JPWO2014042270A1 - 送信機 - Google Patents

Abstract

送信機に、同一のベースバンド信号をデルタシグマ変調して出力する複数のデジタル送信機と、複数のデジタル送信機の出力信号を合成して出力する合成器と、デジタル送信機に供給する、デジタル送信機毎に異なる外部信号を生成する制御部と、デジタル送信機毎に備える、デルタシグマ変調を行うデルタシグマ変調器の入力端子または内部ノードに、デジタル送信機毎に異なる外部信号を入力するための入力手段とを備える。

Description

本発明は携帯電話システムや無線ＬＡＮ（Local Area Network）機器等の通信・放送機器で用いられる送信機に関する。

携帯電話システムや無線ＬＡＮ機器等の通信・放送機器で用いられる送信機には、送信電力の大きさに依存することなく、送信波形を高精度で維持しつつ、低消費電力で動作することが求められる。特に送信機の最終段に設けられる送信用の電力増幅器は、大きな電力を消費するため、高い電力効率が要求される。

近年、高い電力効率が期待される電力増幅器として、スイッチング増幅器が注目されている。スイッチング増幅器は、入力信号としてパルス波形信号を想定し、そのパルス波形を維持して電力増幅する。スイッチング増幅器で増幅されたパルス波形信号は、フィルタ素子で所望の無線信号の帯域以外の周波数成分が除去されたのち、アンテナから放射される。

図１は、スイッチング増幅器の代表例であるＤ級またはＳ級増幅器と呼ばれる（以下、代表してＤ級増幅器と称する）電力増幅器の構成例を示す回路図である。図１は、論理「１」または「０」の２値の信号を増幅するＤ級増幅器（以下、２値Ｄ級増幅器と称す）の構成例を示している。

図１に示す２値Ｄ級増幅器は、電源と出力端子間、並びに出力端子と接地電位間にそれぞれスイッチ素子が挿入された構成である。２つのスイッチ素子には、開閉制御信号として相補的なパルス信号が入力され、いずれか一方のスイッチ素子のみがＯＮするように制御される。図１に示すＤ級増幅器からは、電源側のスイッチ素子がＯＮ、接地電位側のスイッチ素子がＯＦＦのときに、電源電圧と等しい電圧（ハイレベル：論理「１」）が出力され、電源側のスイッチ素子がＯＦＦ、接地電位側のスイッチ素子がＯＮのときに、接地電位（ローレベル：論理「０」）が出力される。

図１に示すＤ級増幅器は、バイアス電流を必要としないため、理想的には電力損失が零になる。スイッチング素子には、電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタ等を用いることができる。

図１に示した２値Ｄ級増幅器を用いる送信機としては、例えばベースバンド信号を２値信号に変換するΔΣ（デルタシグマ）変調器と組み合わせた２値送信機が知られている。２値送信機においては、ΔΣ変調によって２値信号に変換されたデジタルベースバンド信号が、図１に示した２値Ｄ級増幅器を用いて所望のレベルにまで増幅された後、フィルタを介してアンテナへ出力される。

また、スイッチング増幅器には複数ビットの論理値を含む信号を増幅するＤ級増幅器（以下、多値Ｄ級増幅器と称す）もあり、該多値Ｄ級増幅器とベースバンド信号を多値信号に変換する多値ΔΣ変調器とを組み合わせた多値送信機も知られている。

図２は、多値ΔΣ変調器及び多値Ｄ級増幅器を備えた背景技術の多値送信機の構成を示すブロック図である。

図２に示す多値送信機は、デジタルベースバンド回路（Digital Baseband）１１０、多値ΔΣ変調器を含むＲＦ信号生成器１２０及び多値Ｄ級増幅器１３０及びフィルタ１４０を備える。

ＲＦ信号生成器１２０は、デジタルベースバンド回路１１０で生成された２つの直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をそれぞれ多値ΔΣ変調し、多値ΔΣ変調後の信号を所要の無線信号の周波数にアップコンバージョンし、アップコンバージョン後の２つの信号を加算して出力する。ＲＦ信号生成器１２０の出力信号は、不図示のデコーダでデコードされ、該デコード後の信号により多値Ｄ級増幅器１３０が備える複数のスイッチ素子（後述）が駆動される。

多値Ｄ級増幅器１３０は、出力電圧（直流電圧）が異なる複数の電源Ｖ₀〜Ｖ_N（Ｎは０以上の整数）と、複数の電源Ｖ₁〜Ｖ_Nと出力端子間、並びに出力端子と接地電位Ｖ₀間にそれぞれ挿入された複数のスイッチ素子から成るスイッチ群とを有する。多値Ｄ級増幅器１３０は、ＲＦ信号生成器１２０の出力信号に基づき、対応する１つのスイッチ素子のみがＯＮし、該ＯＮしたスイッチ素子に供給される電源電圧または接地電位が出力される。多値Ｄ級増幅器１３０で増幅された無線信号はフィルタ１４０を介してアンテナへ出力される。

図２に示した多値送信機は、図１に示した２値Ｄ級増幅器を備える２値送信機と比べて、複数ビットの論理値を送信信号に載せることができるため、ΔΣ変調器で発生する量子化雑音が低下し、信号対雑音電力比が向上する利点がある。なお、上記２値送信機及び多値送信機の構成例については、例えば特許文献１及び２でも提案されている。

上述したように、図２に示したような多値送信機は、図１に示した２値Ｄ級増幅器を備える２値送信機と比較して信号対雑音電力比が向上する。しかしながら、多値送信機は、多値Ｄ級増幅器を構成するために出力電圧（直流電圧）が異なる複数の電源が必要であるため、装置全体のコストが上昇する課題がある。したがって、多値Ｄ級増幅器を用いない場合でも、信号対雑音電力比を向上させることが可能な送信機が望まれる。特許文献１及び２では、Ｄ級増幅器の電力効率を向上させるための手法を示しているが、送信機の信号対雑音電力比を向上させるための手法は示していない。

特開２０１１−０７７９７９号公報 国際公開第２０１１／０７８１２０号

そこで、本発明は、信号対雑音電力比を向上させることが可能な、Ｄ級増幅器を備えた送信機を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の送信機は、同一のベースバンド信号をデルタシグマ変調して出力する複数のデジタル送信機と、
前記複数のデジタル送信機の出力信号を合成して出力する合成器と、
前記デジタル送信機に供給する、前記デジタル送信機毎に異なる外部信号を生成する制御部と、
前記デジタル送信機毎に備える、前記デルタシグマ変調を行うデルタシグマ変調器の入力端子または内部ノードに、前記デジタル送信機毎に異なる前記外部信号を入力するための入力手段と、
を有する。

図１は、スイッチング増幅器の代表例であるＤ級増幅器の構成例を示す回路図である。 図２は、多値ΔΣ変調器及び多値Ｄ級増幅器を備えた背景技術の多値送信機の構成を示すブロック図である。 図３は、第１の実施の形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。 図４は、ΔΣ変調器の一構成例を示すブロック図である。 図５は、図３に示した切替スイッチの他の挿入例を示す回路図である。 図６は、第１の実施の形態の送信機の他の構成例を示すブロック図である。 図７は、第１の実施の形態の送信機の他の構成例を示すブロック図である。 図８は、図３に示した送信機に適用できる合成器の他の構成例を示す回路図である。 図９は、図３に示した送信機に適用できる合成器の他の構成例を示す回路図である。 図１０は、第２の実施の形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。 図１１は、第３の実施の形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。

次に本発明について図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図３は、第１の実施の形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。

図３に示す送信機は、デジタルベースバンド回路（Digital baseband）１０、２台のデジタル送信機２０₁及び２０₂、合成器３０、並びに制御部４０を備える。

デジタルベースバンド回路１０は、送信対象の信号である送信情報にしたがって直交する２つの信号をそれぞれ変調し、２つのベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）を生成して出力する。デジタルベースバンド回路１０で生成されたＩ信号及びＱ信号は、デジタル送信機２０₁及び２０₂にそれぞれ入力される。すなわち、デジタル送信機２０₁及び２０₂には同一のＩ信号及びＱ信号が入力される。

デジタル送信機２０₁及び２０₂は、切替スイッチ２１₁及び２１₂、ＲＦ信号生成器２２、並びにＤ級増幅器２３をそれぞれ備える。

図３に示すデジタル送信機２０₁及び２０₂が備えるＲＦ信号生成器２２は、図２に示した多値出力のＲＦ信号生成器１２０を２値（論理「１」、「０」）出力に変更した構成であり、Ｄ級増幅器２３には図１に示した２値Ｄ級増幅器が用いられる。

切替スイッチ２１₁及び２１₂は、ＲＦ信号生成器２２が備える、後述するΔΣ変調器の入力端子または該ΔΣ変調器の内部ノードに第１初期値または第２初期値を入力するための入力手段として用いられる。

第１初期値及び第２初期値は、例えば本発明の送信機及び受信機を含む携帯電話機や無線ＬＡＮ機器等の通信機器が備える、該通信機器全体の動作を制御する制御部４０により生成され、デジタル送信機２０₁及び２０₂に供給される。制御部４０は、例えばプログラムにしたがって処理を実行する情報処理用のＩＣ（マイクロコンピュータ）等で実現できる。

切替スイッチ２１₁は、デジタルベースバンド回路１０から供給されるＩ信号に対応して設けられ、外部から供給される第１初期値及びデジタルベースバンド回路１０から供給されるＩ信号がそれぞれ入力される。切替スイッチ２１₁は、制御部４０等から入力される制御信号にしたがって、送信機の初期状態では外部から供給される第１初期値をＲＦ信号生成器２２に入力し、初期状態以降、デジタルベースバンド回路１０から供給されるＩ信号をＲＦ信号生成器２２に入力する。

切替スイッチ２１₂は、デジタルベースバンド回路１０から供給されるＱ信号に対応して設けられ、外部から供給される第１初期値及びデジタルベースバンド回路１０から供給されるＱ信号がそれぞれ入力される。切替スイッチ２１₂は、上記制御部４０等から入力される制御信号にしたがって、送信機の初期状態では外部から供給される第１初期値をＲＦ信号生成器２２に入力し、初期状態以降、デジタルベースバンド回路１０から供給されるＱ信号をＲＦ信号生成器２２に入力する。第１初期値は、例えば上記制御部４０で生成されて供給される固定値である。

ＲＦ信号生成器２２は、Ｉ信号及びＱ信号に対応して設けられた２つのΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂と、Ｉ信号及びＱ信号に対応して設けられた２つの乗算器２２２₁及び２２２₂と、ローカル信号生成器２２３と、加算器２２４とを備えている。

ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂は、入力信号を一次ΔΣ変調する。一次ΔΣ変調を実行するΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂は、例えば図４に示す構成で実現できる。

図４は、ΔΣ変調器の一構成例を示すブロック図である。

図４に示すΔΣ変調器９０は、加算器（アダー）９１、第１遅延器９２、第２遅延器９３及び比較器９４を有する。

図４に示すΔΣ変調器９０に対する入力信号Ｉｎ（ｚ）はアダー９１に入力される。アダー９１の出力信号Ｙ（ｚ）は、第１遅延器９２によって遅延された後、アダー９１に正帰還される。また、アダー９１の出力信号Ｙ（ｚ）は比較器９４によって２値信号に変換され、出力信号Ｏｕｔ（ｚ）として出力される。出力信号Ｏｕｔ（ｚ）は第２遅延器９３によって遅延された後、アダー９１に負帰還される。

このような構成では、アダー９１と第１遅延器９２で構成される帰還ループによって積分器が形成され、入力信号Ｉｎ（ｚ）と出力信号Ｏｕｔ（ｚ）との間には下記の関係式が成立する。

Ｏｕｔ（ｚ）＝Ｉｎ（ｚ）＋（１−ｚ^-1）・Ｎ（ｚ）
ここで、Ｎ（ｚ）は量子化誤差を示す。

図３に示したＲＦ信号生成器２２が備える乗算器２２２₁及び２２２₂は、ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂から出力された信号を、ローカル信号生成器２２３で生成されたパルス列信号を用いて所望の無線信号の周波数にアップコンバージョンする周波数コンバータである。

加算器２２４は、２つの乗算器２２２₁及び２２２₂から出力された信号を加算して出力する。

加算器２２４の出力信号は、Ｄ級増幅器２３によって所望のレベルにまで増幅されて出力される。

図３に示すデジタル送信機２０₂は、初期状態において、第１初期値とは異なる値の第２初期値がＲＦ信号生成器２２に入力される点を除いて、上述したデジタル送信機２０₁と同様の構成である。第２初期値は、第１初期値と同様に、例えば制御部４０で生成されて供給される固定値である。

合成器３０は、２つのデジタル送信機２０₁及び２０₂の出力信号を合成して負荷に供給する。図３に示すように、合成器３０は、例えばデジタル送信機２０₁及び２０₂毎の出力信号が入力される２つの一次巻線、並びに該一次巻線に対応して設けられた２つの二次巻線が直列に接続されたトランスで実現される。図３に示す合成器３０からは、デジタル送信機２０₁の出力電圧とデジタル送信機２０₂の出力電圧とが加算されて出力される。合成器３０から出力された無線信号は、例えば不図示のフィルタを介してアンテナへ出力される。

このような構成において、デジタル送信機２０₁の出力信号Ｔｘ１（ｔ）には、無線信号Ｓ（ｔ）とΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂で発生する量子化雑音Ｎ１（ｔ）とが含まれるため、デジタル送信機２０₁の出力信号Ｔｘ１（ｔ）は、以下の式（１）で表すことができる。

Ｔｘ１（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Ｎ１（ｔ）…（１）
上述したように、デジタル送信機２０₁では、初期状態において、ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂には第１初期値が入力される。

一方、無線信号を送信する場合、ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂には、デジタルベースバンド回路１０で生成されたＩ信号及びＱ信号が入力される。

ここで、上記式（１）の右辺における量子化雑音Ｎ１（ｔ）は、下記に示すように第１初期値に依存する。

例えば、ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂として、図４に示したΔΣ変調器９０を用いる場合、該ΔΣ変調器９０の入力信号を、時系列の順にＩｎ（０）、Ｉｎ（１）、Ｉｎ（２）、…、ｎ（ｎ）とすると、アダー９１の出力信号Ｙ（ｎ）は、以下の式（１０１）で表される。

式（１０１）は、下記式（１０２）で示すように展開できる。

上記式（１０２）の右辺第２項は、現在の入力信号と過去の出力信号との差の総和であり、アダー９１と第１遅延器９２で構成される積分器の作用を示している。すなわち、アダー９１の出力信号はアダー９１の出力信号の初期値Ｙ（０）に依存する。さらに、アダー９１の出力信号の初期値Ｙ（０）は、入力信号の初期値Ｉｎ（０）、出力信号の初期値Ｏｕｔ（０）及び過去のアダー９１の出力信号Ｙ（−１）の加減算で決定されることを考慮すると、アダー９１の出力信号Ｙ（ｎ）は入力信号の初期値Ｉｎ（０）と出力信号の初期値Ｏｕｔ（０）にも依存することが分かる。

図４に示した比較器９４で発生する量子化雑音Ｎ（ｎ）は、出力信号Ｏｕｔ（ｎ）とアダー９１の出力信号Ｙ（ｎ）との差であり、下記式（１０３）で表される。

上記式（１０３）から、量子化雑音Ｎ（ｎ）も、アダー９１の出力信号の初期値Ｙ（０）、すなわち入力信号の初期値Ｉｎ（０）と出力信号の初期値Ｏｕｔ（０）に依存することが分かる。

ここで、図３に示したデジタル送信機２０₁の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲ１は、無線信号Ｓ（ｔ）の時間２乗平均と量子化雑音Ｎ１（ｔ）の時間２乗平均とを用いて以下の式（２）で表される。

また、図３に示したデジタル送信機２０₂の出力信号Ｔｘ２（ｔ）には、無線信号Ｓ（ｔ）と、ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂で発生する量子化雑音Ｎ２（ｔ）とが含まれため、デジタル送信機２０₂の出力信号Ｔｘ２（ｔ）は、以下の式（３）で表すことができる。

Ｔｘ２（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Ｎ２（ｔ）…（３）
デジタル送信機２０₂では、初期状態において、ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂には第２初期値が入力される。

一方、無線信号を送信する場合、ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂にはデジタルベースバンド回路１０で生成されたＩ信号及びＱ信号が入力される。

ここで、デジタル送信機２０₂における信号対雑音電力比ＳＮＲ２は、無線信号Ｓ（ｔ）の時間２乗平均と量子化雑音Ｎ２（ｔ）の時間２乗平均とを用いて以下の式（４）で表される。

デジタル送信機２０₁及び２０₂では、上述したようにΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂に対する入力信号の初期値が異なる。したがって、上記式（１０３）で示される量子化雑音Ｎ１（ｚ）とＮ２（ｚ）とは同一ではない。一方、雑音の統計的性質から量子化雑音Ｎ１（ｚ）とＮ２（ｚ）の時間２乗平均値は等しくなる。すなわち、以下の式（５）が成り立つ。

このことから、入力信号の初期値が異なっていても、式（２）及び（４）で示したデジタル送信機２０₁の信号対雑音電力比と、デジタル送信機２０₂の信号対雑音電力比とは等しいことが分かる。

合成器３０は、デジタル送信機２０₁の出力信号とデジタル送信機２０₂の出力信号とを合成する。したがって、合成器３０の出力信号Ｃｏｍ１（１）は、上記式（１）の右辺と上記式（３）の右辺との和に等しい。すなわち、
Ｃｏｍ１（１）＝２Ｓ（ｔ）＋Ｎ１（ｔ）＋Ｎ２（ｔ）…（６）
が成り立つ。

一方、合成器３０の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲｃｏｍは、以下の式（７）で表される。

式（７）の右辺分母において、上述したように量子化雑音Ｎ１（ｔ）とＮ２（ｔ）とは同一でないため、雑音の統計的性質から量子化雑音Ｎ１（ｔ）とＮ２（ｔ）の積の時間平均は零（０）になる。したがって、式（７）の右辺分母は下記式（８）で示すように展開できる。

上記式（８）と式（５）から、式（７）は以下の式（９）に書き直すことができる。

式（９）から分かるように、合成器３０の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲｃｏｍは、デジタル送信機２０₁の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲ１（＝デジタル送信機２０₂の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲ２）の２倍になる。

このことは、図３に示す構成では、１台のデジタル送信機のみ備え、初期値が与えられない構成よりも、信号対雑音電力比が向上することを示している。

また、図３に示す送信機では、デジタル送信機２０₁及び２０₂が同一の構成であり、それぞれが備えるＤ級増幅器２４で用いる電源電圧の値も等しい。したがって、Ｄ級増幅器２４で用いる電源電圧を共通化して１つで済ませることができる。

よって、図２に示したような複数の電源を要する多値Ｄ級増幅器１３０を用いなくても、信号対雑音電力比を向上させることが可能な送信機が得られる。また、同等の信号対雑音電力比を得るのに必要なΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂のサンプリング周波数またはオーバーサンプル比を低く抑えることができるため、ΔΣ変調器の消費電力を低減することが可能であり、送信機全体の消費電力も低減できる。

なお、ＲＦ信号生成器２２に対して初期値を与えるノードは、図３に示したようにΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂の入力端子に限定されるものではなく、例えばΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂の内部ノードであってもよい。図５の（ａ）〜（ｃ）は、図４に示した一次ΔΣ変調器９０が備える、積分器を構成するアダー９１及び第１遅延器９２で形成される帰還ループ内に切替スイッチ２１を挿入した構成例を示している。さらに、切替スイッチ２１は、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）で示す位置に限定されるものではなく、ΔΣ変調器２２１₁及び２２１₂のその他の内部ノードに挿入してもよい。さらに、周知の高次ΔΣ変調器においても、積分器を構成する帰還ループ内またはその他の内部ノードに切替スイッチを挿入して初期値を入力してもよい。そのような構成でも、上述したΔΣ変調器９０の入力端子に初期値を与える構成と同様の効果を得ることができる。

また、本実施形態のデジタル送信機が備えるＲＦ信号生成器は、図６に示すような構成に置き換えることも可能である。図６に示すＲＦ信号生成器５２は、非特許文献１（S. Hori, K. Kunihiro, K. Takahashi and M. Fukaishi, “A 0.7-3GHz envelope delta-sigma modulator using phase modulated carrier clock for multi-mode/band switching amplifies”, IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium Digest, pp. 35-38, June 2011）のＦｉｇ．１（ｃ）に記載された構成である。

図６は、第１の実施の形態の送信機の他の構成例を示すブロック図である。

図６に示す送信機は、デジタルベースバンド回路１１、２台のデジタル送信機５０₁及び５０₂、合成器３０、並びに制御部４０を有する。合成器３０の構成及び動作は、図３に示した送信機と同様である。

デジタルベースバンド回路１１は、ベースバンド信号の振幅成分である振幅信号ｒと、直交する２つのベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）を各々振幅信号ｒで除算した位相直交信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）とを生成して出力する。デジタルベースバンド回路１１で生成された振幅信号ｒ、Ｉ’信号及びＱ’信号は、２台のデジタル送信機５０₁及び５０₂にそれぞれ入力される。

デジタル送信機５０₁及び５０₂は、切替スイッチ５１、ＲＦ信号生成器５２及びＤ級増幅器５３を備える。切替スイッチ５１の構成及び動作は、図３に示した切替スイッチ２１₁（または２１₂）と同様である。図６に示す構成では、初期状態において、デジタル送信機５０₁が備えるＲＦ信号生成器５２に第１初期値が入力され、デジタル送信機５０₂が備えるＲＦ信号生成器５２に第２初期値が入力される。Ｄ級増幅器５３には、図３に示したデジタル送信機２０₁と同様に、図１に示した２値Ｄ級増幅器が用いられる。

ＲＦ信号生成器５２は、振幅信号ｒに対応して設けられたΔΣ変調器５２１と、Ｉ’信号及びＱ’信号をＲＦ帯位相信号に変換するＩＱモジュレータ（直交変調器）５２２と、ＩＱモジュレータ５２２から出力されたＲＦ帯位相信号を矩形状のパルス位相信号に変換する比較器５２３と、ΔΣ変調器５２１と比較器５２３の出力信号を加算する加算器５２４とを有する。ΔΣ変調器５２１は、比較器５２３から出力されたパルス位相信号（ＲＦ帯位相信号）をクロック信号に用いて振幅信号ｒをΔΣ変調する。乗算器５２４は、ΔΣ変調器５２１の出力信号とＲＦ帯位相信号と合成して出力する。

デジタル送信機５０₂は、初期状態で、第１初期値とは異なる値の第２初期値がＲＦ信号生成器５２に入力されることを除けば、デジタル送信機５０₁と同様の構成である。第１初期値及び第２初期値は、図３に示した送信機と同様に制御部４０で生成されて供給される。

図６に示す送信機においても、図３に示した送信機と同様に、複数の電源を要する多値Ｄ級増幅器を用いなくても、信号対雑音電力比を向上させることが可能な送信機が得られる。また、同等の信号対雑音電力比を得るのに必要なΔΣ変調器５２１のサンプリング周波数またはオーバーサンプル比を低く抑えることができるため、ΔΣ変調器５２１の消費電力を低減することが可能であり、送信機全体の消費電力も低減できる。

なお、本実施形態で示す構成は、多値ΔΣ変調器を含むＲＦ信号生成器及び多値Ｄ級増幅器を備えた送信機に適用してもよい。

例えば図６に示した送信機において、ＲＦ信号生成器５２を多値出力のＲＦ信号生成器に置き換え、Ｄ級増幅器５３を多値Ｄ級増幅器に置き換えることも可能である。そのような多値送信機の構成例を図７に示す。

図７は、第１の実施の形態の送信機の他の構成例を示すブロック図である。

図７に示すＲＦ信号生成器が備えるΔΣ変調器は、後段の多値Ｄ級増幅器で出力される電圧値の数と等しい数の値を出力する。ＲＦ信号生成器の出力信号は、不図示のデコーダでデコードされ、デコード後の信号はドライバアンプにより増幅されて多値Ｄ級増幅器に供給される。

多値Ｄ級増幅器は、図２に示した多値送信機と同様に、出力電圧（直流電圧）が異なる複数の電源Ｖ₀〜Ｖ_N（Ｎは０以上の整数）と、複数の電源Ｖ₁〜Ｖ_Nと出力端子間、並びに出力端子と接地電位Ｖ₀間にそれぞれ挿入された複数のスイッチ素子から成るスイッチ群とを有し、ドライバアンプから出力された信号にしたがって対応するスイッチ素子をオン・オフさせることでＲＦ信号生成器の出力信号を増幅する。多値Ｄ級増幅器で増幅された無線信号は、合成器３０により他のデジタル送信機から出力された無線信号と合成されて出力される。

図７に示す送信機は、デジタル送信機６０₁及び６０₂にそれぞれ多値Ｄ級増幅器を備えているため、図３や図６で示した２値Ｄ級増幅器を備えた構成よりも信号対雑音電力比が向上する。すなわち、図７に示す送信機は、初期状態において、多値ΔΣ変調器に異なる初期値が入力される２つのデジタル送信機６０₁及び６０₂の出力信号を合成することで、信号対雑音電力比を、図３や図６に示した２値送信機よりもさらに向上させることができる。

また、本実施形態では、図３に示した送信機において、ＲＦ信号生成器２２を図２に示した多値出力のＲＦ信号生成器１２０に置き換え、Ｄ級増幅器２３を図２に示した多値Ｄ級増幅器１３０に置き換えることも可能である。そのような多値送信機でも、図７に示した送信機と同様の効果を得ることができる。

また、図３、図６及び図７で示した合成器３０は、その他の回路で実現してもよい。図８及び図９は、図３、図６及び図７に示した送信機に適用できる合成器３０の他の構成例を示している。

図８に示す合成器は、デジタル送信機毎の出力信号が一端から入力され、他端が接続された複数の伝送線路で構成される。各伝送線路は、デジタル送信機から出力される無線信号に含まれるキャリア周波数の１／４波長の長さで形成される。以下、該キャリア周波数の１／４波長の長さの伝送線路を「λ／４伝送線路」と称す。

λ／４伝送線路は、入力された電圧信号Ｖ（ｔ）を下記式（１０）に示すように電流信号Ｉ（ｔ）に変換して出力する。

Ｉ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）／ｚ₀…（１０）
ここで、ｚ₀はλ／４伝送線路の特性インピーダンスである。

図８に示す合成器では、一方のλ／４伝送線路に入力される電圧信号をＶ１（ｔ）とし、他方のλ／４伝送線路に入力される電圧信号をＶ２（ｔ）とすると、一方のλ／４伝送線路からは電流信号Ｉ１（ｔ）が出力され、他方のλ／４伝送線路からは電流信号Ｉ２（ｔ）が出力される。ここで、図８に示す合成器の出力に接続される負荷の値をＲｌｏａｄとすると、該負荷に与えられる電圧Ｖｌｏａｄ（ｔ）は、上記式（１０）から以下の式（１１）で表される。

Ｖｌｏａｄ（ｔ）＝（Ｖ１（ｔ）＋Ｖ２（ｔ））・Ｒｌｏａｄ／ｚ₀…（１１）
式（１１）は、図８に示す合成器に入力された電圧信号Ｖ１（ｔ）とＶ２（ｔ）の和に比例する電圧が負荷に供給されることを示している。

図９に示す合成器は、図８に示した合成器の前段に所望の無線信号の帯域を通過させる帯域通過フィルタが接続された構成である。

帯域通過フィルタには、例えば図９に示すように直列に接続されたインダクタＬ及びキャパシタＣを用いることができる。図９に示す合成器を用いれば、所望の信号帯域外の雑音が伝送線路に混入するのを抑制できる。なお、帯域通過フィルタは、合成器を図３や図７に示したトランスで実現する場合、該合成器と各デジタル送信機との間に設けてもよい。

合成器３０は、図３、図６、図８、図９に示した構成だけでなく、例えばウィルキンソン合成器等のように、周知の合成器を用いてもよい。
（第２の実施の形態）
図１０は、第２の実施の形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。

第２の実施の形態の送信機は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）台のデジタル送信機を備え、各デジタル送信機の出力信号がＮ合成器８０で合成されて負荷に供給される構成である。

図１０に示す送信機は、図３に示したデジタル送信機２０の数をさらに増やした構成に相当する。各デジタル送信機２０₁〜２０_Nの構成は、図３に示した第１の実施の形態の送信機と同様である。Ｎ台のデジタル送信機２０₁〜２０_Nには、初期状態において、制御部４０で生成された、互いに異なる初期値（第１初期値〜第Ｎ初期値）が入力される。

Ｎ合成器８０は、例えばデジタル送信機２０₁〜２０_N毎の出力信号が入力されるＮ個の一次巻線、及び該一次巻線に対応して設けられたＮ個の二次巻線が直列に接続されたトランスで実現される。

図１０に示す送信機が備えるＮ台のデジタル送信機２０₁〜２０_Nを、第＿ｋデジタル送信機（ｋは１〜Ｎの整数）とすると、第＿ｋデジタル送信機２０_kの出力信号Ｔｘ＿ｋ（ｔ）は、以下の式（１２）で表される。

Ｔｘ＿ｋ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Ｎ＿ｋ（ｔ）…（１２）
ここで、Ｎ＿ｋ（ｔ）は、第＿ｋデジタル送信機２０_kが備えるΔΣ変調器で発生する量子化雑音である。

Ｎ合成器８０はデジタル送信機２０₁〜２０_Nの出力信号を合成して出力する。このＮ合成器８０の出力電圧ＶＮｃｏｍ（ｔ）は、以下の式（１３）で表される。

ＶＮｃｏｍ（ｔ）
＝Ｎ・Ｓ（ｔ）＋Ｎ＿１（ｔ）＋Ｎ＿２（ｔ）＋…＋Ｎ＿ｋ（ｔ）…（１３）
Ｎ合成器８０の出力におけるＶＮｃｏｍ（ｔ）の信号対雑音電力比ＳＮＲ_Ncomは、以下の式（１４）で表される。

ここで、雑音の統計的性質からＮ＿ｐ（ｔ）とＮ＿ｑ（ｔ）（ｐとｑは異なる整数）の積の時間平均が零になることから、式（１４）の右辺分母は下記式（１５）に展開できる。

但し、Ｎ＿ｋ（ｔ）²の時間平均は、ｋの値に依存せずに一定であるとする。

上記式（１５）から式（１４）は以下の式（１６）に書き直すことができる。

上述したように、第＿ｋデジタル送信機２０_kの出力における信号対雑音電力比は、上記式（２）で示されるため、式（１６）は、Ｎ合成器８０の出力における信号対雑音電力比が、１台のデジタル送信機の出力における信号対雑音電力比のＮ倍になることを示している。

すなわち、互いに異なる初期値が入力されるΔΣ変調器を備えた複数のデジタル送信機の出力信号を合成することで、所望の信号電力は合成される数の２乗に比例して増幅され、ΔΣ変調器で発生する量子化雑音は、合成される数に比例して増幅される。そのため、信号対雑音電力比は、合成される数に比例して向上する。

また、Ｎ台のデジタル送信機２０₁〜２０_Nは全て同一の構成であり、各デジタル送信機２０₁〜２０_Nが備える２値Ｄ級増幅器で用いる電源電圧の値も等しい。よって、デジタル送信機毎に備える２値Ｄ級増幅器で用いる電源を全て共通にして１つにすることが可能である。

したがって、図１０に示した送信機においても、第１の実施の形態と同様に、複数の電源を要する多値Ｄ級増幅器を用いなくても、信号対雑音電力比を向上させることが可能な送信機が得られる。また、同等の信号対雑音電力比を得るのに必要なΔΣ変調器のサンプリング周波数またはオーバーサンプル比を低く抑えることができるため、ΔΣ変調器の消費電力を低減することが可能であり、送信機全体の消費電力も低減できる。

なお、図１０に示した送信機が備えるＮ台のデジタル送信機２０₁〜２０_Nは、図６に示した２値出力のＲＦ信号生成器５２及びＤ級増幅器５３を備えた構成に置き換えてもよい。

また、本実施形態で示す構成も、多値ΔΣ変調器を含むＲＦ信号生成器及び多値Ｄ級増幅器を備えた送信機に適用することができる。例えば図１０に示した送信機が備えるＮ台のデジタル送信機２０₁〜２０_Nは、図７に示した多値出力のＲＦ信号生成器及び多値Ｄ級増幅器を備えた構成、あるいは図２に示した多値出力のＲＦ信号生成器及び多値Ｄ級増幅器を備えた構成に置き換えることも可能である。

また、図１０では、ΔΣ変調器の入力端子から初期値を入力する構成例を示しているが、初期値はΔΣ変調器の内部ノードに入力してもよい。その場合、図５（ａ）〜（ｃ）で示したように、ΔΣ変調器の積分器を構成する帰還ループ内に切替スイッチを挿入することで初期値を入力してもよく、ΔΣ変調器のその他の内部ノードに切替スイッチを挿入することで初期値を入力してもよい。

さらに、Ｎ合成器８０は、図８に示したλ／４伝送線路、あるいは図９に示した帯域通過フィルタとλ／４伝送線路とを備えた構成で実現してもよい。その場合、λ／４伝送線路や帯域通過フィルタは、Ｎ台のデジタル送信機２０₁〜２０_Nの出力毎に設ければよい。さらに、Ｎ合成器８０は、例えばウィルキンソン合成器等のように周知の合成器をカスケード接続することでも実現できる。
（第３の実施の形態）
図１１は、第３の実施の形態の送信機の一構成例を示すブロック図である。

第３の実施の形態の送信機は、図３に示した送信機において、切替スイッチ２１₁及び２１₂に代えて加算器７１₁及び７１₂を備え、固定値である初期値に代えて、外部で生成された第１外部信号または第２外部信号が加算器７１₁及７１₂を介してＲＦ信号生成器に入力される構成である。すなわち、本実施形態では、加算器７１₁及び７１₂が、ＲＦ信号生成器が備えるΔΣ変調器の入力端子または該ΔΣ変調器の内部ノードに外部信号を入力するための入力手段として用いられる。デジタル送信機７０₁に入力される第１外部信号と、デジタル送信機７０₁に入力される第２外部信号とは互いに異なる信号とする。第１外部信号及び第２外部信号は、第１及び第２の実施の形態と同様に、例えば制御部４０で生成されて供給される。

図１１に示す送信機において、デジタル送信機７０₁の出力信号Ｔｘ１１（ｔ）には、無線信号Ｓ（ｔ）とΔΣ変調器で発生する量子化雑音Ｎ１１（ｔ）と外部から入力される信号Ｅｘ１１（ｔ）が含まれる。そのため、デジタル送信機の出力信号Ｔｘ１１（ｔ）は、以下の式（１７）で表すことができる。

Ｔｘ１１（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Ｅｘ１１（ｔ）＋Ｎ１１（ｔ）…（１７）
同様に、デジタル送信機７０₂の出力信号Ｔｘ１２（ｔ）には、無線信号Ｓ（ｔ）とΔΣ変調器で発生する量子化雑音Ｎ１２（ｔ）と外部から入力される信号Ｅｘ１２（ｔ）が含まれる。そのため、デジタル送信機７０₂の出力信号Ｔｘ１２（ｔ）は、以下の式（１８）で表すことができる。

Ｔｘ１２（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Ｅｘ１２（ｔ）＋Ｎ１２（ｔ）…（１８）
デジタル送信機７０₁の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲ１１は、Ｅｘ１１（ｔ）がＳ（ｔ）に対して無視できる程度に小さい、または両者の信号帯域が十分に離れているという条件が成立するとき、以下の式（１９）で表すことができる。

同様に、デジタル送信機７０₂の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲ１２は、以下の式（２０）で表すことができる。

ここで、上記式（１０３）で示したように、ΔΣ変調器で発生する量子化雑音は、該ΔΣ変調器の入力信号に依存する。また、Ｎ１１（ｔ）及びＮ１２（ｔ）は、ΔΣ変調器毎に異なる外部信号が入力されるため、同一ではない。

また、合成器の出力をＣｏｍ１１（ｔ）とし、合成器の出力における信号対雑音電力比をＳＮＲｃｏｍ１１とすると、上記式（５）〜（９）において、Ｎ１（ｔ）、Ｎ２（ｔ）、Ｃｏｍ（ｔ）、ＳＮＲｃｏｍ（ｔ）は、Ｎ１１（ｔ）、Ｎ１２（ｔ）、Ｃｏｍ１１（ｔ）、ＳＮＲｃｏｍ１１（ｔ）に置き換えた式も成立する。

すなわち、式（９）に代わって下記式（２１）が成立する。

式（２１）から分かるように、合成器の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲｃｏｍ１１は、デジタル送信器７０₁の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲ１１（＝デジタル送信器７０₂の出力における信号対雑音電力比ＳＮＲ１２）の２倍になる。

すなわち、図１１に示す送信機は、１台のデジタル送信機のみ備え、外部信号が与えられない構成よりも信号対雑音電力比が向上する。

また、図１１に示すデジタル送信機７０₁及び７０₂は同一の構成であり、それぞれが備える２値Ｄ級増幅器で用いる電源電圧の値も等しい。したがって、２値Ｄ級増幅器で用いる電源電圧を共通化して１つで済ませることができる。

したがって、図１１に示した送信機においても、第１の実施の形態と同様に、複数の電源を要する多値Ｄ級増幅器を用いなくても、信号対雑音電力比を向上させることが可能な送信機が得られる。また、同等の信号対雑音電力比を得るのに必要なΔΣ変調器のサンプリング周波数またはオーバーサンプル比を低く抑えることができるため、ΔΣ変調器の消費電力を低減することが可能であり、送信機全体の消費電力も低減できる。

なお、外部信号として、初期状態において有意の値であり、初期状態以降で零（０）となる信号を供給すれば、該外部信号は、ΔΣ変調器に対して初期値のみ提供する信号となる。その場合、図１１に示す構成は、実質的に第１の実施の形態と同一となる。

また、図１１に示した送信機が備えるデジタル送信機７０₁及び７０₂は、図６に示した２値出力のＲＦ信号生成器５２及びＤ級増幅器５３を備えた構成に置き換えてもよい。

また、本実施形態で示す構成も、多値ΔΣ変調器を含むＲＦ信号生成器及び多値Ｄ級増幅器を備えた送信機に適用することができる。例えば図１１に示した送信機が備えるデジタル送信機７０₁及び７０₂は、図７に示した多値出力のＲＦ信号生成器及び多値Ｄ級増幅器を備えた構成、あるいは図２に示した多値出力のＲＦ信号生成器及び多値Ｄ級増幅器を備えた構成に置き換えることも可能である。その場合も、切替スイッチに代えて加算器を備え、初期値に代えて外部信号をＲＦ信号生成器のΔΣ変調器に入力すればよい。

また、図１１に示した送信機が備えるデジタル送信機７０₁を、図１０に示した送信機のようにＮ台備え、それらの出力信号をＮ合成器８０で合成してもよい。

また、図１１では、ΔΣ変調器の入力端子から外部信号を入力する構成例を示しているが、外部信号はΔΣ変調器の内部ノードに入力してもよい。その場合、図５（ａ）〜（ｃ）で示したように、ΔΣ変調器の積分器を構成する帰還ループ内に加算器７１を挿入することで外部信号を入力してもよく、ΔΣ変調器のその他の内部ノードに加算器７１を挿入することで外部信号を入力してもよい。

さらに、合成器３０は、図８に示したλ／４伝送線路あるいは図９に示した帯域通過フィルタとλ／４伝送線路とを備えた構成で実現してもよく、ウィルキンソン合成器等のように周知の合成器で実現してもよい。

以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細は本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更が可能である。

この出願は、２０１２年９月１４日に出願された特願２０１２−２０２５９２号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (10)

1. 同一のベースバンド信号をデルタシグマ変調して出力する複数のデジタル送信機と、
   前記複数のデジタル送信機の出力信号を合成して出力する合成器と、
   前記デジタル送信機に供給する、前記デジタル送信機毎に異なる外部信号を生成する制御部と、
   前記デジタル送信機毎に備える、前記デルタシグマ変調を行うデルタシグマ変調器の入力端子または内部ノードに、前記デジタル送信機毎に異なる前記外部信号を入力するための入力手段と、
   を有する送信機。
2. 前記外部信号は、
   前記デジタル送信機の初期状態において有意な値であり、前記初期状態以降では零である請求項１記載の送信機。
3. 前記デジタル送信機は、
   直流電圧を出力する電源と、
   前記電源と出力端子間、並びに前記出力端子と接地電位間に挿入されたスイッチ素子と、
   を含む２値Ｄ級増幅器を有する請求項１または２記載の送信機。
4. 前記デジタル送信機は、
   出力電圧が互いに異なる直流電圧を出力する複数の電源と、
   前記複数の電源と出力端子間、並びに前記出力端子と接地電位間にそれぞれ挿入された複数のスイッチ素子と、
   を含む多値Ｄ級増幅器を有する請求項１または２記載の送信機。
5. 前記デジタル送信機は、
   前記ベースバンド信号である２つの直交信号から抽出された振幅信号及び前記直交信号から抽出される位相信号が入力され、前記位相信号をクロック信号に用いて前記振幅信号をデルタシグマ変調するデルタシグマ変調器と、
   前記デルタシグマ変調器の出力信号と前記位相信号とを乗算してパルス信号を生成する乗算器と、
   を有する請求項１から４のいずれか１項記載の送信機。
6. 前記デジタル送信機は、
   ベースバンド信号である２つの直交信号が入力され、前記２つの直交信号をデルタシグマ変調する２つのデルタシグマ変調器と、
   前記２つのデルタシグマ変調器の出力信号を所望の無線信号の周波数にアップコンバージョンする周波数コンバータと、
   前記周波数コンバータの出力信号を加算する加算器と、
   を有する請求項１から４のいずれか１項記載の送信機。
7. 前記合成器は、
   前記デジタル送信機毎の出力信号が入力される複数の一次巻線、及び前記一次巻線に対応して設けられた複数の二次巻線が直列に接続されたトランスを有する請求項１から６のいずれか１項記載の送信機。
8. 前記合成器は、
   前記デジタル送信機毎の出力信号が一端から入力され、他端が接続された複数の伝送線路を有する請求項１から６のいずれか１項記載の送信機。
9. 前記伝送線路が、前記無線信号に含まれるキャリア周波数の１／４波長の長さで形成された請求項８記載の送信機。
10. 前記合成器は、
    所望の無線信号の帯域を通過させる帯域通過フィルタを含む請求項１から９のいずれか１項記載の送信機。

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