JP6359878B2 - 電力増幅装置 - Google Patents

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Description

本発明は、移動通信やディジタル放送、RFID（Radio Frequency Identification system）、センサネットワーク、ラジオマイク等における送信機から送信される高周波信号の増幅に用いられる電力増幅装置に関する。
携帯電話などの多値ＰＳＫ変調ディジタル方式では、限られた周波数帯域の有効利用を図るため、無線チャネルの間隔を等間隔にするとともに、できるだけ狭く配置している。無線チャネルの間隔が狭いと、無線チャネル間での干渉が発生する。従来から各種の干渉による妨害が問題となり検討されており、その一つとして送信機間の相互変調歪がある。送信機の相互変調歪は、非特許文献１に記されているように、送信機の最終段に設けられた電力増幅装置に、他の電波がアンテナ側から侵入し、希望波との間で相互変調を起こすことにより生じる。
図７Ａは、従来の電力増幅装置７の構成を示す図である。図７Ｂは、相互変調歪が発生するメカニズムを説明するための図である。図７Ａに示すように、電力増幅装置７においては、同相電力分配合成器２０，３０が用いられていた。すなわち、入力端子１１から入力された周波数ｆDの希望波信号は、同相電力分配合成器２０によって、それぞれ電力が等しく、同一の位相を有する２つの信号に分配される。２つの信号は、同一の増幅特性を有し、互いに並列に配置された２個の増幅器６０ａ，６０ｂにおいて増幅される。増幅された信号は、同相電力分配合成器３０において合成され、出力端子１２から出力される。
ここで、図７Ｂに示すように、電力増幅装置７が搭載された送信機Ａに、他の送信機Ｂが送信した周波数ｆＩの妨害波がアンテナを通して侵入した場合、（ｍｆD＋ｎｆI）（ｍ，ｎ＝０，±１，±２，・・・）なる周波数の波が発生し、希望波の周波数ｆD以外の周波数成分は不要波として送信機Ａから送出される。このうち、特に重要な３次の相互変調歪（２ｆD−ｆI）と（２ｆI−ｆD）について考えると、送信機Ａと送信機Ｂとの間の結合減衰量がＬｄＢ増したとき、（２ｆD−ｆI）形の相互変調歪はＬｄＢ、（２ｆI−ｆD）形の相互変調歪は２ＬｄＢ減衰する。したがって、送信機Ａと送信機Ｂとの間の相互変調歪のうち、（２ｆD−ｆI）形の相互変調歪を抑制する対策の重要度が高い。
相互変調歪を軽減するために、増幅器とアンテナとの間に他の送信機からの電波を入りこませないようにするためのアイソレータを挿入する方法が知られている。このアイソレータにおいては、磁石の直流磁界下における酸化物フェライトの旋光性が利用されている。アイソレータを用いる構成は簡易で効果的ではあるが、増幅回路との一体化が困難であること、損失が比較的大きくなること、磁気シールドが必要なため大型になること、低コスト化が困難であること等の問題があった。
非特許文献２には、アイソレータを使用せずに（２ｆD−ｆI）形の３次相互変調歪等を改善した、図８に示す従来の電力増幅装置８が開示されている。電力増幅装置８は、同一の増幅特性を有し、互いに並列に配置された２個の増幅器６０ａ，６０ｂを備えており、増幅器６０ａ，６０ｂの入力側及び出力側は、それぞれハイブリッド５０ａ，７０ａで結合している。ハイブリッド５０ａ，７０ａは、４つの端子を有しており、１つの端子から入力された信号により、お互いに９０°だけ位相がシフトした２信号を出力する。
ハイブリッド５０ａの一方の端子５２ａとハイブリッド７０ａの一方の端子７２ａには、それぞれ無反射終端器５５ａ，７５ａが接続されている。入力端子１１から入力される周波数ｆDの希望波信号は、ハイブリッド５０ａによって電力分配され、それぞれ増幅器６０ａ，６０ｂで増幅された後、ハイブリッド７０ａによって電力合成され、出力端子１２へと出力される。
ここで、出力端子１２から侵入した妨害波と入力端子１１からの希望波との間で起こる相互変調歪について検討する。以下の検討においては、２個の増幅器６０ａ，６０ｂを、次式に従う電流源とみなす。
Ｉ（ωDｔ，ωIｔ）＝ΣＩm, n ｅｘｐ｛ｊ（ｍωD＋ｎωI）ｔ｝ （１）
ただし、Σにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞まで、ωD ＝２πｆD ，ωI＝２πｆI ，ｍ，ｎ＝０，±１，±２，・・・，Ｉm, n＝Ｉ-m, -n ＊（＊は複素共役）とする。
図８の回路において、希望波は、増幅器６０ａ，６０ｂに加わる前に、入力側のハイブリッド５０ａを通過しているので、増幅器６０ａ，６０ｂに入力される分配波は互いにπ／２の位相差を持つ。また、妨害波も、増幅器６０ａ，６０ｂの出力段に到達する前に出力側のハイブリッド７０ａを通過しているので、増幅器６０ａ，６０ｂに到達する分配波は互いにπ／２の位相差を持つ。この点に着目して、図８中に定義されている電流Ｉ1’，Ｉ2’、つまり増幅器６０ａ，６０ｂとハイブリッド７０ａとの間をそれぞれ流れる電流を次式で表す。
Ｉ1’＝Ｉ（ωDｔ，ωIｔ−π／２），Ｉ2’＝Ｉ（ωDｔ−π／２，ωIｔ） （２）
式（１）と（２）より、電流Ｉ1’，Ｉ2’を求めると次式のようになる。
Ｉ1’＝ΣＩm, nｅｘｐ［ｊ｛（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｎπ／２｝］ （３）
Ｉ2’＝ΣＩm, nｅｘｐ［ｊ｛（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｍπ／２｝］ （４）
式（３）、式（４）のΣにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞である。
次に、ハイブリッド７０ａから端子７２ａ及び端子７１ａへと流れる電流Ｉ1，Ｉ2をそれぞれ図８に示すように定義すると、出力側のハイブリッド７０ａによる位相差π／２を考慮して、式（３）と（４）よりＩ１，Ｉ２が次のように求まる。
１）（ｍωD＋ｎωI）＞０に対して
Ｉ1 ＝ΣＩm, n［ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｎπ／２）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｍπ／２−π／２）｝］ （５）
Ｉ2 ＝ΣＩm, n［ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｎπ／２−π／２）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｍπ／２）｝］ （６）
２）（ｍωD ＋ｎωI）＜０に対して
Ｉ1 ＝ΣＩm, n［ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｎπ／２）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｍπ／２＋π／２）｝］ （７）
Ｉ2 ＝ΣＩm, n［ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｎπ／２＋π／２）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｍπ／２）｝］ （８）
式（５）、（６）、（７）、（８）の各Σにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞である。
式（５）、（６）、（７）、（８）より、任意のｍ，ｎ（＝０，±１，±２，・・・）に対する相互変調歪の成分が表される。これらの成分のうち、送信機帯域内に含まれる低次の歪として特に重要となる３次の相互変調歪について、電流Ｉ1 ，Ｉ2 を求めると次のようになる。
Ａ）（２ｆD−ｆI）形の３次相互変調歪
Ｉ1 ＝２［Ｉ2,-1ｅｘｐ｛ｊ（（２ωD−ωI）ｔ＋π／２）｝
＋Ｉ-2,1ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωD−ωI）ｔ＋π／２）｝］（同相で合成される） （９）
Ｉ2 ＝０（逆相で打ち消し合う） （１０）
Ｂ）（２ｆI−ｆD）形の３次相互変調歪
Ｉ1＝０（逆相で打ち消し合う） （１１）
Ｉ2＝２［Ｉ-1,2ｅｘｐ｛ｊ（（２ωI−ωD）ｔ＋π／２）｝
＋Ｉ1,-2ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωI−ωD）ｔ＋π／２）｝］（同相で合成される）（１２）
すなわち、３次相互変調歪のうち、（２ｆD−ｆI）形の相互変調歪は端子７２ａの無反射終端器７５ａに吸収され、（２ｆI−ｆD）形の相互変調歪だけが出力端子１２へ出力されることになる。このように、図８に示した構成により、送信機間の相互変調歪に関する対策として重要度が高い（２ｆD−ｆI）形の３次相互変調歪を改善することができる。
しかしながら、電力増幅装置８においては、送信機が近接して結合減衰量が２０ｄＢ以下となった場合には、（２ｆD−ｆI）形の３次相互変調歪を抑圧しても、端子７１ａから出力される（２ｆI−ｆD）形の３次相互変調歪、及び（３ｆD−２ｆI）形の５次相互変調歪の影響が無視できなくなるという問題点があった。
図９は、アイソレータを使用せずに、（２ｆI−ｆD）形の３次相互変調歪等を改善した従来の電力増幅装置９の構成を示す図である。電力増幅装置９は、同一の増幅特性を有し、互いに並列に配置された２個の増幅器６０ａ，６０ｂを有する。増幅器６０ａ，６０ｂの入力側はπ／４電力分配器４０ａで結合され、増幅器６０ａ，６０ｂの出力側はπ／４電力分配合成器８０ａで結合される。入力端子１１から入力される周波数ｆDの希望波信号は、π／４電力分配器４０ａによって電力分配され、増幅器６０ａ，６０ｂによって増幅された後、π／４電力分配合成器８０ａで電力合成され、出力端子１２へと出力される。
ここで、出力端子１２から侵入した妨害波と入力端子１１からの希望波との間で起こる相互変調歪について検討する。図８に示した電力増幅装置８と同様に、２個の増幅器６０ａ，６０ｂを次式に従う電流源とみなす。
Ｉ（ωDｔ，ωIｔ）＝ΣＩm, n ｅｘｐ｛ｊ（ｍωD＋ｎωI）ｔ｝ （１３）
ただし、Σにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞まで、ωD＝２πｆD，ωI＝２πｆI，ｍ，ｎ＝０，±１，±２，・・・，Ｉm, n ＝Ｉ-m, -n ＊（＊は複素共役）とする。
図９に示す電力増幅装置９において、希望波は、増幅器６０ａ，６０ｂに入力される前に電力分配器４０ａを通過して分配されており、分配された波は互いにπ／４の位相差を持つ。また、妨害波は、増幅器６０ａ，６０ｂに到達する前に出力側の電力分配合成器８０ａを通過して分配されており、分配された波は互いにπ／４の位相差を持つ。この点に着目して、増幅器６０ａ，６０ｂと電力分配合成器８０ａとの間の各電流Ｉ1’，Ｉ2’、すなわち図９に示されている電流Ｉ1’，Ｉ2’を次式で表す。
Ｉ1’＝Ｉ（ωDｔ，ωIｔ−π／４），Ｉ2’＝Ｉ（ωDｔ−π／４，ωIｔ） （１４）
式（１３）及び（１４）より、電流Ｉ1’，Ｉ2’を求めると、次式のようになる。
Ｉ1’＝ΣＩm, n ｅｘｐ［ｊ｛（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｎπ／４｝］ （１５）
Ｉ2’＝ΣＩm, n ｅｘｐ［ｊ｛（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｍπ／４｝］ （１６）
式（１５），（１６）の各Σにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞である。
次に、電力分配合成器８０ａの出力端子１２へ流れる電流Ｉ1 を図９中に示すように定義すると、出力側の電力分配合成器８０ａによる位相差π／４を考慮することにより、式（１５）及び（１６）からＩ1 が次のように求まる。
１）（ｍωD＋ｎωI）＞０に対して
Ｉ1 ＝ΣＩm, n ［ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｎπ／４−π／４）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｍπ／４）｝］ （１７）
２）（ｍωD＋ｎωI）＜０に対して
Ｉ1 ＝ΣＩm, n ［ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｎπ／４＋π／４）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−ｍπ／４）｝］ （１８）
式（１７），（１８）の各Σにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞である。式（１７），（１８）より、任意のｍ，ｎ（＝０，±１，±２，…）に対する相互変調歪の成分が表される。これらのうち、送信機帯域内に含まれる低次の歪として特に重要となる３次の相互変調歪について、電流Ｉ1 を求めると次のようになる。
Ａ）（２ｆD−ｆI）形の３次相互変調歪
Ｉ1 ＝［Ｉ2,-1ｅｘｐ｛ｊ（（２ωD−ωI）ｔ）｝
＋Ｉ2,-1ｅｘｐ｛ｊ（（２ωD−ωI）ｔ−π／２）｝
＋Ｉ2,-1ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωD−ωI）ｔ）｝
＋Ｉ2,-1ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωD−ωI）ｔ−π／２）｝］ （１９）
Ｂ）（２ｆI−ｆD）形の３次相互変調歪
Ｉ1 ＝０（逆相で打ち消し合う） （２０）
したがって、電力増幅装置９を用いることにより、送信機が近接して結合減衰量が小さくなった場合に問題となる（２ｆI−ｆD）形の３次相互変調歪を改善することができる。しかし、３次相互変調歪のうち、（２ｆD−ｆI）形の相互変調は出力端子１２へ出力されるという問題が残る。
図１０は、アイソレータを使用せずに全ての相互変調歪を改善した従来の電力増幅装置１０の構成を示す図である（特許文献１を参照）。
図１０に示す電力増幅装置１０は、図９に示した電力増幅装置９における増幅器６０ａ，６０ｂの代わりに、図８に示した電力増幅装置８と同等の増幅装置９０ａ，９０ｂが用いられている。増幅装置９０ａは、図８に示した電力増幅装置８と同一である。増幅装置９０ｂは２個の増幅器６０ｃ，６０ｄと、ハイブリッド５０ｂ，７０ｂと無反射終端器５５ｂ，７５ｂとより構成され、これらは増幅装置９０ａと同様に接続されている。
入力端子１１から入力される周波数ｆD の希望波信号は、π／４電力分配器４０ａ及びハイブリッド５０ａ，５０ｂで４分配され、増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃ，６０ｄでそれぞれ増幅された後、ハイブリッド７０ａ，７０ｂ及びπ／４電力分配合成器８０ａで合成されて出力端子１２へと出力される。ここで、出力端子１２から侵入した妨害波と入力端子１１からの希望波との間で起こる相互変調歪について考えると、ハイブリッド５０ａ，７０ａと増幅器６０ａ，６０ｂとの組み合わせ、及びハイブリッド５０ｂ，７０ｂと増幅器６０ｃ，６０ｄとの組み合わせにより、それぞれ（２ｆD−ｆI）形の相互変調歪が打ち消し合う。また、π／４電力分配器４０ａ、π／４電力分配合成器８０ａ、増幅装置９０ａ，９０ｂの組み合わせにより、（２ｆI−ｆD）形の相互変調歪を打ち消し合うため、全体で全ての相互変調歪を改善することができる。
特開平９−１４８８４９号公報
奥村善久、進士昌明、「移動通信の基礎」、電子情報通信学会編、ｐｐ．８１−８２、１９８６年 電子情報通信学会、マイクロ波研究会資料、ＭＷ−７８−８２、ｐｐ．５５−６１、１９７８年
以上のとおり、相互変調歪を改善するために、さまざまな取り組みがなされており、図１０に示す電力増幅装置１０を用いることで、アイソレータを用いることなく、効果的に相互変調歪を抑制することができる。しかしながら、電力増幅装置１０においては、４つの増幅器、４つのハイブリッド、及び２つのπ／４電力分配合成器が必要であり、増幅装置が大型化してしまうという問題が生じていた。
そこで、本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、送信機間の相互変調歪が改善された小型の電力増幅装置を提供することを目的とする。
本発明においては、互いに異なる位相｛θ1，（θ1＋ｐπ／３），（θ1＋２ｐπ／３）｝（ｐは、０と３の整数倍を除く整数）を有する第１信号、第２信号及び第３信号を生成する信号生成手段と、前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号をそれぞれ同一の条件で増幅して、第１増幅信号、第２増幅信号及び第３増幅信号を生成する増幅手段と、前記第１増幅信号、前記第２増幅信号及び前記第３増幅信号の位相を変化させて、それぞれ｛（θ2＋２ｐπ／３），（θ2＋ｐπ／３），θ2｝の位相を有する第１移相信号、第２移相信号及び第３移相信号を生成する移相手段と、前記第１移相信号、前記第２移相信号及び前記第３移相信号を合成する合成手段と、を備える電力増幅装置を提供する。
前記増幅手段は、例えば、前記第１信号を増幅して前記第１増幅信号を生成する第１増幅回路と、前記第２信号を増幅して前記第２増幅信号を生成する第２増幅回路と、前記第３信号を増幅して前記第３増幅信号を生成する第３増幅回路と、を有し、前記第１増幅回路、前記第２増幅回路及び前記第３増幅回路は、同一の増幅特性を有する。
前記信号生成手段は、入力信号を同相で３つの分配信号に分配する電力分配回路と、前記３つの分配信号の位相を、互いに異なる位相｛０，ｐπ／３，２ｐπ／３｝だけ変化させることにより前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号を生成する移相回路と、を有してもよい。
また、前記信号生成手段は、入力信号を、互いに異なる位相の３つの分配信号に分配する電力分配回路と、前記３つの分配信号を互いに異なる位相だけ変化させることにより前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号を生成する移相回路と、を有してもよい。
前記電力分配回路は、例えば、前記入力信号の位相を相対的にｑπ／２（ｑは、０を除く整数）だけ変化させた信号を生成する第１移相回路と、前記第１移相回路から出力された信号の位相を相対的にｑπ／２（ｑは、０を除く整数）だけ変化させた信号を生成する第２移相回路と、を有し、前記移相回路は、前記第１移相回路及び前記第２移相回路が生成した信号の位相を変化させる。
本発明によれば、送信機間の相互変調歪を改善しつつ、電力増幅装置の小型化を実現できるという効果を奏する。
第１の実施形態に係る電力増幅装置の構成を示す図である。 第２の実施形態に係る電力増幅装置の構成を示す図である。 第３の実施形態に係る電力増幅装置の構成を示す図である。 ３電力分配器の構成を示す図である。 ３電力分配器１４０ａの作成例を示す写真である。 周波数依存性のない理想的な無損失の同相３電力分配器と同相３電力分配合成器とを用いた電力増幅装置における相互変調歪のシミュレーション結果を示す。 第１の実施形態及び第２の実施形態に係る電力増幅装置における相互変調歪のシミュレーション結果を示す。 第３の実施形態に係る３電力分配器を用いた電力増幅装置における相互変調歪のシミュレーション結果を示す。 電力増幅装置の変形例の構成を示す図である。 従来の電力増幅装置７の構成を示す図である。 相互変調歪が発生するメカニズムを説明するための図である。 従来の電力増幅装置の構成を示す図である。 従来の電力増幅装置の構成を示す図である。 従来の電力増幅装置の構成を示す図である。
＜第１の実施形態＞
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態に係る電力増幅装置１の構成を示す図である。
電力増幅装置１は、電力分配器１００ａと、増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃと、電力分配合成器１１０ａとを備える。
電力分配器１００ａは、入力端子１１を介して、周波数ｆDの希望波信号を受信する。電力分配器１００ａは、互いに異なる位相｛θ1，（θ1＋ｐπ／３），（θ1＋２ｐπ／３）｝（ｐは、０と３の整数倍を除く整数）を有する第１信号、第２信号及び第３信号を生成することにより、電力分配をする。具体的には、本実施形態に係る電力分配器１００ａは、第１信号、第１信号に対して−２π／３だけ位相が異なる第２信号、第１信号に対して−４π／３だけ位相が異なる第３信号を生成する。
第１信号は増幅器６０ａに入力され、第２信号は増幅器６０ｂに入力され、第３信号は増幅器６０ｃに入力される。増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃは、増幅特性が同一の単位増幅器であり、電力分配器１００ａと電力分配合成器１１０ａとの間で互いに並列に配されている。増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃは、それぞれ第１増幅信号、第２増幅信号、第３増幅信号を出力する。
増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃから出力された第１増幅信号、第２増幅信号、第３増幅信号は、電力分配合成器１１０ａに入力される。電力分配合成器１１０ａは、第１増幅信号、第２増幅信号及び第３増幅信号の位相を変化させて、それぞれ｛（θ2＋２ｐπ／３），（θ2＋ｐπ／３），θ2｝（ｐは、０と３の整数倍を除く整数）の位相を有する第１移相信号、第２移相信号及び第３移相信号を生成する。また、電力分配合成器１１０ａは、第１移相信号、第２移相信号及び第３移相信号を合成して、出力端子１２へと出力する。
すなわち、電力分配合成器１１０ａは、電力分配器１００ａにおいて第１信号、第２信号及び第３信号の間で生じた位相差を打ち消すように、第１増幅信号、第２増幅信号及び第３増幅信号の位相を変化させた後に、電力合成をする。具体的には、本実施形態に係る電力分配合成器１１０ａは、第１増幅信号の位相を第３増幅信号と比較して−４π／３だけ変化させた信号、第２増幅信号の位相を第３増幅信号を比較して−２π／３だけ変化させた信号、及び第３増幅信号を合成して、出力端子１２へと出力する。
ここで、出力端子１２から侵入した妨害波と入力端子１１からの希望波との間で起こる相互変調歪について検討する。図８に示した電力増幅装置８と同様に、２個の増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃを次式に従う電流源とみなす。
Ｉ（ωDｔ，ωIｔ）＝ΣＩm, nｅｘｐ｛ｊ（ｍωD＋ｎωI）ｔ｝ （２１）
ただし、Σにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞まで、ωD＝２πｆD，ωI＝２πｆI，ｍ，ｎ＝０，±１，±２，・・・，Ｉm, n ＝Ｉ-m, -n ＊（＊は複素共役）とする。
電力増幅装置１において、入力端子１１から入力される希望波は、電力分配器１００ａを通過して３つの信号波に分配された後に、増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃに入力される。分配された３つの第１信号、第２信号、第３信号の位相は、それぞれ｛θ1，（θ1＋ｐπ／３），（θ1＋２ｐπ／３）｝である。本実施形態においてはｐ＝−２であり、第１信号の位相に対する第２信号の位相は−２π／３であり、第１信号の位相に対する第３信号の位相は−４π／３である。
また、増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃから出力された第１増幅信号、第２増幅信号及び第３増幅信号の位相は、電力分配合成器１１０ａにおいて変化する。第３移相信号の位相をθ２とすると、電力分配合成器１１０ａからは、それぞれ｛（θ2＋２ｐπ／３），（θ2＋ｐπ／３），θ2｝の位相の第１移相信号、第２移相信号及び第３移相信号が出力される。本実施形態においてはｐ＝−２であり、第３移相信号の位相に対する第１移相信号の位相は−４π／３であり、第３移相信号の位相に対する第２移相信号の位相は−２π／３である。
電力分配合成器１１０ａが上記の特性を有しているので、出力端子１２から入力される妨害波は、電力分配合成器１１０ａを介して増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃの出力側に到達する際に位相が変化する。具体的には、出力端子１２から入力される妨害波は、それぞれ位相が相対的に｛０、−２π／３、−４π／３｝だけ変化した３つの信号に分配される。
この点に着目すると、増幅器６０ａ，６０ｂ，６０ｃと電力分配合成器１１０ａとの間の各電流Ｉ1’，Ｉ2’，Ｉ3’（図１を参照）は、次式で表すことができる。
Ｉ1’＝Ｉ（ωDｔ，ωIｔ−４π／３），
Ｉ2’＝Ｉ（ωDｔ−２π／３，ωIｔ−２π／３），
Ｉ3’＝Ｉ（ωDｔ−４π／３，ωIｔ） （２２）
式（２１）と式（２２）より、電流Ｉ1’，Ｉ2’，Ｉ3’を求めると次式のようになる。
Ｉ1’＝ΣＩm, n ｅｘｐ［ｊ｛（ｍωD＋ｎωI）ｔ−４ｎπ／３｝］ （２３）
Ｉ2’＝ΣＩm, n ｅｘｐ［ｊ｛（ｍωD＋ｎωI）ｔ−２（ｍ＋ｎ）π／３｝］（２４）
Ｉ3’＝ΣＩm, n ｅｘｐ［ｊ｛（ｍωD＋ｎωI）ｔ−４ｍπ／３｝］ （２５）
式（２３），（２４），（２５）の各Σにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞である。
次に、電力分配合成器１１０ａの出力端子１２へ流れる電流Ｉ1 をそれぞれ図１中に示すように定義すると、出力側の電力分配合成器１１０ａによる位相差４π／３、２π／３を考慮して式（２３），（２４），（２５）よりＩ1 が次のように求まる。
１）（ｍωD＋ｎωI）＞０に対して
Ｉ1 ＝ΣＩm, n ［ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−４（ｎ＋１）π／３）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−２（ｍ＋ｎ＋１）π／３）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−４ｍπ／３）｝］ （２６）
２）（ｍωD＋ｎωI）＜０に対して
Ｉ1 ＝ΣＩm, n ［ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−４（ｎ−１）π／３）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−２（ｍ＋ｎ−１）π／３）｝
＋ｅｘｐ｛ｊ（（ｍωD＋ｎωI）ｔ−４ｍπ／３）｝］ （２７）
式（２６），（２７）の各Σにおいて、ｍ，ｎ＝−∞から∞である。式（２６），（２７）より、任意のｍ，ｎ（＝０，±１，±２，…）に対する相互変調歪の成分が表される。これらのうち、送信機帯域内に含まれる低次の歪として特に重要となる３次の相互変調歪について電流Ｉ1 を求めると次のようになる。
Ａ）（２ｆD−ｆI）形の３次相互変調歪
Ｉ1 ＝［Ｉ2,-1ｅｘｐ｛ｊ（（２ωD−ωI）ｔ）｝
＋Ｉ2,-1ｅｘｐ｛ｊ（（２ωD−ωI）ｔ−４π／３）｝
＋Ｉ2,-1ｅｘｐ｛ｊ（（２ωD−ωI）ｔ−２π／３）｝
＋Ｉ-2,1ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωD−ωI）ｔ）｝
＋Ｉ-2,1ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωD−ωI）ｔ−４π／３）｝
＋Ｉ-2,1ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωD−ωI）ｔ−２π／３）｝］
＝０ （３相で打ち消し合う） （２８）
Ｂ）（２ｆI−ｆD）形の３次相互変調歪
Ｉ1 ＝［Ｉ-1,2ｅｘｐ｛ｊ（（２ωI−ωD）ｔ）｝
＋Ｉ-1,2ｅｘｐ｛ｊ（（２ωI−ωD）ｔ−４π／３）｝
＋Ｉ-1,2ｅｘｐ｛ｊ（（２ωI−ωD）ｔ−２π／３）｝
＋Ｉ1,-2ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωI−ωD）ｔ）｝
＋Ｉ1,-2ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωI−ωD）ｔ−４π／３）｝
＋Ｉ1,-2ｅｘｐ｛−ｊ（（２ωI−ωD）ｔ−２π／３）｝］
＝０ （３相で打ち消し合う） （２９）
以上のとおり、全ての３次相互変調歪は打ち消し合って、出力端子１２へ出力されない。すなわち、電力増幅装置１においては、電力分配器１００ａにおいて分配される３つの信号の位相を｛θ1，（θ1＋ｐπ／３），（θ1＋２ｐπ／３）｝（ｐは、０を除く整数）とし、電力分配合成器１１０ａにおいて合成される３つの信号の位相を｛（θ2＋２ｐπ／３），（θ2＋ｐπ／３），θ2｝とすることにより、従来の電力増幅装置１０よりも増幅器の数を減らして小型化を実現しつつ、３次相互変調歪を改善することができる。
＜第２の実施形態＞
図２は、第２の実施形態に係る電力増幅装置２の構成を示す図である。電力増幅装置２は、第１の実施形態に係る電力増幅装置１における電力分配器１００ａの代わりに、同相電力分配器と伝送線路による遅延線路あるいは周波数依存性のない移相回路とを用いた電力分配器１２０ａを有する。また、電力増幅装置２は、電力分配合成器１１０ａの代わりに、伝送線路による遅延線路あるいは周波数依存性のない移相回路と同相電力分配合成器を用いた電力分配合成器１３０ａを有する。
電力分配器１２０ａにおける同相電力分配器は、入力信号を同相で３つの分配信号に分配する。遅延回路又は移相回路は、同相電力分配器が分配した３つの分配信号の位相を、互いに異なる位相｛０，ｐπ／３，２ｐπ／３｝だけ変化させることにより、第１信号、第２信号及び第３信号を生成する。図２においては、ｐ＝−２の場合を示している。
また、電力分配合成器１３０ａにおける遅延回路又は移相回路は、増幅器６０ａ、増幅器６０ｂ及び増幅器６０ｃにおいて生成された第１増幅信号、第２増幅信号及び第３増幅信号を、互いに異なる位相｛０，ｐπ／３，２ｐπ／３｝だけ変化させる。図２においてはｐ＝−２の場合を示している。同相電力分配合成器は、遅延回路又は移相回路において位相が変化した３つの信号を１つの信号に合成して出力する。
同相電力分配器及び同相電力分配合成器として、例えば、E. J. Wilkinson, “An N-way hybrid power divider,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. MTT-8, pp.116-118, Jan. 1960において開示されているウィルキンソン型の構成を採用することにより、小型で広帯域な同相電力分配器及び同相電力分配合成器を実現できるため、小型な電力増幅装置を容易に実現することができる。
＜第３の実施形態＞
図３は、第３の実施形態に係る電力増幅装置３の構成を示す図である。電力増幅装置３は、第１の実施形態に係る電力増幅装置１における電力分配器１００ａの代わりに、電力分配器１４０ａを有する。電力分配器１４０ａは、互いに異なる位相の３つの分配信号に分配する電力分配回路と、３つの分配信号を互いに異なる位相だけ変化させることにより第１信号、第２信号及び第３信号を生成する、伝送線路による遅延線路あるいは周波数依存性のない移相回路とを有する。電力分配回路及び移相回路により、｛０，ｐπ／３，２ｐπ／３｝だけ位相が変化する。図３においては、電力分配回路として、位相差が９０°及び１８０°になる３電力分配器を示している。
また、電力増幅装置３は、電力分配合成器１１０ａの代わりに、電力分配合成器１５０ａを有する。電力分配合成器１５０ａは、増幅器６０ａ、増幅器６０ｂ及び増幅器６０ｃにおいて生成された第１増幅信号、第２増幅信号及び第３増幅信号を、互いに異なる位相だけ変化させる、伝送線路による遅延線路あるいは周波数依存性のない移相回路を有する。また、電力分配合成器１５０ａは、当該移相回路により位相が変化した後の３つの信号の位相を、互いに異なる所定の位相だけ変化させつつ合成する電力分配合成回路を有する。移相回路及び電力分配合成回路により、｛０，ｐπ／３，２ｐπ／３｝だけ位相が変化する。
図４Ａは、位相差が概ね９０°と１８０°になる３電力分配器１４０ａの構成を示す図である。図４に示すように、３電力分配器１４０ａは、電力分配比が１：２のハイブリッド１２１ａと電力分配比が１：１のハイブリッド１２３ａとを組み合わせることにより構成される。ハイブリッド１２１ａは、入力される信号の位相を相対的にｑπ／２（ｑは、０を除く整数）だけ変化させた信号を生成する。また、ハイブリッド１２３ａは、ハイブリッド１２１ａから出力された信号の位相を相対的にｑπ／２（ｑは、０を除く整数）だけ変化させた信号を生成する。本実施形態におけるｑ＝１である。ハイブリッド１２３ａが生成した２つの信号は、遅延回路に入力され、ハイブリッド１２１ａから出力端子１２５に出力された信号の位相と比較して、それぞれ−２π／３、−４π／３だけ遅延される。
図４Ｂは、３電力分配器１４０ａの作成例を示す写真である。このように、３電力分配器１４０ａは、簡易な構成で実現することができるので、小型な電力増幅装置３を容易に実現することができる。
＜シミュレーション結果＞
図５Ａは、周波数依存性のない理想的な無損失の同相３電力分配器と理想的な無損失の同相３電力分配合成器とをそれぞれ入力側、出力側に用いた従来の電力増幅装置において生じる相互変調歪のシミュレーション結果を示す。このシミュレーションでは、希望波信号の周波数がｆD＝５７５ＭＨｚ、妨害信号の周波数がｆＩ＝５７０ＭＨｚの場合を示している。分配された信号間に位相差がない場合、図５Ａに示すように、高いレベルの相互変調歪が生じていることがわかる。
図５Ｂは、互いに２π／３、４π／３ずつ位相が異なる信号を出力する周波数依存性のない理想的な無損失の３電力分配器、及び互いに４π／３、２π／３ずつ位相が異なる信号を出力する周波数依存性のない理想的な無損失の３電力分配合成器を、それぞれ入力側、出力側に用いた電力増幅装置（電力増幅装置１、電力増幅装置２に相当）において生じる相互変調歪のシミュレーション結果を示す。
本シミュレーションでは、希望波信号の周波数がｆD＝５７５ＭＨｚ、妨害信号の周波数がｆＩ＝５７０ＭＨｚの場合を示している。図５ｂにおいては、（４ｆＩ−３ｆD）、（２ｆＩ−ｆD）、ｆＩ、（２ｆD−ｆＩ）、（３ｆD−２ｆＩ）、（５ｆD−４ｆＩ）の相互変調歪が抑圧されていることがわかる。特に、送信機帯域内に含まれる低次の歪として特に重要となる３次の相互変調歪である（２ｆＩ−ｆD）の成分と（２ｆD−ｆＩ）の成分は完全に打ち消されている。５次の相互変調歪（３ｆＩ−２ｆD）の成分と７次の相互変調歪（４ｆD−３ｆＩ）の成分は残留しているが、これらの相互変調歪の周波数は送信機帯域外の周波数であるか、あるいは帯域内であっても希望波信号の周波数ｆDから離れているので、通信品質には影響を及ぼさない。したがって、上記の実施形態に係る電力増幅装置によって、十分な効果を得られることが確認できた。
図５Ｃは、図４に示した３電力分配器１４０ａを用いた電力増幅装置３における相互変調歪のシミュレーション結果を示す。本シミュレーションでは、希望波信号の周波数がｆD ＝５７５ＭＨｚ、妨害信号の周波数がｆＩ＝５７０ＭＨｚの場合を示している。
図５Ｃにおいては、図５Ｂに比べると高いレベルの相互変調歪が残存している。しかし、図５Ｃと図５Ａとを比較すると、図５Ｃにおいては、全ての３次相互変調歪が抑圧されていることがわかる。このように、図４に示した３電力分配器１４０ａを用いた簡易的な構成によっても、相互変調歪を抑圧できることが確認できた。
＜変形例＞
図６は、電力増幅装置１の変形例としての電力増幅装置６の構成を示す図である。電力増幅装置６は、電力増幅装置１における電力分配器１００ａ、電力分配合成器１１０ａの代わりに、電力分配器１６０ａ、電力分配合成器１７０ａを備える。電力分配器１６０ａ、は、入力端子１１から入力された入力信号に基づいて、第１信号と、第１信号の位相に対して−π／３だけ位相が異なる第２信号と、第１信号の位相に対して−２π／３だけ位相が異なる第３信号とを生成する。
電力分配合成器１７０ａは、増幅器６０ａから出力された第１増幅信号から第３移相信号と比較して−２π／３だけ変化させて第１移相信号を生成し、増幅器６０ｂから出力された第２増幅信号から第３移相信号と比較して−π／３だけ変化させて第２移相信号を生成し、増幅器６０ｃから出力された第３増幅信号から第３移相信号を生成し、第１移相信号、第２移相信号及び第３移相信号を合成する。電力増幅装置６を用いた場合においても、第１の実施形態における式（２８）、式（２９）で計算した結果と同様に、全ての３次相互変調歪は３相で打ち消し合うことにより０になり、図５Ｂと同じシミュレーション結果を得ることができる。
以上述べた実施例は全てこの発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、この発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。したがってこの発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によって規定されるものである。さらに、移相回路についても、伝送線路を用いた遅延線路だけではなく、インダクタやキャパシタ、抵抗などの集中定数回路素子を用いて移相特性を実現した回路でもよい。
１，２，３，６，７，８，９，１０・・・電力増幅装置
１１・・・入力端子
１２・・・出力端子
２０，３０・・・同相電力分配合成器
４０ａ・・・電力分配器
５０ａ，５０ｂ，７０ａ，７０ｂ・・・ハイブリッド
５２ａ，５２ｂ・・・端子
５５ａ，５５ｂ，７５ａ，７５ｂ・・・無反射終端器
６０ａ，６０ｂ，６０ｃ，６０ｄ・・・増幅器
７１ａ，７２ａ，７２ｂ・・・端子
８０ａ・・・電力分配合成器
９０ａ，９０ｂ・・・増幅装置
１００ａ・・・電力分配器
１１０ａ・・・電力分配合成器
１２０ａ・・・電力分配器
１２１ａ，１２３ａ・・・ハイブリッド
１２２ａ，１２４ａ・・・無反終端器
１２５，１２６，１２７・・・出力端子
１３０ａ・・・電力分配合成器
１４０ａ・・・電力分配器
１５０ａ・・・電力分配合成器
１６０ａ・・・電力分配器
１７０ａ・・・電力分配合成器

Claims (4)

  1. 入力信号に基づいて互いに異なる位相｛θ1，（θ1＋ｐπ／３），（θ1＋２ｐπ／３）｝（ｐは、０と３の整数倍を除く整数）を有する第１信号、第２信号及び第３信号を生成する信号生成手段と、
    前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号をそれぞれ同一の条件で増幅して、第１増幅信号、第２増幅信号及び第３増幅信号を生成する増幅手段と、
    前記第１増幅信号、前記第２増幅信号及び前記第３増幅信号の位相を変化させて、それぞれ｛（θ2＋２ｐπ／３），（θ2＋ｐπ／３），θ2｝の位相を有する第１移相信号、第２移相信号及び第３移相信号を生成する移相手段と、
    前記第１移相信号、前記第２移相信号及び前記第３移相信号を合成する合成手段と、
    を備え、
    前記信号生成手段は、
    前記入力信号の位相を変化させ、相対的にｑπ／２（ｑは、０を除く整数）だけ位相が異なる２つの信号を出力する第１移相回路と、
    前記第１移相回路が出力した２つの信号のうちの１つの信号の位相を変化させ、相対的にｑπ／２（ｑは、０を除く整数）だけ位相が異なる２つの信号を出力する第２移相回路と、
    前記第２移相回路が出力した信号を遅延させることにより、前記第２信号及び前記第３信号を生成する遅延回路と、
    を有する電力増幅装置。
  2. 前記遅延回路は、前記第１移相回路が出力した信号に基づく信号を第１遅延時間だけ遅延させて前記第２信号を生成し、前記第１移相回路が出力した信号の位相をｑπ／２（ｑは、０を除く整数）だけ変化させた信号を、前記第１遅延時間と異なる第２遅延時間だけ遅延させて前記第３信号を生成する、
    請求項１に記載の電力増幅装置。
  3. 前記遅延回路は、前記第１移相回路が出力した信号の位相を相対的にπ／６だけ変化させた前記第２信号と、前記第１移相回路が出力した信号の位相を相対的に５π／６だけ変化させた前記第３信号とを出力する、
    請求項１又は２に記載の電力増幅装置。
  4. 前記第１移相回路は、前記入力信号を電力分配比１：２で分配することにより、前記第１信号と、前記入力信号の位相を相対的にｑπ／２（ｑは、０を除く整数）だけ変化させた信号とを出力し、
    前記第２移相回路は、前記第１移相回路が出力した信号を電力分配比１：１で分配することにより、前記第２信号及び前記第３信号を出力する、
    請求項１から３のいずれか１項に記載の電力増幅装置。
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