CN104135234A - 用于处理接收信号的设备和方法以及混频器单元 - Google Patents

用于处理接收信号的设备和方法以及混频器单元 Download PDF

Info

Publication number
CN104135234A
CN104135234A CN201410179443.1A CN201410179443A CN104135234A CN 104135234 A CN104135234 A CN 104135234A CN 201410179443 A CN201410179443 A CN 201410179443A CN 104135234 A CN104135234 A CN 104135234A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
mixer
compensating
frequency
local oscillator
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201410179443.1A
Other languages
English (en)
Inventor
C.瓦格纳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of CN104135234A publication Critical patent/CN104135234A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/023—Interference mitigation, e.g. reducing or avoiding non-intentional interference with other HF-transmitters, base station transmitters for mobile communication or other radar systems, e.g. using electro-magnetic interference [EMI] reduction techniques
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
    • H04B15/02—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus
    • H04B15/04—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus the interference being caused by substantially sinusoidal oscillations, e.g. in a receiver or in a tape-recorder

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

用于处理接收信号的设备和方法以及混频器单元。用于处理接收信号的设备100包括接收装置110、混频器单元130以及补偿单元140。接收单元110可以接收接收信号112。接收信号112具有至少一个具有第一频率的信号分量。另外，混频器单元130可以借助于至少一个有源元件将接收信号112和补偿信号142相组合，以便获得经补偿的接收信号。附加地，混频器单元130可以基于经补偿的接收信号和本地振荡器信号122生成混频器输出信号132。在此，混频器输出信号132具有与接收信号112的所述至少一个信号分量相对应的、具有第二频率的信号分量。第一频率高于第二频率。另外，补偿单元140可以基于对混频器输出信号132的分析生成补偿信号142，使得可以基于补偿信号142减少在混频器输出信号132中包含的干扰分量。

Description

用于处理接收信号的设备和方法以及混频器单元
技术领域
实施例涉及用于电信号的频率转换的方案并且尤其是涉及用于处理接收信号的设备和方法以及混频器单元。
背景技术
在例如混频器的通信技术中执行电信号的频率转换。例如，在接收机的情况下在进行下混频时借助于振荡器信号将高频有用信号混频到低频的中间频率或者基本频率。在混频时，常常由于已经包含在接收信号中的干扰信号或者由于混频本身生成的干扰分量而导致生成不期望的频率分量。
例如在零差接收机的情况下成问题的是，干扰信号以与本地振荡器信号（LO）（近似）相同的频率施加在天线或RF输入端（Radio Frequency（射频），高频）处，这可能导致不期望的直流电压输出信号（DC）。由此，接收机的性能可能由于在此在接线中出现的不对称性而被降低。此外，对施加有直流电压干扰的信号的继续处理常常可能是困难的。
在大多数雷达系统的情况下，发送和接收例如在相同时间并且以相同频率进行。因此，传感器的自干扰是大问题。在大多数情况下所涉及的电路块大多是接收混频器，因为其常常是信号路径中的最敏感部件。常常需要处理非常小的有用信号连同主要由自干扰造成的强干扰。例如可以使用非常高度线性的混频器来在存在自干扰的情况下防止性能降级。这通常导致高的功耗和噪声。
发明内容
因此存在的需求是，提供一种用于对接收信号进行频率转换的方案，该方案使得能够减小干扰信号分量和/或功耗。
根据权利要求1所述的用于处理接收信号的装置、根据权利要求19所述的混频器单元以及根据权利要求20所述的用于处理接收信号的方法考虑到该需求。
几个实施例涉及用于处理接收信号的设备，该设备具有接收装置、混频器单元和补偿单元。接收装置被设计为接收接收信号。接收信号具有至少一个具有第一频率的信号分量。另外，混频器单元被设计为借助于至少一个有源元件将接收信号和补偿信号相组合，以便获得经补偿的接收信号。附加地，混频器单元被设计为基于经补偿的接收信号和本地振荡器信号生成混频器输出信号。在此，混频器输出信号具有与接收信号的所述至少一个信号分量相对应的、具有第二频率的信号分量。第一频率高于第二频率。另外，补偿单元被设计为基于对混频器输出信号的分析生成补偿信号，使得可以基于补偿信号减少在混频器输出信号中包含的干扰分量。
通过实现针对补偿信号的混频器单元的附加输入端以及通过至少一个有源元件直接在混频器单元中将接收信号与补偿信号相耦合，可以基于对混频器输出信号的分析以简单方式减少混频器单元的输出信号中的干扰分量。另外，可以将功耗保持得小。
在几个实施例中，补偿单元被设计为迭代地按照对混频器输出信号的重复分析提供补偿信号。由此可以使得能够通过多次迭代明显地减少干扰分量。
几个实施例涉及具有输入级和混频器级的混频器单元。输入级具有第一跨导级和第二跨导级。第一跨导级被设计为将接收电压信号转换成第一电流信号，并且第二跨导级被设计为将补偿电压信号转换成第二电流信号。另外，输入级被设计为将第一电流信号和第二电流信号相加，以便获得相加的电流信号。混频器级被设计为将相加的电流信号与本地振荡器信号混频，以便获得混频器输出信号。
附图说明
下面参考附图进一步阐述实施例。其中：
图1示出了用于处理接收信号的设备的框图；
图2示出了用于处理接收信号的另一设备的框图；
图3示出了用于处理接收信号的另一设备的框图；
图4示出了混频器单元的电路图；
图5示出了混频器单元的框图；
图6示出了用于处理接收信号的方法的流程图。
具体实施方式
在下面对示出实施例的附图的描述中，相同附图标记表示相同或相当的部件。另外，为如下部件或对象使用概括性附图标记：所述部件或对象多次在实施例或附图中出现，但是在一个或多个特征方面被一并描述。利用相同或概括性附图标记描述的部件或对象可以在单个、多个或所有特征方面、例如在其尺寸方面被实施为相等的，但是必要时也可以实施为不同的，只要从说明书中不能明确或隐含地得出另外结论。
图1示出了根据一个实施例的用于处理接收信号112的设备100的框图。设备100包括接收装置110、可选的本地振荡器单元120、混频器单元130以及补偿单元140。接收装置110以输出端与混频器单元130的输入端连接，本地振荡器单元120以输出端与混频器单元130的输入端连接，补偿单元140以输出端与混频器单元130的输入端连接，并且混频器单元130以输出端与补偿单元140的输入端连接。接收装置110可以接收接收信号112。该接收信号具有至少一个带第一频率的信号分量。本地振荡器单元120可以提供具有本地振荡器频率的本地振荡器信号122。另外，混频器单元130可以借助于（或者基于）至少一个有源元件将接收信号112和补偿信号142相组合，以便获得经补偿的接收信号。附加地，混频器单元130可以基于经补偿的接收信号和本地振荡器信号122生成混频器输出信号132。在此，混频器输出信号具有与接收信号的所述至少一个信号分量相对应的带第二频率的信号分量。第一频率在此高于第二频率。另外，补偿单元140可以基于对混频器输出信号132的分析生成补偿信号142，使得可以基于补偿信号142减少在混频器输出信号132中包含的干扰分量。
通过有源元件，接收信号112可以以小的或者可忽略的损耗直接在混频器单元中与补偿信号142组合。由此，可以以小成本和/或小功耗减少混频器输出信号142中的干扰信号的分量。
接收装置110可以是设备100或混频器单元130的输入接口，以便例如通过无线连接从发送方接收接收信号112。可替代地，接收装置110也可以被设计为从发送方无线地接收接收信号。为此，接收装置110可以具有例如天线、一个或多个滤波器和/或一个或多个放大器，以便接收以及可选地预处理接收信号。可选地或附加地，接收装置110也可以被构造成发送和接收装置，以便既能发送信号又能接收接收信号112。
接收信号112可以是具有如下信号分量的任意信号，所述信号分量在其频率方面应被转换成较低频率。为此，接收信号112可以具有处于一个或多个频带中或者具有一个或多个频率的有用信号分量。这些信号分量中的至少一个具有如下频率：该频率在由混频器单元130处理以后在混频器输出信号132中处于第二频率。例如，接收信号112可以在第一频率处具有最大或预定义的信号幅度或者最大或预定义的信号功率，或者第一频率可以对应于预定义的频率，该预定义的频率应针对接收信号的继续处理被转换到第二频率（例如预定义的中频或基带频率）。
可选的本地振荡器单元120可以是设备100的外部单元或设备100的一部分，并且可以以不同方式来实现。例如，本地振荡器单元120可以具有石英振荡器、压控振荡器或者为混频器单元提供混频信号的其他源，以便生成本地振荡器信号122。
本地振荡器信号120可以基本上为具有本地振荡器频率的信号，或者具有处于不同频带或具有一个或多个不同频率的频率分量。本地振荡器信号122常常被提供为具有恰好一个具有非常小公差（例如< 本地振荡器频率的1%、< 其0.1 % 或 <其 0.01 %）的频率。可选地，本地振荡器信号120也可以经频率调制，或者本地振荡器频率根据预定义的频率斜坡被改变（例如在雷达应用中）。也就是说，本地振荡器信号120也可以被提供为具有可受控改变的信号频率。
混频器单元130借助于（或使用）至少一个有源元件将接收信号112和补偿信号142相组合（例如加法、求和或相减）。与无源元件不同，有源元件例如是能够放大信号的电压、电流或功率的电组件。例如，有源元件可以是晶体管（例如双极晶体管、场效应晶体管、金属氧化物半导体晶体管）或者具有相应功能的其他电器件。与此不同，无源元件（例如定向耦合器）本身不能实现这样的放大。也就是说，设备100例如未使用定向耦合器来组合接收信号112和补偿信号142。为了组合这两个信号，（恰好一个）有源元件就可能足够了（例如晶体管）。但是也可以将一个以上有源元件用于组合这两个信号（在差分构造的情况下例如至少两个晶体管）。
另外，混频器单元130基于经补偿的接收信号和本地振荡器信号122生成混频器输出信号132，使得混频器输出信号132具有与接收信号112对应的、具有比在接收信号112中更低频率的信号分量。换言之，混频器单元130可以将经补偿的接收信号与本地振荡器信号122混频，使得尤其是生成与接收信号112的信号分量相对应并在此具有更低频率的信号分量。因此，例如可以将经补偿的接收信号的有用信号分量从高频范围转换到中频范围、基带频率范围或者低频范围。混频器单元130例如可以具有混频器，以便将经补偿的接收信号与本地振荡器信号122混频，以生成混频器输出信号132。
补偿单元140可以基于对混频器输出信号132的分析生成补偿信号142。对混频器输出信号132的分析可以以不同方式来执行。例如，可以进行对信号分量的时间的和/或频率选择的分析，以便确定干扰信号分量的类型和范围。可替代地，可以确定特征值，所述特征值说明关于预定频率范围和/或预定时间间隔中的干扰信号分量的绝对大小或相对大小的信息。
基于该分析，补偿单元140可以将补偿信号142生成为使得混频器输出信号132因此包含更少的干扰分量或者干扰信号的分量（例如噪声或非线性信号分量）。例如，补偿单元140可以重复地执行混频器输出信号132的分析（例如确定特征值或者对混频器输出信号的时间的和/或频率选择的分析），并且重复地改变补偿信号142，使得至少在一个频率范围（例如直流分量或低频范围）中可以减少或减少干扰信号或干扰信号分量。换言之，补偿单元140可以迭代地基于对混频器输出信号132的重复分析生成补偿信号142。由此，可以通过多次迭代来减少混频器输出信号132中的干扰信号分量。
可替代地，补偿单元140也可以直接由混频器输出信号132的分析中生成最优或非常好的补偿信号142，而不必执行多次迭代。由此，混频器输出信号132中的干扰信号分量可以明显更快地被减少，但是为此补偿单元140可能需要更高的计算成本或硬件成本。
补偿单元140例如可以将补偿信号142生成为使得补偿信号142在与接收信号112组合的情况下至少在一个频率范围中从接收信号112中删除干扰信号的至少一部分（例如通过相消干扰）。
图2示出了根据一个实施例的用于处理接收信号212的另一设备200。设备200的构造基本上对应于图1中所示的构造，使得之前所做的详述同样相应地适用于设备200。在该示例中，接收装置210具有天线，以便可以无线地接收接收信号212（例如在本地振荡器频率的情况下为强信号（干扰））。另外，本地振荡器220提供本地振荡器信号LO 222以用于将接收信号RF1 221向下转换。补偿单元240被设计为找到如下的补偿信号RF2 222：所述补偿信号RF2 222最小化或减小混频器单元230的输出端处的直流输出信号。混频器单元230然后可以提供具有最小化或减少的直流电压输出信号的混频器输出信号IF 232。
根据图2中所示的示例，例如可以实现具有块抑制（干扰信号抑制）的零差接收机。
混频器单元130可以在本地振荡器信号122的相同相位的情况下连续地生成混频器输出信号132。但是当干扰信号和本地振荡器信号122彼此成90°相位时，常常还在混频器输出端处施加最小直流电压信号。但是这可能是不期望的，因为尽管输出信号（近似）归零，但是在混频器输入端（接收信号）处可存在高输出信号，该输出信号不能或难以由调节消除或减少。因此，在一些应用或设备中，可以将本地振荡器信号122的相位选择为可切换的，以便例如可以在0°和90°本地振荡器相位之间选择。所述调节例如可以针对本地振荡器信号122的0°和90°相位来减小或最小化两个得出的直流电压信号的平方和。
换言之，设备100、200可以可选地、替代或附加于一个或多个前述方面地具有移相器350，这针对图3中的设备300作为实施例示出。移相器350布置在本地振荡器单元320与混频器单元330之间，并且可以给本地振荡器信号322在混频器单元330的时间上彼此相继的间隔中提供不同的相移，使得混频器输出信号332具有带不同相移的时间上彼此相继的分量。补偿单元340于是可以基于混频器输出信号332的具有本地振荡器信号322的不同相移的至少两个部分生成补偿信号342。
由移相器350对本地振荡器信号322的相移的时间控制可以由外部控制单元、由本地振荡器320的控制单元、或者由补偿单元340的控制单元（如图3的示例中所示）以相同的时间间隔、随机时间间隔或预定时间间隔重复地进行。换言之，补偿单元340例如可以为移相器350生成控制信号348，使得可以通过控制信号348控制不同相移的时间序列。由此，可以附加地保证：补偿单元340知道何时混频器输出信号332的各部分以什么相移存在以用于混频器输出信号332的分析。
两个在时间上彼此相继的间隔之间的相应相移可以具有任意值。例如，相移可以交替地总是为+90°和-90°（例如交替地为0°和90°相位）。可替代地，例如也可以总是将相位进一步移位+90°（或-90°）。在其中具有本地振荡器信号322的特定相位的混频器输出信号332被生成的时间间隔在本地振荡器信号322的相位再次被移位以前为任意长的。例如，用于执行相移的频率明显小于本地振荡器信号322的频率。例如，相移可以例如以如下频率进行：该频率小于本地振荡器频率的1/1000 (或小于1/5000、小于1/10000、小于 1/50000 或小于1/100000)。例如，在雷达应用中，可以使用具有50GHz至100GHz之间（例如77GHz）频率的本地振荡器信号，并且相移以100Hz至1MHz之间（或1kHz至10kHz之间）的频率进行。反过来说，本地振荡器信号322例如在没有相移的情况下被施加达1μs 至10 ms（或 100 μs至1 ms）的时间间隔。
替代于移相器350，混频器单元330例如可以具有第二混频器，该第二混频器可以基于接收信号212、经移相的本地振荡器信号和补偿信号342生成第二混频器输出信号。在此，第二混频器输出信号同样具有与接收信号212的所述至少一个信号分量相对应的具有第二频率的信号分量。补偿单元340然后可以如针对图3中的示例已经描述的那样基于第一和第二混频器输出信号生成补偿信号324。第二混频器例如同样可以首先借助于有源元件将接收信号212与补偿信号342相组合，并且基于经补偿的接收信号和本地振荡器信号322生成第二混频器输出信号。可替代地，第二混频器可以使用也被第一混频器用于生成第一混频器输出信号的经补偿的接收信号。
通过实现第二混频器，对混频器输出信号的分析可以更快地进行，因为两个经移相的输出信号同时存在，但是由此可能提高硬件成本。
如已经提到的那样，对混频器输出信号的分析可以以不同方式进行。例如，补偿单元340可以在分析混频器输出信号332（或两个混频器的两个混频器输出信号）时计算如下复数的绝对值：所述复数具有基于混频器输出信号322（或者两个混频器输出信号中的一个）的基于本地振荡器信号的第一相移的那部分所计算的实部、以及基于混频器输出信号322（或者两个混频器输出信号中的另一个）的基于本地振荡器信号322的第二相移的那部分所计算的虚部。
另外，补偿单元340可以计算复数的绝对值（以及可选地还有复数的相位）。补偿单元340然后可以将补偿信号342例如生成为使得该复数的绝对值可以被减小。
换言之，对（混频器输出信号中的）剩余干扰分量的评估例如可以通过混频器（或混频器单元）的混频器输出信号IF输出端与在相位方面可切换的本地振荡器信号322相组合地来进行。图3中的评估和控制单元（例如补偿单元的一部分）可以在本地振荡器信号322的0°和90°相对相位的情况下在时间上错列地产生两个相位状态，并且作为如下经组合的复信号生成混频器输出信号IF 322：
。
也就是说，例如可以在时分复用方法中表示复混频过程。因此，剩余的干扰信号分量可以在绝对值和/或相位方面被确定，这可以用于确定补偿信号342。
在此，例如是0°时的直流电压偏移，是90°相位时的直流电压偏移，并且是复数。从该复数中可以计算出绝对值和/或相位。补偿信号342因此可以被生成为使得最小化或减小该绝对值。
换言之，复数的实部可以对应于混频器输出信号332在本地振荡器信号322的第一相移情况下的直流电压分量或者基于这样的直流电压分量，并且虚部可以对应于混频器输出信号332在本地振荡器信号322的第二相移情况下的直流电压分量或者基于这样的直流电压分量。在此，第一或第二相移也可以为0°，只要第一和第二相移不同。
该补偿信号342可以被输送给混频器（或混频器单元）的第二RF输入端RF2（针对补偿信号的输入端）并且在那里在混频过程以前与第一RF输入端RF1（接收信号）相加。如果RF2处的补偿信号342的绝对值被选择为（基本上）等于RF1输入端处的干扰信号，并且相位被反转、即相对于干扰信号被调整180°，则可以得出所期望的删除效应。
补偿信号340可以以不同方式由补偿单元340生成。例如，混频器输出信号332可以被修改并且作为补偿信号342被输送给混频器单元330。
可选地、替代地或附加于前述方面之一地，补偿单元340可以基于根据对混频器输出信号332的分析被修改的（本地振荡器单元的）本地振荡器信号322来生成补偿信号342。本地振荡器信号322例如可以在其相位和绝对值方面（例如通过幅度和/或相位调制）被修改为使得混频器输出信号332中的干扰信号分量被减少。
这样的修改可以以不同方式来执行。例如，为此可以使用同相正交相位调制器344，如在图3的示例中示出的。换言之，补偿单元340可以具有同相正交相位调制器340，其基于对混频器输出信号332的分析修改本地振荡器信号322，以便获得补偿信号342。
因此，可以以简单方式获得补偿信号342，该补偿信号342可以减小混频器输出信号332的干扰分量。
换言之，作为针对补偿信号342的执行机构（如图3中所示）可以使用I-Q调制器，该I-Q调制器可以根据其同相输入端I和正交相位输入端Q处的信号在绝对值和/或相位方面修改本地振荡器信号322的一部分。
如已经描述的，补偿信号342的生成可以迭代地进行。例如，在第一迭代中可以通过同相和正交相位信号来将本地振荡器信号的绝对值和相位设置成0，并且在第二迭代中将绝对值设置成0.5并将相位设置成0或相反，并且根据混频器输出信号332的影响执行另外的迭代。
对混频器输出信号332的分析以及为移相器350提供控制信号348以及为同相-正交相位调制器344提供同相和正交相位信号例如可以由补偿单元340的评估和控制单元346来执行和提供，如在图3的示例中所示的。设备300例如可以用评估和控制单元来实现有源干扰信号抑制。
在此，例如可以即使在RF输入端处存在LO频率时的干扰信号的情况下仍然实现DC（直流电压）时的最小化的或减小的干扰信号。
附加地对设备300成立的是之前已经针对图1和图2及其实施例和总体方案作出的详述。相应地，也可以将结合图3所提到的一个或多个方面与前述实施例或总体方案相组合。
接收装置、本地振荡器单元、混频器单元、补偿单元和/或移相器可以是独立的硬件单元，或者是处理器、微控制器或数字信号处理器的一部分，以及用于在处理器、微控制器或数字信号处理器上实施的计算机程序或软件产品的一部分。不同单元可以彼此独立地或至少部分共同地实现。
混频器单元可以以不同方式来实现。例如，可以将用于组合接收信号和补偿信号的加法器安放在混频器之前。可替代地，可以将组合器集成到混频器中。
例如，混频器单元可以具有混频器或混频器级、第一跨导级和第二跨导级。第一跨导级于是可以将作为电压信号存在的接收信号转换成第一电流信号，并且第二跨导级可以将同样作为电压信号存在的补偿信号转换成第二电流信号。然后，混频器单元可以将第一电流信号和第二电流信号相加，以便获得相加的电流信号。另外，混频器可以将相加的电流信号与本地振荡器信号混频，以便获得混频器输出信号。
在此，电压信号例如是由电压源馈送并例如不能容易地与其他电压信号相加的信号。而电流信号例如是由电流源馈送并例如可以简单地与其他电流信号相加的信号。
在此可选地，两个跨导级中的每一个可以具有电流源，该电流源可以在接收信号或补偿信号施加在作为有源元件的晶体管的控制接线端子处时通过该晶体管被切换以用于生成相应的电流信号。
另外，混频器单元可以可选地具有差分构造。
针对这样的混频器单元400的示例在图4中示出。第一跨导级410具有电流源I1、第一晶体管T5和第二晶体管T6。电流源I1与第一晶体管T5的发射极接线端子（源接线端子）以及与第二晶体管T6的发射极接线端子连接。另外，电流源I1与参考电势（例如地）连接。第一跨导级410的第一晶体管T5以其集电极接线端子（宿接线端子）与混频器或混频器级430的第一输入端连接，并且第一跨导级410的第二晶体管T6以其集电极接线端子与混频器级430的第二输入端连接-。接收信号RF1的第一差分信号被施加到第一晶体管T5的基极接线端子（控制电极）上，并且接收信号的第二差分信号被施加到第二晶体管T6的基极接线端子上。第二跨导级420同样具有电流源I2、第一晶体管T7（有源元件）和第二晶体管T8（有源元件）。电流源I2又以输出端与参考电势（例如地）连接，并且以第二输出端与第一晶体管T7的发射极接线端子和第二跨导级420的第二晶体管T8的发射极接线端子连接。第二跨导级420的第一晶体管T7与混频器级430的第一输入端连接，并且第二跨导级420的第二晶体管T8的集电极接线端子与混频器级430的第二输入端连接。补偿信号RF2的第一差分信号被施加到第二跨导级420的第一晶体管T7的基极接线端子上，并且补偿信号RF2的第二差分信号被施加到第二跨导级420的第二晶体管T8的基极接线端子上-。因此，电流可以通过第一跨导级410的第一晶体管T5和第二跨导级420的第一晶体管T7在混频器级430的输入端处相加。相应地，电流可以通过第一跨导级410的第二晶体管T6和第二跨导级420的第二晶体管T8在混频器级430的第二输入端处相加。混频器级430包括第一至第四晶体管T1、T2、T3、T4、第一和第二负载电阻RL和直流电压源（DC）。混频器级430的第一晶体管T1和第二晶体管T2分别以其发射极接线端子与混频器级430的第一输入端连接，并且混频器级430的第三晶体管T3和第四晶体管T4以其相应的发射极接线端子与混频器级430的第二输入端连接。混频器级430的第一晶体管T1和第三晶体管T3的集电极接线端子通过第一电阻RL与电压源DC连接，并且混频器级430的第二晶体管T2和第四晶体管T4的接线端子通过第二电阻RL与直流电压源DC连接。本地振荡器信号LO的第一差分信号被施加到混频器级430的第二晶体管T2和第三晶体管T3的基极接线端子上，并且本地振荡器信号LO的第二差分信号被施加到混频器级430的第一晶体管T1和第四晶体管T4的基极接线端子上。于是，混频器输出信号IF可以在混频器级430的第一晶体管T1的集电极接线端子与第四晶体管T4的集电极接线端子之间提供。也就是说，混频器单元400具有针对差分接收信号RF1、差分补偿信号RF2和差分本地振荡器信号LO的输入端、以及针对差分混频器输出信号IF的输出端。
换言之，图4示出了如可用在集成电路中的有源接收混频器的示例。RF1信号（接收信号）可以在输入晶体管T5、T6中从电压转换成电流（跨导级）。可由本地振荡器信号LO操控的晶体管T1、T2、T3、T4可以接管实际的混频功能，其方式是，所述晶体管将具有交替极性的输入级的电流信号切换到两个负载电阻RL，在那里电流信号可以被再次转换成电压。
利用晶体管T7、T8，由晶体管T5、T6构成的输入级例如可以被再一次放置、而且与第一级并行。由于RF输入电压到电流信号的转换，这可以在此处被实现。也就是说，两个高欧姆电流源是并联的，和电流到达混频器晶体管T1、T2、T3、T4。因此，可以实现具有三个输入端的混频器（接收混频器）。
图5作为一个实施例示出了混频器单元500的框图。混频器单元500包括输入级510和混频器级520。输入级510具有第一跨导级512和第二跨导级514。第一跨导级512可以将接收电压信号502转换成第一电流信号，并且第二跨导级514可以将补偿电压信号504转换成第二电流信号。另外，输入级510可以将第一电流信号和第二电流信号相加，以便获得相加的电流信号516。混频器级520可以将相加的电流信号516与本地振荡器信号506混频，以便获得混频器输出信号522。
通过这种方式可以以低成本和/或低功耗实现具有至少3个输入端的混频器单元，该混频器单元可以有源地通过跨导级在对接收电压信号502混频（上混频或下混频）以前考虑到补偿电压信号504，以便减少混频器输出信号522中的干扰信号分量。
可选地、附加地或可替代地，混频器单元500可以实现一个或多个另外的方面，所述另外的方面对应于一个或多个之前结合总体方案或实施例之一尤其是关于图4已经描述的内容。
几个实施例涉及干扰信号的抑制、有源损耗抑制器、或者向第三混频器输入端馈入补偿信号的零差接收机。所述方案致力于减少或者甚至消除接收混频器的每种性能降级。附加地，可以简化混频器设计本身，因为可以实现动态范围的减小。
在所提出的有源损耗抑制器（根据实施例之一所述的设备）的情况下，可以将补偿信号馈入混频器中。该补偿信号可以是附加的高频信号（RF信号），该高频信号与有用信号相加。补偿信号的相位和幅度可以被选择为使得例如可以最优地或明显地抑制自干扰信号分量。可以利用补偿信号实现自干扰信号的相消干扰。
一个方面是通过附加的高频输入端（RF输入端）将具有可变幅度和相位的附加高频信号直接馈入到混频器核中。
可选地，（例如在图2中）可以通过放大器将实际高频输入信号（接收信号）输送给接收混频器，以便优化或改善总噪声特征数。附加地，可以通过接收混频器的第二高频（RF）输入端将高频（RF）调制输出信号（补偿信号）耦合输入到混频器中。高频（RF）调制器可以是一种如下的单元：该单元可以将其输出信号的幅度和相位转换成相对于其输入的任意比例。高频调制器例如可以连接到共同的或通常的本地振荡器输入端，或者将输出信号从该系统中的其他高频信号源中导出（例如在存在时从发送路径导出）。
所提出的附加混频器输入端的详细实现取决于电路的实际架构。例如，这可以通过电流域中的开关来实现，并且因此附加的输入端可以实现为可与信号电流相加的附加电流输入端。
具体的实现可能性是具有三个输入端和用于抑制干扰信号的调节回路的混频器或混频器单元。为了描绘混频器的高频（RF）输入端处的用于抑制干扰信号的另一调整参量，因此可以引入具有附加的第三输入端的混频器。因此，使得能够在将两个高频（RF）信号转换成中频状态（或低频状态）以前将这两个高频信号相加，这例如可以用于消除或减少已经位于电路的高频部分中的不期望的信号。
通过该补偿信号，可以在存在这样的干扰信号的情况下减小或完全抵消对混频器功能的所述妨害。
例如，在图2中示出了一种可用来实现零差接收机的设备。除了具有附加的高频（RF）信号输入端RF2的混频器以外，也还可以使用控制补偿信号的生成的调节单元。补偿信号可以从附加的高频（HF）信号源中导出，并且可以在绝对值和相位方面被调整为使得RF1（接收信号）上的干扰和RF2上的补偿信号之和（近似地）恰好抵消。
混频器的应从调节中减少或最小化的不期望的输出信号可以充当用于调节补偿信号的输入信号。
在一个实现方式中，补偿信号可以从混频器或所述设备的本地振荡器信号LO中生成并且仅仅绝对值和相位通过合适的调整机构、例如IQ调制器被调谐。
几个实施例涉及具有根据所述方案或实施例之一所述的设备的零差接收机。
在几个实施例中，实现了具有发送单元和根据所述方案或实施例之一所述的设备的雷达系统（例如用于车辆的雷达系统）。在此，发送单元可以发送具有本地振荡器频率（例如经频率调制或者利用频率斜坡）的发送信号，并且接收装置可以接收发送信号在物体处的反射作为接收信号。
图6作为实施例示出了用于处理接收信号的方法600的流程图。方法600包括：接收610接收信号；以及提供620本地振荡器信号。接收信号具有至少一个带第一频率的信号分量。另外，方法600包括：借助于至少一个有源元件组合630接收信号和补偿信号，以便获得经组合的输入信号。附加地，基于经补偿的接收信号和本地振荡器信号生成640混频器输出信号。在此，混频器输出信号具有与接收信号的所述至少一个信号分量相对应的、具有第二频率的信号分量。第一频率高于第二频率。另外，方法600包括：基于对混频器输出信号的分析生成650补偿信号，使得可以基于补偿信号减少在混频器输出信号中所包含的干扰分量。
方法600可以具有与之前结合该方案或实施例之一所描述的一个或多个方面相对应的一个或多个步骤。
在前面的描述、后面的权利要求书以及附图中公开的特征可以单独地以及以任何组合地对于实现实施例的不同构型是重要的并且可以被实现。
尽管一些方面是结合设备描述的，但是能够理解，这些方面也表示对相应方法的描述，使得设备的框或器件也可以被理解成相应方法步骤或者方法步骤的特征。与之类似地，结合或作为方法步骤被描述的方面也表示对相应设备的相应框或细节或特征的描述。
根据特定的实施要求，本发明的实施例可以以硬件或软件来实现。该实现可以在使用例如如下数字存储器介质的情况下来执行：软盘、DVD、蓝光盘、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM、或者闪存、硬盘、或者其他磁或光存储器，在所述存储介质上存储有电子可读控制信号，所述控制信号与可编程硬件部件可协作或协作，使得执行相应的方法。
可编程硬件部件可以由下列各项构成：处理器、计算机处理器（CPU＝Central Processing Unit（中央处理单元））、图形处理器（GPU = Graphics Processing Unit（图形处理单元））、计算机、计算机系统、专用集成电路（ASIC＝Application-Specific Integrated Circuit（专用集成电路））、集成电路（IC = Integrated Circuit（集成电路））、单片式系统（SOC = System on Chip（片上系统））、可编程逻辑器件或具有微处理器的现场可编程门阵列（FPGA = Field Programmable Gate Array（现场可编程门阵列））。
数字存储器介质因此可以是机器或计算机可读的。因此，一些实施例包括具有电子可读控制信号的数据载体，所述控制信号能够与可编程计算机系统或可编程硬件部件协作，使得执行在此所述的方法。实施例因此是一种数据载体（或者数字存储器介质或计算机可读介质），在所述数据载体上记录有用于执行在此所述方法之一的程序。
总的来说，本发明的实施例可以实现为程序、固件、计算机程序或具有程序代码的计算机程产品、或者实现为数据，其中所述程序代码或数据的效用是，在该程序在处理器或可编程硬件部件上运行时执行所述方法之一。所述程序代码或数据例如也可以存储在机器可读载体或数据载体上。所述程序代码或数据尤其是可以作为源代码、机器代码、或字节代码以及其他中间代码存在。
另外，另一实施例是数据流、信号序列或信号的如下顺序，所述顺序表示用于执行在此所述的方法的程序。该数据流、信号序列或信号的顺序例如可以被配置为通过数据通信连接、例如通过因特网或其他网络来传输。实施例因此还是表示数据的信号序列，所述信号序列适于通过网络或数据通信连接来传送，其中所述数据表示该程序。
根据一个实施例的程序可以在其被执行时实施所述方法之一，其方式例如是该存储器位置被读出或者向其中写入一个或多个数据，由此必要时导致晶体管结构、放大器结构、或其他电、光、磁或按照其他作用原理作用的组件中的切换过程或其他过程。相应地，可以通过读出存储器位置来由程序检测、确定或测量数据、值、传感器值或其他信息。因此，程序可以通过读出一个或多个存储器位置来检测、确定或测量参量、值、测量参量和其他信息，以及通过写入一个或多个存储器位置来引起、促使或执行动作以及操控其他设备、机器和部件。
上述实施例仅仅是对本发明的原理的解释。能够理解，其他专业人员可以明白对在此所述的布置和细节的修改和变型。因此意图是，本发明仅仅由后面的权利要求书的保护范围来限定，而不受在此根据对实施例的描述和阐述所呈现的特定细节限制。

Claims (20)

1.一种用于处理接收信号的设备(100,200,300)，具有以下特征：
接收装置(110)，其被设计为接收接收信号(112)，其中接收信号(112)具有至少一个具有第一频率的信号分量；
混频器单元(130)，其被设计为借助于至少一个有源元件将接收信号(112)和补偿信号(142)相组合，以便获得经补偿的接收信号，并且被设计为基于经补偿的接收信号和本地振荡器信号(122)生成混频器输出信号(132)，其中混频器输出信号(132)具有与接收信号(112)的所述至少一个信号分量相对应的、具有第二频率的信号分量，其中第一频率高于第二频率；以及
补偿单元(140)，其被设计为基于对混频器输出信号(132)的分析生成补偿信号(142)，使得能够基于补偿信号(142)减少在混频器输出信号(132)中包含的干扰分量。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个有源元件是晶体管。
3.根据权利要求1或2所述的设备，其中混频器单元(130)具有混频器，以便将经补偿的接收信号与本地振荡器信号(122)混频，以生成混频器输出信号(132)。
4.根据权利要求3所述的设备，其具有移相器 (350)，所述设备被设计为给本地振荡器信号(322)在混频器单元(330)的时间上彼此相继的间隔中提供不同的相移，使得混频器输出信号(332)具有带不同相移的时间上彼此相继的部分，其中补偿单元(340)被设计为基于混频器输出信号(332)的具有不同相移的至少两个部分生成补偿信号(342)。
5.根据权利要求4所述的设备，其中补偿单元(340)被设计为为移相器(350)生成控制信号(348)，使得能够通过控制信号 (348)控制不同相移的时间序列。
6.根据权利要求4至5之一所述的设备，其中所述相移交替地为+90°和-90°。
7.根据权利要求4至6之一所述的设备，其中所述相移以比本地振荡器信号的本地振荡器频率的千分之一更小的频率进行。
8.根据权利要求3所述的设备，其中混频器单元(130)具有第二混频器，所述第二混频器被设计为基于接收信号、相对于由第一混频器使用的本地振荡器信号(122)经移相的本地振荡器信号和补偿信号(142)生成第二混频器输出信号，其中第二混频器输出信号具有与接收信号的所述至少一个信号分量相对应的、具有第二频率的信号分量，其中补偿单元(140)被设计为基于第一和第二混频器输出信号生成补偿信号(142)。
9.根据权利要求3至8之一所述的设备，其中补偿单元(140)被设计为在分析混频器输出信号(132)时计算复数的绝对值，其中所述复数具有基于本地振荡器信号(122)的第一相移的实部和基于本地振荡器信号(122)的第二相移的虚部，其中补偿单元(140)被设计为生成补偿信号(142)，使得所述复数的绝对值能够减小。
10.根据权利要求9所述的设备，其中所述实部基于混频器输出信号(132)在本地振荡器信号(122)的第一相移情况下的直流电压分量，并且所述虚部基于混频器输出信号(132)在本地振荡器信号(122)的第二相移情况下的直流电压分量。
11.根据前述权利要求之一所述的设备，其中补偿单元（140）被设计为迭代地基于对混频器输出信号(132)的重复分析提供补偿信号(142)。
12.根据前述权利要求之一所述的设备，其中补偿单元（140）被设计为基于根据对混频器输出信号(132)的分析而被修改的本地振荡器信号来生成补偿信号(142)。
13.根据权利要求12所述的设备，其中补偿单元(140)具有同相-正交相位调制器，所述同相-正交相位调制器被设计为基于对混频器输出信号的分析修改本地振荡器信号(122)，以便获得补偿信号(142)。
14.根据前述权利要求之一所述的设备，其中接收信号和补偿信号是电压信号，其中混频器单元(400)具有混频器(430)、第一跨导级 (410)和第二跨导级(420)，其中第一跨导级(410)被设计为将接收信号转换成第一电流信号，其中第二跨导级(420)被设计为将补偿信号转换成第二电流信号，其中混频器单元(400)被设计为将第一电流信号和第二电流信号相加，以便获得相加的电流信号，其中混频器(430)被设计为将所述相加的电流信号与本地振荡器信号混频，以便获得混频器输出信号。
15.根据权利要求12所述的设备，其中两个跨导级(410,420)中的每一个都具有电流源，所述电流源被设计为在接收信号或组合信号施加在晶体管的控制接线端子处时能够通过所述晶体管来切换以用于生成相应的电流信号。
16.根据权利要求14或15所述的设备，其中混频器单元（400）具有差分构造。
17.一种具有根据前述权利要求之一所述的设备的零差接收机。
18.一种具有发送单元和根据前述权利要求之一所述的设备的雷达系统，其中所述发送单元被设计为发送具有本地振荡器信号的本地振荡器频率的发送信号，其中所述接收装置被设计为接收发送信号在物体处的反射作为接收信号。
19.一种混频器单元(400,500)，具有以下特征：
输入级(510)，其具有第一跨导级(410,512)和第二跨导级(420,514)，其中第一跨导级(410,512)被设计为将接收电压信号(502)转换成第一电流信号，并且第二跨导级(420,514)被设计为将补偿电压信号(504)转换成第二电流信号，其中输入级(510)被设计为将第一电流信号和第二电流信号相加，以便获得相加的电流信号(516)；和
混频器级(420,520)，其被设计为将所述相加的电流信号(516)与本地振荡器信号(506)混频，以便获得混频器输出信号(522)。
20.一种用于处理接收信号的方法（600），具有以下步骤：
接收(610)接收信号，其中所述接收信号具有至少一个具有第一频率的信号分量；
提供(620)本地振荡器信号；
借助于至少一个有源元件组合(630)所述接收信号和所述补偿信号，以便获得经组合的接收信号；
基于经补偿的接收信号和本地振荡器信号生成(640)混频器输出信号，其中所述混频器输出信号具有与所述接收信号的所述至少一个信号分量相对应的、具有第二频率的信号分量，其中第一频率高于第二频率；以及
基于对所述混频器输出信号的分析生成(650)补偿信号，使得能够基于所述补偿信号减少在所述混频器输出信号中所包含的干扰分量。
CN201410179443.1A 2013-05-02 2014-04-30 用于处理接收信号的设备和方法以及混频器单元 Pending CN104135234A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102013104485.9 2013-05-02
DE102013104485.9A DE102013104485A1 (de) 2013-05-02 2013-05-02 Eine vorrichtung und ein verfahren zum bearbeiten eines empfangssignals und eine mischereinheit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN104135234A true CN104135234A (zh) 2014-11-05

Family

ID=51727322

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410179443.1A Pending CN104135234A (zh) 2013-05-02 2014-04-30 用于处理接收信号的设备和方法以及混频器单元

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9312898B2 (zh)
CN (1) CN104135234A (zh)
DE (1) DE102013104485A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107852388A (zh) * 2015-08-31 2018-03-27 英特尔Ip公司 用于减少基带接收信号内的失真分量的接收器和方法
CN109495108A (zh) * 2017-09-12 2019-03-19 罗伯特·博世有限公司 用于处理传感器信号的设备和方法
CN110058203A (zh) * 2018-01-18 2019-07-26 罗伯特·博世有限公司 用于处理输入信号的设备和方法和雷达设备
CN113676179A (zh) * 2021-05-13 2021-11-19 中国地质大学（武汉） 一种数字正交混频器混频方法、混频器电路和混频器

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10101438B2 (en) 2015-04-15 2018-10-16 Texas Instruments Incorporated Noise mitigation in radar systems
US20170307669A1 (en) * 2016-04-20 2017-10-26 Infineon Technologies Ag Device and method for testing a mixer
US9948409B2 (en) 2016-09-20 2018-04-17 Infineon Technologies Ag Phase and amplitude signal sensing circuit for radio frequency (RF) transmitters
KR101981552B1 (ko) * 2017-11-10 2019-08-28 한국항공대학교산학협력단 이미지 제거 기술을 이용한 노이즈 개선 하향 주파수 변환구조
TWI692197B (zh) * 2018-12-07 2020-04-21 立積電子股份有限公司 混頻模組
TWI676351B (zh) 2018-12-07 2019-11-01 立積電子股份有限公司 電容器電路及電容式倍增濾波器
US10735035B1 (en) * 2019-03-11 2020-08-04 Apple Inc. Sensor circuit with tracking filter and leakage rejection

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050221781A1 (en) * 2004-04-02 2005-10-06 Lin Hung C DC offset and 1/f noise compensation of a direct conversion receiver
CN101115038A (zh) * 2006-07-13 2008-01-30 联发科技股份有限公司 增强直流偏移校正速度的接收器及实现方法
CN101478324A (zh) * 2009-01-21 2009-07-08 北京交通大学 一种单支路正交混频无线接收机
CN102138283A (zh) * 2008-06-30 2011-07-27 爱立信电话股份有限公司 带有dc偏移和im2抑制反馈环的单端多频带反馈线性化rf放大器以及混频器
CN101218751B (zh) * 2005-05-10 2011-11-02 高通股份有限公司 用于频率控制的系统、方法和设备

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2226204A (en) 1988-12-07 1990-06-20 Philips Electronic Associated Continuously transmitting and receiving radar
US5861837A (en) 1997-03-19 1999-01-19 Northrop Grumman Corporation Poly-frequency CW doppler radar system with leakage cancellation and method
DE19918767A1 (de) 1999-04-24 2000-10-26 Daimler Chrysler Ag Einrichtung zur Erhöhung des Dynamikbereichs von frequenzmodulierten Dauerstrichradaren
US6711396B1 (en) * 2000-11-13 2004-03-23 Nortel Networks Limited Method to reduce local oscillator or carrier leakage in frequency converting mixers
US6970689B2 (en) 2002-02-15 2005-11-29 Broadcom Corporation Programmable mixer for reducing local oscillator feedthrough and radio applications thereof
US6992526B2 (en) * 2004-03-05 2006-01-31 Wionics Research Apparatus and method for DC offset reduction
EP1681578A1 (de) 2005-01-14 2006-07-19 Siemens Aktiengesellschaft Rauschunterdrückung für Radarsystem
US7603096B2 (en) 2007-02-16 2009-10-13 Mediatek Inc. Mixer with self-calibrating carrier leakage mechanism
US8615205B2 (en) * 2007-12-18 2013-12-24 Qualcomm Incorporated I-Q mismatch calibration and method
GB0914844D0 (en) * 2009-08-25 2009-09-30 Cambridge Silicon Radio Ltd Architecture to remove a bimodal dynamic dc offset in direct conversion receiver
US9059879B2 (en) * 2011-07-08 2015-06-16 Infineon Technologies Ag Test signal generation and application in receivers

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050221781A1 (en) * 2004-04-02 2005-10-06 Lin Hung C DC offset and 1/f noise compensation of a direct conversion receiver
CN101218751B (zh) * 2005-05-10 2011-11-02 高通股份有限公司 用于频率控制的系统、方法和设备
CN101115038A (zh) * 2006-07-13 2008-01-30 联发科技股份有限公司 增强直流偏移校正速度的接收器及实现方法
CN102138283A (zh) * 2008-06-30 2011-07-27 爱立信电话股份有限公司 带有dc偏移和im2抑制反馈环的单端多频带反馈线性化rf放大器以及混频器
CN101478324A (zh) * 2009-01-21 2009-07-08 北京交通大学 一种单支路正交混频无线接收机

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
周宁华: "《集成运算放大器及其在电子线路中的应用》", 31 October 1980 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107852388A (zh) * 2015-08-31 2018-03-27 英特尔Ip公司 用于减少基带接收信号内的失真分量的接收器和方法
CN107852388B (zh) * 2015-08-31 2021-02-05 苹果公司 用于减少基带接收信号内的失真分量的接收器和方法
CN109495108A (zh) * 2017-09-12 2019-03-19 罗伯特·博世有限公司 用于处理传感器信号的设备和方法
CN109495108B (zh) * 2017-09-12 2023-11-14 罗伯特·博世有限公司 用于处理传感器信号的设备和方法
CN110058203A (zh) * 2018-01-18 2019-07-26 罗伯特·博世有限公司 用于处理输入信号的设备和方法和雷达设备
CN113676179A (zh) * 2021-05-13 2021-11-19 中国地质大学（武汉） 一种数字正交混频器混频方法、混频器电路和混频器
CN113676179B (zh) * 2021-05-13 2024-05-14 中国地质大学（武汉） 一种数字正交混频器混频方法、混频器电路和混频器

Also Published As

Publication number Publication date
US20140329482A1 (en) 2014-11-06
US9312898B2 (en) 2016-04-12
DE102013104485A1 (de) 2014-11-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104135234A (zh) 用于处理接收信号的设备和方法以及混频器单元
US10381985B2 (en) Power amplifier linearization system and method
JP4802190B2 (ja) ポーラ変調送信回路及び通信機器
US7912148B2 (en) Transmission circuit and communication device
US11159195B2 (en) Methods for operating radio frequency devices having transmit loopback functionality
JPWO2014136437A1 (ja) 無線送信装置および無線送信方法
CN104283829A (zh) 发射机中的改进的数字预失真系统
US10447207B2 (en) Switch with envelope injection
US20160226698A1 (en) Signal transmission apparatus, distortion compensation apparatus, and signal transmission method
US9800141B2 (en) Hysteretic current control with event dithering
JPWO2014042270A1 (ja) 送信機
US11196506B2 (en) Interference signal generation device, interference signal generation system, and interference signal generation method
JP2013098757A (ja) 高周波信号処理装置および無線通信システム
JP6424891B2 (ja) 送信回路、高周波フロントエンド回路、送信信号の制御方法、および、高周波フロントエンドの送受信制御方法
US9503132B2 (en) Wireless communication apparatus, communication control method, and computer-readable recording medium
US20040085127A1 (en) Power amplifying method, power amplifier, and communication apparatus
US20170317699A1 (en) Compensation parameter and predistortion signal
US8488497B2 (en) Transmission circuit and transmission method
JP2009284174A (ja) 送信回路、電力制御方法およびコンピュータプログラム
US9166577B2 (en) Modulation through differentially delayed clocks
JP2010226249A (ja) 増幅装置
JP6056956B2 (ja) 通信装置及びその歪み抑制方法
US8860524B2 (en) Polar modulator
US7689179B2 (en) Multistage amplifier apparatus with distortion compensation function
JP6359878B2 (ja) 電力増幅装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20141105

RJ01 Rejection of invention patent application after publication