JPH08509334A

JPH08509334A - 先行ひずみ方法及びレーザ線形化のための装置

Info

Publication number: JPH08509334A
Application number: JP6523537A
Authority: JP
Inventors: コーニッシュ、ピーター・ダブリュ; ダンカン、バリー
Original assignee: エリクソン・レイネット
Priority date: 1993-04-19
Filing date: 1994-04-18
Publication date: 1996-10-01
Also published as: CA2160886A1; US5321710A; WO1994024780A1; EP0700607A1; AU6637294A

Abstract

(57)【要約】先行ひずみ回路は、レーザダイオードによって固有に発生された、混合された２次の相互変調ひずみ積を減少させる。無線周波信号は、第１と第２の信号に分配され、第２の信号は、増幅器によって発生された基本波成分の振幅と比較して比較的大きな振幅を有する相互変調ひずみ積を生成するように、飢餓状態のぎりぎりの低い電流レベルでバイアスされた増幅器によって増幅される。上記増幅器によって発生された混合された２次相互変調ひずみ積の振幅と位相は、第１の信号に応答して、第１の電気信号によってレーザダイオードによって固有に発生されたそれらと実質的に一致するように調整され、当該積は、レーザによって発生されたそれらに対して約１８０°だけ位相ずれが生じている。上記調整されたひずみ積は第１の電気信号と混合され、上記混合された信号はレーザダイオードに供給され、その結果、レーザダイオードの出力は最小の混合された２次の相互変調ひずみ積を有する。

Description

【発明の詳細な説明】先行ひずみ方法及びレーザ線形化のための装置発明の分野本発明は、レーザを線形化するための信号処理方法及び装置に関する。より具体的には、本発明は、アナログ光変調モードにおいて動作するＤＦＢ型光レーザダイオードを線形化するために、広帯域高周波（ＲＦ）電気信号に対して、制御された２次の先行ひずみを発生して印加し、オプショナルでは、制御されたより高い次数の先行ひずみを発生して印加するための方法に関する。発明の背景複数のケーブルテレビジョン信号分配システムにおいては、多くの分離された高周波（ＲＦ）テレビジョンチャンネルが１本の伝送ラインにわたって同時に伝送されており、それに要求される帯域幅は、約４０ＭＨｚの程度から約１ＧＨｚの程度までにわたっている。現在、複数のケーブルテレビジョン分配システムは従来、高周波スペクトラムのための伝送ラインとして同軸ケーブルを用いていた。同軸ケーブル伝送ラインに対して固有の大きな信号損失のために、複数の中継局の増幅器が例えば、ネットワークの延長に伴って０．５マイル毎に、通常近接した間隔の距離で設ける必要がある。これらの中継局は高価であって、一定の電源供給を必要とするとともに、累積されたひずみを導入し、さらに、複数の加入者に対して連続的なケーブルサービスを提供するために保守する必要がある。複数のアナログ光ファイバネットワークが、広帯域電気通信ネットワークやケーブルテレビジョンネットワーク内で、同軸ケーブル伝送ラインにとって代わるものとして提案されている。そのようなネットワークは、複数の中継局の間で非常に長い距離で成功裏に動作している。典型的には、レーザダイオードは、そのようなネットワーク内の送信機として用いることができる。不運にも、レーザダイオードは相互変調ひずみを生成することが知られている。近年の分配帰還型（ “ＤＦＢ”型）レーザは大きくかつ受容できない量の相互変調ひずみ、特に、混合された（複合の）２次の（ＣＳＯ）ひずみ積、すなわち、２ｆ₁，２ｆ₂，ｆ₂ −ｆ_l，及びｆ₂＋ｆ₁のタイプのひずみ積を発生する。２次の相互変調ひずみは高周波信号を狭帯域幅の範囲に制限することによって、すなわち、最小周波数ｆｍｎの値の２倍よりも低い最大周波数ｆｍｘに保持することによって除去することができるが、この解は、より高い伝送周波数がある与えられた周波数幅に対して必要とされるので、比較的高価である。従って、先行ひずみ技術が、広帯域伝送のために、ＤＦＢ型レーザ出力におけるひずみレベルを改善するための１つの方法として提案されている。ここで用いられているように、“広帯域”は、伝送される最高周波数が伝送される最低周波数の２倍よりも高いという任意の信号を意味する。アナログのアプリケーションのために設計された“低いコスト”のＤＦＢ型レーザは、３６チャンネルの位相交互ライン（ＰＡＬ）周波数プランのために、５％の光変調指数（ＯＭＩ）における基本波成分のレベルよりも５２−５６ｄＢ以下の範囲でＣＳＯレベルを表している。基本波レベルよりも公称６７ｄＢ以下のＣＳＯレベルを満足するためには、先行ひずみ回路は最小１５ｄＢの改善を与え、しかも時間及び温度にわたって安定であることが必要である。その開示がここで参照することにより含まれるブラウベルト（Blauvelt）ほかの米国特許第４，９９２，７５４号は、先行ひずみ回路を開示しており、これによって、高周波入力信号は第１と第２の電気的なパスに分配され、混合された２次ひずみ積がプッシュ・プッシュ形式で設けられた２つの増幅器によって第２の電気的なパスにおいて発生される。次いで、上記第２の電気的なパスにおける歪ませられた電気信号は上記第１の電気的なパスに混合された後、レーザに供給される。この技術の欠点は、プッシュ・プッシュ型増幅器の形式が１８０°ハイブリッドスプリッタ（分配器）を必要とすることである。そのようなスプリッタは元来、先行ひずみ回路によって達成されるキャンセルレベルを制限することができる振幅や位相のエラーを導入する、大きな非線形周波数特性を有することである。複数のトランジスタ（複数のＦＥＴ）や複数のダイオードを利用する１つのチャンネルのアーキテクチャがまた提案されている。しかしながら、これらの設計は、マルチチャンネル広帯域周波数にわたって受容可能なひずみ減少レベルを達成することができない。また、これらのアプローチは、一般的に、周波数に依存するひずみ特性を有する複数のレーザを効率的に取り扱うことができないので、３− ５ｄＢ以上の改善を達成することができない。発明の概要本発明によれば、ＣＳＯひずみ積は、飢餓状態のぎりぎりの低い電流レベルでバイアスされた１つのひずみ発生増幅器を用いて２次ひずみ積を発生する先行ひずみ回路によって最小化される。第１の高周波通過パス信号と比較して反転された上記増幅器の出力は、ここでの２次のひずみ積が振幅においてレーザの特性によって発生されたそれらと近似的に一致するようなレベルに増幅される。上記増幅器出力のひずみ積の位相は、レーザによって発生される複数のひずみ信号に対して約１８０°だけ位相ずれが生じるように調整される。スロープ等化器回路は、増幅器出力に適用されてスロープが傾斜され、それ故、上記ひずみ回路の周波数依存性をレーザの周波数依存性に一致させる。オプショナル的には、第３の高周波通過パスを、平衡化された直列プッシュプル増幅器装置を用いて３次のひずみ積を発生するために用いることができる。これらの積は、第１と第２の信号が混合されたときにレーザの特性によって発生されるそれらと一致して相殺することができるように、同様に増幅、遅延、及び傾斜される。これら及び他の目的は、次の装置によって達成され、当該装置は、広帯域の変調された信号を送信する光レーザダイオードの広帯域の変調された光出力を線形化するための装置であって、広帯域の入力信号を第１の電気成分と第２の電気成分とに分配するための手段と、上記第２の成分を利用し、そこから相互変調ひずみ積の制御された複数のレベルを含む歪ませられた第２の成分を発生するためのひずみ発生増幅器と、上記第１の電気成分の広帯域の周波数スペクトラムにわたる上記第１の電気成分に応答して、ここでの少なくともいくつかの相互変調ひずみ積が上記レーザダイオードによって発生された相互変調ひずみ積を少なくとも部分的に相殺するように、上記歪ませられた第２の成分の振幅と位相を調整するための手段と、上記第１の成分と上記第２の歪ませられかつ調整された成分とを混合するための手段と、上記混合された成分を上記光レーザダイオードに入力するための手段とを備える。図面の簡単な説明図１Ａは、本発明の第１の好ましい実施例をブロック図の形式で示す。図１Ｂは、本発明に係る先行ひずみ相互変調積を発生するために用いられる増幅器の伝達特性を示す。図１−図１３は、図１Ａにおけるブロック図の形式で図示された回路の電気的、図式的な装置構成の詳細を示し、次の図面を有する。図１は、プログラマブルポテンシオメータのアドレス割り当てのための入力接続と復号化を示す。図２は、基準電圧発生と、電圧源の出力が温度に対して線形である電圧源を示す。図３は、高周波入力と、当該入力を第１のパスと第２のパスと第３のパスとに分配するためのカップラとを示す。図４−図７は、混合された２次のひずみ信号を発生しかつ処理するために用いる第２のパスの詳細を示す。図８−図１１は、３次の又は混合された３つの信号のビート信号を発生しかつ処理するために用いられる第３のパスのための詳細な回路を示す。図１２は、３つのパスを混合し、混合された信号をレーザダイオードに印加するために用いられる回路を示す。図１３は、背面のファセット光電流を、光出力レベルに比例する電圧に変換するための伝送インピーダンス増幅器の詳細を示す。好ましい実施例の説明ＤＦＢ型レーザダイオードの非線形効果は特定の振幅と位相を有する複数のひずみ成分を発生する。従って、先行ひずみ回路の機能は、これらのひずみ成分を発生し、これらを、レーザ自身によって発生されるこれらの積に対して等しい振幅であるが逆の位相を有して注入することにある。これらのベクトル信号は相殺（キャンセル）されて、その結果ひずみが減少される。本発明によれば、ＣＳＯひずみ積は１段のひずみ発生増幅器２２を利用することによって発生される。増幅器２２は、飢餓状態のぎりぎりの低い電流モードで動作されるモノリシックマイクロ波集積回路を備える。この歪ませられた信号は２次のひずみ積を最小化するように逆位相の方法で高周波入力と混合（結合）される。第２のパスにおける基本波成分の振幅は比較的小さいので、レーザ出力の基本波成分の振幅は、最小の状態で影響をうける。本発明のオプショナルの特徴は、混合された（複合の）３つの信号のビート（ compoite triple beat：ＣＴＢ）又は３次のひずみ積を別々に発生するための付加的なひずみパスを提供することにある。本発明の好ましい実施例によれば、３次のひずみ発生増幅器は、基本波成分を含む奇数次のひずみ積を本来発生する直列プッシュプル増幅器装置を備え、この歪ませた信号は３次のひずみ積を最小化するように逆位相の方法で高周波入力と混合される。再び、第３のパスにおける基本波成分の振幅は比較的小さいので、レーザ出力における基本波成分の振幅は、最小の状態で影響をうける。３次のひずみ発生増幅器は、直列プッシュプル増幅器装置を備えるので、この増幅器は、影響を及ぼす重要な所望されないＣＳＯひずみ積を発生することはなく、もしそうでなければ、当該所望されないＣＳＯひずみ積は、ひずみ発生増幅器２２とそれに関連する回路によって提供されるＣＳＯひずみ積の相殺（キャンセレーション）と干渉するであろう。モノリシックマイクロ波集積回路増幅器２２は好ましくは、ダーリントン対として接続されたバイポーラトランジスタ増幅器アレイを備える。上述のように、モノリシック増幅器２２は飢餓状態のぎりぎりの低い電流モードで動作される。この文章において、“飢餓状態のぎりぎりの低い電流”という用語は、増幅器のための通常の動作バイアス電流よりも実質的に低い動作バイアス電流を意味する。飢餓状態のぎりぎりの低い電流モードで増幅器を動作させることは、高いひずみ出力レベルを発生する。当該バイアス電流が通常の動作バイアス電流レベルから減少させるにつれて、増幅器２２の出力のひずみは増大し、重要なこととしては、２次のひずみレベルが３次のひずみレベルに比較して急速に増大することである。このことは、カルフォルニア州サンタクララに住所を有するアバンテック（Av antek）から入手できるＭＳＡ０３７０型モノリシック増幅器を用いて、図１Ｂのグラフで図示している。この増幅器は、３５ｍＡの通常のバイアス動作点を有する。図１Ｂのグラフは、当該増幅器によって発生される基本波成分レベル、２次の出力レベル、及び３次の出力レベルを示す。各バイアス電流において、増幅器入力における基本波成分の高周波電力は、増幅器出力においてＰｃｓｏ（４９ＭＨｚ）＝−６０ｄＢｍを保持するように調整された。このグラフは、一定の混合された２次の電力（Ｐｃｓｏ＝−６０ｄＢｍ）における動作バイアス電流に対する、基本波成分の出力電力Ｐｆ及び最大のＣＴＢクラスタにおける電力出力Ｐｃｔｂ（２０３．２５ＭＨｚ）における変化をプロットしている。このテストは、２０３．２５ＭＨｚでＣＴＢを測定し、４９ＭＨｚで混合された２次のひずみを測定する３６チャンネルＰＡＬ−Ｂ周波数プランを用いて実行された。設計の目標は、２次の先行ひずみがレーザのＣＴＢを有意に低下させないように、２０３．２５ＭＨｚにおけるＣＴＢ信号を、４９ＭＨｚにおけるＣＳＯ信号から少なくとも２０ｄＢ以下に保持することにある。この特定の増幅器に対して、ＣＳＯとＣＴＢとの間の２０ｄＢの差は１５ｍＡから２５ｍＡまでの範囲においてすべてのバイアス電流値で達成される。非常に低いバイアス電流（＜１５ｍＡ）において、増幅器の利得は、急速にロールオフし始める。この領域は、バイアス電流における小さい変化に対して非常に敏感であるので、所望される動作モードではない。２０ｍＡの動作電流が好ましく、ここで、増幅器特性は動作バイアスに対してそんなに敏感ではなく、数ｄＢのマージンがＣＴＢ／ＣＳＯ比に対して存在する。図１Ａは、ブロック図の形式で、本発明の第１の実施例を図示している。図１ −図１３は、図１Ａの実施例の電気的、図式的な装置構成の詳細を示す。図１Ａを参照すれば、先行ひずみアッセンブリ１は、高周波入力１１を、通過チャンネル４と２次の先行ひずみチャンネル２と３次の先行ひずみチャンネル３とに分配するカップラ６を含む。先行ひずみチャンネル２，３からの出力はカップラ７によって混合され、次いで、レーザ整合回路網８によって通過チャンネル４と混合され、混合された信号は、レーザ制御プリント配線回路アッセンブリ１０によって制御されるレーザ９に供給される。本発明によれば、チャンネル２は、レーザ９によって固有に発生されるＣＳＯひずみ積に対して近似的に等しい振幅と逆の位相とを有するようにＣＳＯひずみ積を発生し、これによって、２次のひずみ積を実質的に除去する。実質的に除去することによって、このことは、２次のひずみ積のレベルは本発明を用いることによって数ｄＢだけ減少され、図１ −図１３において図示された好ましい実施例によって達成することができるほぼ計画どうりの結果が、表１に示す４８チャンネルの６００ＭＨｚＰＡＬ周波数プランを用いて５０ＭＨｚから６００ＭＨｚまでの広帯域周波数にわたって、ミツビシコーポレーションによって製造されたＦＵ４５−ＳＤＦ−３型のような商業的に入手可能なＤＦＢ型レーザダイオードモジュールを先行的に歪ませるために用いるときに、１２−２０ｄＢの範囲にある。ＤＦＢ型レーザは、元来低い混合された３つの信号のビートひずみ積、すなわち、例えば２ｆ₁−ｆ₂，２ｆ₂−ｆ₁などによって特徴付けられたタイプである、３次のひずみ積を有するが、もし所望されるならば、３次のひずみ積は、説明されるひずみ積、すなわちチャンネル３を利用することによって最小化することができる。ＬＳＳカップラ７５と１１ｄＢカップラ６とを通過した後チャンネル２，３に対して複数の信号を供給するための高周波入力１１は、好ましくは、５フィートの０．０８５の整合可能な７５Ω同軸ケーブルを備える通過パス遅延線１５に接続されて入力される。高周波入力のほとんどは、パス４に沿って結合されている。通過パス遅延線１５からの出力は、量子効率（ＱＥ）減衰器１６に接続され、当該減衰器１６は、好ましくは、光変調指数（ＯＭＩ）を所望値、すなわち４．５％に設定するようにテスト中において調整される。減衰器１６の出力は、７５／５０Ωインピーダンス変成器のレーザ整合回路網８に印加され、そしてレーザ９に印加される。２次の先行ひずみパス信号は、高周波入力１１の一部分からカップラ６及び電力分配器５とを介して得られ、信号１２を生成する。電力分配器５からの出力１２は減衰器２１に入力され、当該減衰器２１は２次ひずみ発生増幅器２２に入力される信号の高周波レベルをセットする。当該増幅器の利得は好ましくは約９ｄＢである。増幅器２２のバイアス電流は温度にわたって一定のＣＳＯひずみ電力を保持するように温度補償される。次いで、増幅器２２の出力は、レーザ特性に一致するように選択された値の範囲をカバーするプラグイン減衰器２３を通過する。減衰器２３の調整能力は減衰の広い範囲を提供し、もしそうでなければ当該減衰の広い範囲は、１つのＰＩＮ減衰器を用いて実現することが難しい。次いで、プラグイン減衰器２３からの出力はＰＩＮ減衰器２４に入力され、当該ＰＩＮ減衰器２４の範囲はプラグイン減衰器２３の包含によって制限されるので、ＰＩＮ減衰器２４は良好な反射損失、平坦性、及び線形性などを提供する。減衰２４の範囲は好ましくは１２ｄＢよりも大きい。好ましくは、この範囲の半分が先行ひずみのアライメント（系の調整）のために用いられ、他の半分が温度補償のために用いられる。従って、プラグイン減衰器は粗い振幅調整を提供し、ＰＩＮ減衰器は精密な振幅調整のために用いられる。好ましい実施例によれば、ＰＩＮ減衰器２４によって提供される振幅調整はまた、温度補償回路２９による温度変化を考慮して動的に制御される。温度補償はプリント配線基板１上の温度センサによって達成され、温度補償回路は複数の電圧を発生し、当該複数の電圧は加算されてＰＩＮ減衰器２４のための複数の駆動回路に入力されて利得を補償し、また、加算されて遅延調整回路２５，２７に入力されて、両方とも温度の関数として遅延を補償する。信号１２の位相は可変遅延回路２５によって調整されて、位相の精密な調整を実行する。付加的な遅延調整ステージ２７は付加的な調整範囲を提供し、遅延回路２５，２７はともに温度補償回路２９に接続されて、温度変化に応答した位相調整を提供する。２つの遅延ステージの使用は、良好な反射損失、平坦性、及び線形性などを達成しながら位相調整の広い範囲を可能にする。抵抗カップラ２６は遅延回路２５，２７を電気的に絶縁するために用いられ、オプショナルで、図示されるように、いくつかの信号を高周波テストポートにタップにより取り出すために用いられる。従って、振幅と位相の両方の調整は上述のように実行することができる。好ましい実施例によれば、所望される第３の調整は、２次の先行ひずみパスと同様にレーザの非線形周波数応答を補償するためのものであり、周波数応答調整はスロープ等化器２８によって提供される。ひずみの周波数依存性がレーザからレーザに変化するので、スロープ等化器２８はオプショナルで調整可能である。このように、利得（振幅）、遅延（位相）及び周波数依存性（スロープ）の３つの調整がすべて最適に、プログラマブルコンピュータによる電子的な調整により実行され、プログラマブルコンピュータは、先行ひずみ回路２，３をレーザ９とそれに関連した制御アセンブリ１０と組み立てするときに、まず最初にこれらのレベルを設定する。とって代わって、上記調整は手動で行うことができる。スロープ等化器２８の出力は、第１のモノリシック増幅器ステージ３０と、小さい減衰量を提供する減衰器３１と、もう１つのモノリシック増幅器ステージ３２とを備えた直列プッシュプル増幅器装置３０−３２を利用することによって増幅される。直列プッシュプル増幅器３０−３２は、最小の偶数次の（すなわち、２次の）ひずみ積を発生するときに約１７ｄＢの利得を提供する。スロープ等化器回路２８は、もし広帯域の周波数範囲にわたった相殺が所望されるならば補償する必要があるある非線形位相特性を有するので、全通過回路３３は、スロープ等化器の位相の非線形性を補正する。減衰器３４は、１つのレベル調整を提供するとともに、反射損失の保護を提供する。もしそのような能力が逆の位相を必要とする特定のレーザによって要求されるならば、プラグインインバータ３５は、ひずみ信号１２を１８０°だけ反転する能力を提供するために有用である。もう１つの直列プッシュプル増幅器３６は、最小の偶数次のひずみ積を発生するときに、別の増幅を提供する。次いで、プラグイン遅延線３７は粗い遅延調整のために設けられ、１１ｄＢカップラ７は、ひずみパス３からの信号をパス２からの信号とを混合し、次いで、レーザ整合回路網８によって通過パス信号４と混合される。チャンネル３は、ひずみ発生増幅器４２が１つのモノリシック集積回路増幅器２２の代わりに直列プッシュプル増幅器を備えることを除いてチャンネル２のそれと同様の構造を有し、このアプリケーションにおいて増幅器入力レベルの必要条件が抵抗性インピーダンス整合を用いて満足させることができないので、７５／５０Ωインピーダンス変成器４１が増幅器入力において利用される。チャンネル３は、プラグイン遅延線４３と、ＰＩＮ減衰器４４と、プラグイン減衰器４６と別の固定された減衰器４８とが中間に接続された第１と第２の遅延調整ステージ４５，４７と直列に接続された、直列プッシュプル３次ひずみ発生増幅器４２を含む。直列プッシュプル増幅器４２は５ｄＢ減衰器によって分離された等しい利得を有する第１と第２の増幅器ステージを有し、実質的な３次積を発生しながら最小の２次積を発生する。全通過回路４９は、スロープ等化器５１の位相非線形性を補償する。また、再び、高周波テストポートと、もう１つの３ｄＢ減衰器５２と、プラグインインバータ５３と、直列プッシュプル増幅器５４とともに、抵抗（抵抗性）カップラ５０が提供される。これらは、本質的には、チャンネル２において図示されたように若干異なったシーケンスで図示された同一の回路を構成するブロックであり、再配置は、回路２，３の反射損失又は相互作用について若干のトレードオフを達成するために提供される。レーザ制御プリント配線回路アッセンブリ１０は、当該技術において公知である標準的なレーザ制御機能を提供する。図１−図１３は、図１Ａにおいて図示された実施例の好ましい構成の電気的構成の詳細を示す。これらの図において、特に言及しなければ、図式的な図はＡＮＳＩのＹ１４．１５に従って解釈され、シンボルはＡＮＳＩのＹ３２．２に従って解釈され、参照符号はＡＮＳＩのＹ３２．１６に従って解釈される。抵抗値はオームで示され、容量値はマイクロファラッドで示され、信号の最後にある括弧内の数字は他のシートへの連続を示し、ＮＣは接続なしを意味する。数字７は非標準のシンボルであり、ボックス内の数字８は特徴がインストールされていない（すなわち、純粋にオプショナルである）ことを意味し、ボックス内の数字９は特徴がテストにおいて選択されたことを意味する。図１は、＋５Ｖ，＋１２Ｖ，及び＋２０Ｖを供給するＥＰＡＤＳとともに、レーザ制御基板１０を先行ひずみ基板に相互接続するコネクタを備えるＥＰＡＤＳ６１のシーケンスを示す。参照番号６２は、回路のコンピュータ調整を可能にするプログラマブルポテンシオンメータを駆動するための復号器を示す。図２は、利得及び位相に対して温度補償を提供するための先行ひずみ基板回路を用いて種々の場所で用いられ、かつ複数の基準電圧と、基準電圧発生とを発生する、温度補償のための電圧回路（ＶＴＣ）２９を図示する。図３は、高周波入力１１と、当該入力を通過パス４とひずみ発生パス２，３とに分配するカップラ６とを図示する。ページ３の下部の回路は、複数の遅延調整回路のための制御及び温度補償を備える。図４は、図３からのチャンネル２の連続部分を示す。チャンネル２は、バイアス回路６３によってバイアスされた２次ひずみ発生増幅器２２に入力される。ひずみ発生増幅器２２は、３６チャンネルのＰＡＬＢスペクトラムに対して、４９ＭＨｚで−６０ｄＢｍの混合された２次信号電力と、−３０ｄＢｍの基本波成分出力と、２０３．２５ＭＨｚで−８０ｄＢｍ未満のＣＴＢ電力とを発生する。図４はさらに、プラグイン減衰器２３と、ＰＩＮ減衰器２４と、ＰＩＮ減衰器バイアス回路６４とを示す。この回路は、計画通りのＰＩＮ減衰と温度補償とをそれぞれ調整するために用いられる、２個のプログラマブルポテンシオンメータＵ５０１及びＵ５０８を含む。ＰＩＮ減衰器の出力は、チャンネル２を介して遅延を調整するために用いられるフィルタ回路２５−２７（図５）に印加される。このフィルタは、１０ｎＨのインダクタと、ＰＩ型の１対のシャントバラクタダイオードとによって形成される。この回路の遅延は、４２７．５ＭＨｚにおいて（４５０ＭＨｚのＰＡＬ信号に対して、高い帯域において最大のビート計数値が生じる周波数）１５°未満の位相変動を与える１Ｖ−１８Ｖの範囲にわたって２つのバラクタに対するバイアスを変化することによって制御される。そのような２つのステージは、４２７．５ＭＨｚで±１５°の全体の位相範囲を与えるチャンネル２において用いられる。このフィルタ回路網の１ｄＢコーナー周波数が常に８００ＭＨｚ以上であって、このことは、最小の振幅変動を有する遅延調整を可能にする。第１の遅延調整ステージの出力は、３ｄＢの損失で抵抗カップラに接続されるとともに、通過ポートに接続され、２６ｄＢの損失で７５Ωの負荷インピーダンスに整合される結合ポートに接続され、高周波モニタポイントを提供する。通過ポートから結合ポートへの高い損失のために、使用しないときはこのコネクタを終端する必要はなく、通過パスに対して存在する反射損失はいぜん−２０ｄＢだけ存在する。抵抗カップラの出力は第２の遅延調整回路に接続される。次いで、信号は調整可能なスロープ等化器回路２８を通過し、当該回路２８のスロープは、バックからバックに接続された（カソード同士が接続された）１対のバラクタダイオードに印加されるバイアス電圧によって制御され、バイアス電圧の範囲は８Ｖから１５Ｖまでの範囲である。この電圧は、プログラマブルポテンシオンメータによってセットされる。スロープ等化器は、２．５ｄＢから６．５ｄＢまでのスロープの範囲を有する。２．５ｄＢの最小スロープはチャンネル２の回路を通してのロールオフを補償するために用いられ、０ｄＢから４ｄＢまでの正味のスロープ範囲を与える。この回路の有効な位相非線形性は、２５０ＭＨｚにおいて３°から１１°までの範囲にわたって変化する。この非線形性は全通過ネットワーク３３によって補償される。次いで、信号は高周波増幅器ステージ３０に印加される。このステージは、１つの直列プッシュプル増幅器対３２の半分と、３つの抵抗によって形成された５ｄＢ減衰器３１とを形成する。このプッシュプル増幅器の装置調整はテスト中において同調操作されず、両方のステージを介して流れる電流は複数の一定電流駆動回路における成分値によって固定される。これらの増幅器のひずみ分布は低いので同調操作は必要とされない。次いで、信号は、５０／２００Ωの平衡から不平衡への変成器によって形成された全通過回路網３３を通過し、当該変成器の出力は直列及び並列の同調回路を用いて再び混合される。この回路の位相応答は、４．５ｄＢスロープに、すなわち中間の範囲にセットされるときに、スロープ等化器回路の位相非線形性を最適に補償するように調整される。これは、０ｄＢから４ｄＢまでの正味のスロープ調整範囲にわたって±４°未満の位相非線形性という結果をもたらす。全通過回路３３の出力は、３ｄＢ減衰器３４を通過する。次いで、信号はプラグインインバータ回路３５を通過する。このプラグイン基板は、挿入時に装置の方向に依存して、当該信号の位相を反転し、又は、位相反転することなしに当該信号を通過させるために挿入することができる。反転構成で用いられるときに、上記信号はインバータ変成器を通過する。非反転構成で用いられるときに、上記信号は、反転変成器の損失に等しい損失を有する減衰器を通過する。次いで、上記インバータの出力は、直列プッシュプル形式のＭＳＡ０３７０型増幅器３６のもう１つの対に印加される。この増幅器対の出力における２次のひずみレベルは、ＤＧＡ２によって発生される所望されたＣＳＯ信号との干渉を回避するために最小化される必要がある。この設計の目標は、ＤＧＡ２に続くすべての回路によって発生された全体の残りのＣＳＯを、ＤＧＡ２のＣＳＯ信号より３０ｄＢ以下に保持することである。最悪の場合のレーザは、この増幅器ステージの出力において存在するであろう最大の複数の信号レベルを決定する。０．１５Ｗ／Ａの効率と４．５％のＯＭＩと５０ｄＢのＣＳＯとを有して＋９ｄＢｍで動作するレーザは、この増幅器出力において−２７ｄＢｍの基本波レベルという結果をもたらすであろう。このレベルにおいて、増幅器のこの対のひずみ分布は、ひずみ発生増幅器２２の混合された２次信号よりも３０ｄＢ以下である必要がある。ひずみ発生増幅器２２が−３０ｄＢの公称の混合された２次の比で動作すると仮定すると、この直列プッシュプル増幅器の混合された２次のレベルは−６０ｄＢ以下である必要がある。次いで、プッシュプル増幅器対３６の出力はプラグイン遅延線を通過し、当該プラグイン遅延線は複数のレーザの遅延特性における装置から装置への変動を補償するために用いられ、先行ひずみの調整を電気的に調整可能な遅延回路の範囲内に設定する。当該遅延線の出力は１１ｄＢカップラ（通過ポート）を通過し、ここで、チャンネル３の出力は（結合ポート）で加算される。次いで、この混合された信号は４７Ωの整合抵抗を介してレーザ入力に印加される。図８は、３次ひずみ発生増幅器４２を含むチャンネル３の回路構成の詳細を示し、３次ひずみ発生増幅器４２は再び、プッシュプルパスの最適な２次の相殺を達成するようにプログラマブルポテンシオンメータ７０によって制御されるそのバイアスを有する第１のステージ６５を備えた直列プッシュプル増幅器装置を備える。従って、増幅器４２は最適に、低い２次ひずみ積と、豊富な又は高い３次ひずみ積とを生成する。増幅器４２の出力は、０ｄＢの減衰のためにセットされた減衰器７１に入力された後、プラグイン遅延線４３とＰＩＮ減衰器４４とを通過する。図９は、プラグイン減衰器４６によって分離された第１と第２の遅延調整回路ステージ４５，４７を示し、この装置構成は、前述されたチャンネル２における回路２５−２７と同様である。この図はさらに、減衰器４８と全通過回路４９とを示す。図１０は、抵抗カップラ５０と、スロープ等化器５１と、減衰器５２と、もう１つのプラグインインバータ５３とを示し、すべてはチャンネル２のための装置構成と同様の装置構成を有する。図１１は、関連したバイアス回路を備えたチャンネル３のための最後の直列プッシュプル増幅器装置５４を示す。図１２は、チャンネル２，３の最後の部分と、通過パス４とを示し、特に、通過パスのためのＱＥ減衰器１６と、レーザ整合回路網８と、チャンネル２のプラグイン遅延線３７と、チャンネル２と３とを混合する１１ｄＢカップラ７を示す。カップラ７はチャンネル３を１１ｄＢだけ減衰させ、従って、チャンネル２上の信号を最小量まで減衰し、チャンネル２によって発生される２次ひずみ積の振幅がチャンネル３によって発生される３次ひずみ積の振幅よりも大変大きくなることが一般的に所望されるので、この回路構成が好ましく、従って、チャンネル２上の利得を保存することが所望される。それ故、非対称のカップラ７は、結果としてチャンネル２における２次ひずみ積に対してより大きな減衰をもたらす対称的なカップラよりはむしろ好ましいデバイスである。図１２はさらに、レーザ９に入力される混合された信号２−４を示す。図１３は、伝送インピーダンス増幅器を示し、当該増幅器は、レーザモジュールの内側の背面ファセットモニタからの電流をモニタし、それをレーザ制御基板に取り込む電圧に変換し、それがレーザの光電力を安定化するための閉じられたループ制御の一部分として用いられる。本発明は、開かれたループ形状を利用して発生された複数のひずみ信号を参照して説明しているが、閉じられたループ形状を同様に用いてもよい。閉じられたループ形状においては、レーザダイオードの出力は、レーザダイオードの出力において混合された２次ひずみ積と３次ひずみ積とのいずれか、又は両方を動的に測定するように、高周波入力に注入された特定の高周波周波数に対応する特定の周波数でモニタすることができる。電気的なパス２，３における回路構成要素の種々のものは、２次ひずみ積と３次ひずみ積をレーザの出力で最小のレベルに保持するように、２次ひずみ積と３次ひずみ積の振幅と位相のいずれか又は両方を調整するように、帰還制御を用いて調整することができる。ここで、ＰＡＬ周波数プランについて参照しているが、本発明は例えば、ナショナル・テレビジョン・スタンダード・コミッティー（ＮＴＳＣ）周波数プランのような、任意の広帯域の周波数プランのひずみを減少させるために用いることができるということを述べる必要がある。従って、本発明が関係する技術分野における当業者は、多くかつ広く異なった実施例とアプリケーションを、本発明の範囲を逸脱することなしに提案するであろう。ここで示した開示及び説明は図面を用いてなされているが、本発明をそれに制限するものではなく、本発明の範囲は次の請求の範囲においてより具体的に示されている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩＨ０４Ｂ 10/18 10/26 (72)発明者ダンカン、バリーアメリカ合衆国 95123 カリフォルニア州、サン・ホゼ、ガーシス・アベニュー 5939番

Claims

【特許請求の範囲】１．広帯域の変調された信号を送信する光レーザダイオードの広帯域の変調された光出力を線形化するための装置であって、広帯域の入力信号を第１の電気成分と第２の電気成分とに分配するための手段と、上記第２の成分を利用し、そこから相互変調ひずみ積の制御された複数のレベルを含む歪ませられた第２の成分を発生するためのひずみ発生増幅器と、上記第１の電気成分の広帯域の周波数スペクトラムにわたる上記第１の電気成分に応答して、当該手段での少なくともいくつかの相互変調ひずみ積が上記レーザダイオードによって発生された相互変調ひずみ積を少なくとも部分的に相殺するように上記歪ませられた第２の成分の振幅と位相を調整するための手段と、上記第１の成分と上記第２の歪ませられかつ調整された成分とを混合するための手段と、上記混合された成分を上記光レーザダイオードに入力するための手段とを備えた装置。２．上記増幅器によって発生されたひずみ積は、上記広帯域の周波数スプクトラムにわたる上記第１の電気成分に応答して上記レーザダイオードによって発生された混合された２次ひずみ積を少なくとも部分的に相殺する混合された２次ひずみ積を含む請求項１記載の装置。３．上記ひずみ発生増幅器は、飢餓状態のぎりぎりの低いバイアス電流レベルでバイアスされた請求項１記載の装置。４．上記増幅器は、ダーリントン対として接続されたバイポーラトランジスタ増幅器アレイを備えた１段のモノリシックマイクロ波集積回路を備える請求項３記載の装置。５．上記歪ませられた第２の成分は、少なくとも１つの平衡型プッシュプル増幅器装置を用いて調整されかつ増幅される請求項２記載の装置。６．上記振幅と位相を調整するための手段は、温度変動に応答して上記歪ませられた第２の成分の振幅を調整して、動的に温度補償する請求項１記載の装置。７．上記調整するための手段は、周波数の関数として振幅及び位相を調整して、上記歪ませられた第２の成分の非線形周波数依存性を少なくとも部分的に補償する請求項１記載の装置。８．上記分配するための手段は、上記広帯域の入力信号から第３の電気成分を生成し、上記装置はさらに、３次ひずみ積を減少させるための手段を備え、上記３次を減少させるための手段は、上記第３の電気成分を増幅してそこから歪ませられた第３の成分を発生するための平衡型直列プッシュプル増幅器と、上記第１の電気成分に応答して、当該手段における３次ひずみ積が上記レーザダイオード又は２次先行ひずみ回路によって発生された混合された３次ひずみ積を少なくとも部分的に相殺するように、上記歪ませられた第３の成分の振幅と位相とを調整するための手段と、上記歪ませられた第３の成分を上記第１の成分と上記歪ませられた第２の成分と混合するための手段とを備え、上記入力手段は、上記歪ませられた第３の成分を含む上記混合された成分を、上記光レーザダイオードに入力する請求項２記載の装置。９．レーザダイオードのための広帯域の入力変調信号を第１の電気信号と第２の電気信号とに分配するための手段と、飢餓状態のぎりぎりの低い電流レベルでバイアスされ、上記第２の電気信号を増幅して相互変調ひずみ積を生成するためのひずみ発生増幅器と、上記第１の電気信号に応答して、周波数の関数として上記相互変調ひずみ積の振幅と位相とを調整し、上記レーザダイオードによって発生された相互変調ひずみ積を少なくとも部分的に相殺する第２の電気信号に対して周波数依存性の先行ひずみを提供するための手段と、上記第１の電気信号と上記第２の電気信号とを付加的に再び、上記レーザダイオードへの印加のための１つの信号に混合するための手段とを備えた先行ひずみ回路。１０．上記第１と第２の電気信号の最大周波数は、上記第１と第２の電気信号の最低周波数の２倍よりも高く、上記相互変調ひずみ積は、混合された２次相互変調ひずみ積を含む請求項９記載の回路。１１．レーザダイオードからの広帯域の変調された信号におけるひずみを減少させるための方法であって、入力広帯域変調信号を第１の電気信号と第２の電気信号とに分配するステップと、上記第２の電気信号を利用して増幅器を駆動するステップと、上記第２の電気信号を上記増幅器に印加し、上記増幅器によって出力される基本波成分の振幅に比較して比較的大きい振幅を有する相互変調ひずみ積を発生するステップと、上記第１の電気信号に応答して、周波数の関数として上記第２の信号の上記相互変調ひずみ積の振幅と位相とを調整し、上記レーザダイオードによって発生されたひずみの周波数依存性に少なくとも部分的に一致させるステップと、上記第１の電気信号と上記第２の電気信号とを再び混合して、上記レーザダイオードに対して入力を提供するステップとを含む方法。１２．上記レーザダイオードに入力される信号の最大周波数は、上記レーザダイオードに入力される信号の最小周波数の２倍よりも高く、上記変調された信号は、振幅変調された信号を含む請求項１１記載の方法。