合型ダイオードを用い
てもよい。又、ダイオードの非線形性を利用して歪み発
生器を構成したが、増幅器の歪みを相殺するならば、ダ
イオードによらずトランジスタで歪み発生器を構成して
もよい。

【００５１】又、第１実施例では２次コイルを１つ用い
ているが、図８に示すように、２つの並列に接続された
２次コイル、１次コイルを用いてもよい。尚、この場合
のコアは共通である。この時、トランスＡによって分岐
比ｒに分岐された信号ｒ^1/2Ｖ₀ cos ωｔは、１方向に
伝達され歪み発生回路３００によって３次高調波が付加
される。３次高調波が付加された信号は、続いてトラン
スＢによって反転されて伝達され、方向性結合トランス
Ａの出力と合波される。その結果、第１実施例と同じ効
果が得られる。尚、図８の歪み発生回路３００には、バ
イアス回路３３０およびバイパス回路３４０は省略され
ている。

【００５２】その他、様々な変形例が考えられるが、伝
送路に双方向性トランス挿入し、その２次コイルに歪み
発生回路を接続して１次コイル上に奇数次高調波を発生
させ、それにより１次コイル側に接続される増幅器の奇
数次歪みを補正する本発明の主旨に沿うものであればそ
の方式は問わない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る歪み補正装置の構成ブロ
ック図。

【図２】本発明の実施例に係る歪み補正装置の回路図。

【図３】本発明の実施例に係る歪み補正装置の動作を示
す電流電圧特性図。

【図４】本発明の実施例に係る増幅器の回路図。

【図５】トランジスタの入出力特性図。

【図６】本発明の実施例に係わるＣＴＢ歪み改善図。

【図７】トランジスタの入出力特性による信号圧縮図。

【図８】本発明の変形例に係わる歪み補正装置の回路
図。

【図９】本発明による歪み補正方法を説明した説明図。

【図１０】増幅器による歪み波形の説明図。

【図１１】増幅器の電流電圧特性図。

【符号の説明】

２００ 双方向性分岐トランス ３００ 歪み発生回路 ３１０，３２０ ショットキーダイオード ３３０ バイアス回路 ３４０ バイパス回路 Ｃ０ 直流遮断用コンデンサ ＶＲ１，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 歪み調整用抵抗

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】増幅器の入力側又は出力側に接続され、増
   幅器の非線形性による高調波歪みを補正する歪み補正装
   置であって、 伝送路の信号ラインに挿入された１次コイルと、該１次
   コイルと電磁結合する２次コイルとから成るトランス
   と、 前記２次コイルの端子間に並列に接続され、奇数次高調
   波を発生する歪み発生回路とから成り、 前記１次コイルの入力と出力で規定される入出力特性を
   前記増幅器の前記入出力特性の略逆関数の定数倍とした
   ことを特徴とする歪み補正装置。
2. 【請求項２】増幅器の入力側又は出力側に接続され、増
   幅器の非線形性による高調波歪みを補正する歪み補正装
   置であって、 伝送路の信号ラインに挿入された１次コイルと、該１次
   コイルと電磁結合する２次コイルとから成るトランス
   と、 前記２次コイルの端子間に並列に接続され、奇数次高調
   波を発生する歪み発生回路とから成り、 前記増幅器で生成される奇数次高調波の基本波となす位
   相関係と逆位相の関係で、前記１次コイル上の基本波に
   対して前記歪み発生回路で発生した奇数次高調波を重畳
   させることを特徴とする歪み補正装置。
3. 【請求項３】前記奇数次高調波は３次高調波であり、前
   記歪み発生回路は前記基本波に対して同相の３次高調波
   を発生させる３次歪み発生回路であることを特徴とする
   請求項１又は請求項２に記載の歪み補正装置。
4. 【請求項４】前記３次歪み発生回路は、前記増幅器を構
   成するトランジスタの電流電圧特性と同等の特性を有す
   るダイオードを含む回路であることを特徴とする請求項
   ３に記載の歪み補正装置。
5. 【請求項５】前記３次歪み発生回路に用いるダイオード
   は複数であり、信号の進行方向に対して、順方向および
   逆方向に並列に接続されていることを特徴とする請求項
   ３又は請求項４に記載の歪み補正装置。
6. 【請求項６】前記３次歪み発生回路は歪み量調整手段を
   有し、前記複数のダイオードは該歪み量調整手段に接続
   され、３次歪み量が前記増幅器に応じて調整されること
   を特徴とする請求項５に記載の歪み補正装置。