JPH06238444A - 溶接用インバータ電源 - Google Patents

溶接用インバータ電源

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JPH06238444A
JPH06238444A JP6040311A JP4031194A JPH06238444A JP H06238444 A JPH06238444 A JP H06238444A JP 6040311 A JP6040311 A JP 6040311A JP 4031194 A JP4031194 A JP 4031194A JP H06238444 A JPH06238444 A JP H06238444A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 溶接電流を、チョークを介して、電極と加工
物とを含む溶接部に供給する高周波電源を提供する。 【構成】 電源は第１鉄心と該第１鉄心に第１の２次巻
線を受入れる手段とを有し第１鉄心が第１電流パルスの
発生により第１フラックス方向に磁化されている第１電
圧器と；第２鉄心と該第２鉄心に第２の２次巻線を受入
れる手段とを有し第２鉄心は第１パルスとは反対方向へ
の第２電流パルスの発生により第２フラックス方向に磁
化されている第２変圧器とを含む。第１変圧器は第１ス
イッチ手段の作動により第１電圧を第１変圧器に印加す
る第１コンデンサ手段より作動され第２変圧器は第２ス
イッチ手段の作動により第２電圧を第２変圧器に印加す
る第２コンデンサ手段より作動される。単一整流器は第
１，第２コンデンサ手段を一定の全電圧に充電し第１，
第２電圧を同等に維持する制御手段が設けられる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アーク溶接作業用電源
として使用される形式の高周波インバータの技術に関
し、特に、溶接電流をチョークを介し、電極要素と加工
物要素とを含む溶接部に供給する改良高周波電源に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ビルクソ（Ｂｉｌｃｚｏ）の４，８９
７，５２２を、本発明が適用される形式の電源を例示す
るため、ここに参考として組み入れる。この従来特許に
より、本発明の背景の詳細を説明するため、そこに含ま
れる背景情報を反復することが不要となる。
【０００３】この発明は、整流直流電源が最終的に切換
えられて変圧器手段の２次側に交番極性出力パルスを発
生させ、さらに、溶接作業を行うため出力パルスが整流
され溶接部の電極要素と加工物に送られる、直流溶接に
使用される高周波インバータに、特に適用できる。本発
明はこの特定インバータの用途を参照して説明される
が；本発明はより広い用途を有し、溶接作業を行うた
め、溶接部の電極と加工物に送られる電流を発生する一
連の電流パルスを発生する形式の各種高周波インバータ
に使用できる。本発明の好ましい適用例によれば、切換
操作は、ＦＥＴ等２つの別個交互作動スイッチ手段によ
り行われ、一方のスイッチ手段の作動により変圧器の鉄
心を磁化して変圧器の２次側に出力電流パルスを発生
し、他方の切換手段を使用して変圧器の２次側に別の反
対極性出力電流パルスを発生する。２つのスイッチ手段
の作動を交互切換えることによって、高周波交流は変圧
器の２つの２次巻線に磁気結合される。パルス状のこの
高周波電流は、誘導子またはチョーク等電気的濾過手段
を介し、高速ダイオード等整流手段によって、直流溶接
機の出力端子に送られる。
【０００４】本発明が特に適用される形式のインバータ
の出力変圧器の２次ステージには、別個に整流される電
流パルスが発生される２つの２次巻線を有する。変圧器
の出力が第１の１次巻線により駆動されると、電源の第
１電気極性に電流のパルスが発生される。つぎに、反対
電気極性のパルスが、第２の１次巻線のパルスによって
電源の変圧器の出力で第２の２次巻線に発生される。こ
れら反対極性電流パルスは高速ダイオードを介して溶接
部に送られる。ついで、正しい極性の高周波電流パルス
溶接機の誘導子またはチョークに向けて、誘導子または
チョークを介し直流溶接機の出力端子に送られる。
【０００５】第１および第２電流パルスを発生する第１
および第２スイッチ手段は、選択パルス時間またはパル
ス幅の電気的トリガまたはゲートパルスおよび反復速度
によって制御される。溶接機出力電流または電圧の大き
さを制御するため、トリガパルスの幅または間隔を変え
て溶接部または装置の電極と加工物にかかる出力電流を
変える。溶接作業にさらに電流が必要なとき、変圧器の
１次側を付勢するパルスの幅は出力電流の所要の増加に
比例して増加される。電流は通常、２０ｋＨｚ等選択周
波数で作動される電圧制御パルス幅変調回路を使用しイ
ンバータ用フィードバック回路によって制御される。こ
れら変調装置は普通、電気スイッチ・モードインバータ
電源で使用され、当業者によく知られる標準集積回路パ
ッケージとして入手できる。作業の選択周波数はフィー
ドバック電流信号にたいする溶接機の応答時間に影響
し、または電圧信号を検出し、従って、溶接アークの小
変化に応答する溶接機の能力に影響する。インバータの
性能を大幅に改善するには、約１０ｋＨｚ以上の高周波
が必要である。作業の周波数もアークの可聴性や溶接回
路に影響する。不快音を減少しオペレータのアピールを
改善するため、通常、２０ｋＨｚ以上の周波数が選ばれ
る。
【０００６】ビルクソ（Ｂｉｌｃｚｏ）の４，８９７，
５２２の発明によれば、本発明が特に適用される高周波
インバータは、インバータの作業電流範囲を拡大しさら
に電圧を得るためパワー変圧器の出力に昇圧巻線を介在
させて修正される。パワー変圧器の入力または１次巻線
は、一方向のパルスが他の電気方向のパルスより異なる
時間を持っている場合、堅く結合された変圧器構成の鉄
心を飽和しやすい。変圧器に異なる電流の流れを有する
ことによって、鉄心に直流成分が発生し大直流電流を流
す。この電流の流れにより大アンペア回数をもたらし、
変圧器の直流フラックスを増大し変圧器鉄心を飽和させ
る。その結果、ビルクス（Ｂｉｌｃｚｏ）の新規な構成
は、従来構造よりも大きな利点はあるが、なお、変圧器
のフェライト鉄心材の適切な利用には問題があった。さ
らに、従来の電源は低溶接電流ではやや不安定で溶接作
業の開始に問題があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題と解決手段】上記形式の
高周波インバータ形電源の有する欠点は本発明により解
消される。本発明は第１電流パルスを第１の２次巻線に
第２電流パルスを２次巻線に発生する変圧器と、２次巻
線を接続しチョークを介しかつ溶接部を形成する各要素
に２つの反対極性パルスを通す手段とを含む高周波イン
バータ形電源に関する。本発明において、変圧器手段は
本質的に、２つの別個出力変圧器を含む。第１変圧器
は、第１鉄心と、第１鉄心に、電源の第１の２次巻線を
受け入れる手段とを含む。第２変圧器は、別個独特の第
２鉄心と、第２鉄心に、電源の第２の２次巻線を受け入
れる手段とを含む。電源の電圧器手段に別個鉄心を設け
ることによって、独特の１次巻線が別個鉄心に巻かれ
る。これら巻線は分離され互いに結合されない。
【０００８】電源には、出力コンデンサを有する３相整
流器の通常入力ステージを備える。各個電流パルスの作
動を確実にするため２つの別個独特の変圧器が設けられ
ると、インバータの入力ステージには２つの別個変圧器
を有する。その結果、整流器からの全直流電圧は直列接
続の２つの出力コンデンサに印加される。コンデンサの
一方は一方の変圧器を駆動して電流パルスと一方向に発
生し、他方のコンデンサは他方の変圧器を駆動して電流
パルスを反対方向に発生する。パルス幅変調装置は、個
々の反対極性電流パルスの幅を制御する。より大きい電
流指令が必要なとき、入力スイッチを駆動する幅変調装
置からのパルスは大きい出力幅を有する。各電流パルス
中反対方向に流れる電流量を制御するため、溶接機を流
れる所望電流を表わす電流指令信号がある。この電流指
令信号は、実際の電流の流れを表わすフィードバック電
流信号と比較され、インバータの出力ステージを形成す
る２つの別個独特の変圧器間の各個パルスの幅を変調し
変化させる。パルス幅変調装置は、パルスがなお比較的
狭いように高周波数で作動される。狭いパルスを持つこ
とによって、溶接機に急応答が得られる。電流指令信号
を急変化することによって、大幅な瞬時変化が、反対極
性の急発生電流パルスを変えることによる出力電流の直
変化により溶接サイクルに生ずる。単３相整流器により
駆動される２つの入力コンデンサにかかる電圧は既知値
を有する。各入力格納コンデンサの電圧は同じでなけれ
ばならず、実質的に、整流器の全出力電圧の半分であ
る。電流を整流器から個々変圧器の切換手段へ流す２つ
の入力コンデンサ間の不均衡は電力回路自身の突発故障
の原因となる。その結果、本発明は、コンデンサにかか
る電圧が大体同等になるように、各個別個の変圧器の両
入力コンデンサにかかる電圧を均衡させる概念に関す
る。
【０００９】本発明の主目的は、インバータにたいする
非能率と損傷を防止しつつ、別個の鉄心を有し、高周波
インバータの出力に反対極性電流パルスを発生する２つ
の別個独特の変圧器を使用させることにある。この目的
は、本発明により、電圧が大体同等になるように第１と
第２入力コンデンサにかかる電圧を確実に制御すること
によって達成される。大体同等とは、コンデンサの２つ
の電圧を同等にし、整流器の出力電圧の大体半分にする
ことである。
【００１０】二重変圧器インバータの一ステージのコン
デンサ電圧は、整流器の出力にかかる電圧の実際値によ
り定まる呼称値から減算される。例として、出力電圧が
約６５０ボルトであるとき、３２５ボルトの基準電圧が
使用される。第１コンデンサにかかる実際の電圧はこの
基準電圧と比較され、その差は誤差信号として明示され
る。この誤差信号は、測定されるコンデンサにより形成
されるインバータ部分の入力電流指令信号を修正するた
めに使用される。制御コンデンサが基準電圧よりも高い
電圧を有すれば、より多くの電流が２ステージ・インバ
ータのその特別ステージにより発生される。より多くの
電流が一ステージにより発生されると、入力コンデンサ
電圧間に固有逆関係があるので、対応する少ない電流が
第２出力変圧器により形成される第２ステージにより得
られる。一方のコンデンサにかかる検出電圧が低くすぎ
ると、モニタされるインバータの部分は少ない電流を発
生する。その結果、インバータの他の部分は多くの電流
を発生する。この作用はコンデンサにかかる電圧を均衡
させインバータの一様の作業を維持する。
【００１１】電流パルスが比較的短かいと、インバータ
の個々変圧器を駆動する２つのコンデンサは、両コンデ
ンサにかかる全電圧がいく分一定であっても、実質的に
異なる電圧を持ちやすい。さらに、インバータの出力
は、一般に、同量の電流がインバータの出力を介し反対
極性バルス中正負両方向に流れるように制御される。こ
の制御特性により入力コンデンサの電圧を実質的に異な
らせる。インバータの個々変圧器を駆動するコンデンサ
にかかる電圧の差によりエネルギをインバータの１次側
に戻し、効率を実質的に減ずる。本発明は、やや標準高
周波インバータの２つの別個変圧器部分の整流器部分に
おける２つのコンデンサの均衡を制御することによって
この問題を補正する。コンデンサにかかる電圧のこの補
正は、加算接点におけるコンデンサの１つの電圧を、２
つの入力コンデンサにかかる所望全電圧の約半分にセッ
トされる基準と比較することによって行われる。基準電
圧信号とコンデンサにかかる実際の電圧との差を誤差信
号として使用してインバータにたいし電流指令信号を加
減する。実際には、この５０パーセント制御電圧は入力
コンデンサにかかる実際の全電圧を検出し、かつこの検
出電圧を２で割る回路によって得られる。コンデンサ電
圧について一定または実時間制御が可能である。つぎ
に、この補正電流指令信号を使用して、電流量、従っ
て、インバータの一ステージのコンデンサにかかる電圧
を均衡させ、一方インバータは他の入力コンデンサにか
かる電圧を制御する。その結果、２つの別個変圧器が高
周波インバータの出力を形成する利益を得るため、本発
明はインバータ作動の高効率を維持する。
【００１２】本発明によれば、２つの別個出力変圧器を
使用する形式の高周波インバータは、個々変圧器中入力
コンデンサにかかる電圧を大体同等値に維持する制御手
段を含む。これにより２ステージ高周波インバータを作
動させ、パルス幅変調装置は、インバータの入力ステー
ジに加わる効率または負荷に大きく影響を与えることな
く早急に作動できる。
【００１３】本発明の好ましい実施例は、高周波インバ
ータの出力を形成する２つの別個変圧器部を利用する。
この場合、整流器の出力からのパルスを駆動するコンデ
ンサの電圧は、整流器の出力電圧のほぼ１／２に等し
い。また、４つのインバータ部を使用して、各部の制御
電圧を整流器の出力における全電圧の約２５パーセント
としている。すべての場合、逆極性電流パルスを形成す
る別個部は別個に作動される。これは、別個独特の変圧
器と関連切換装置により達成され、これは電源の入力側
に問題を生ずる。これら問題は本発明の実施により補正
される。
【００１４】本発明の主目的は、反対極性電流パルスを
高速で発生する２つまたは４つの別個変圧器を含む形式
の高周波電源を提供することにある。この高周波電源
は、出力変圧器における分割負荷にもとずく入力ステー
ジの効率を減少しない。
【００１５】本発明の他の目的によれば、上記のよう
に、インバータ形高周波電源が提供される。この電源は
短電流パルスに早急に応答し、出力溶接機による、電源
に送られる電流指令にたいする早急応答が得られる。
【００１６】本発明のさらに他の目的は、上記のよう
に、高周波インバータ形電源を提供することにある。こ
の電源は、インバータ電源の効率に大きく影響を与えな
いで溶接サイクル中早急回答を得るようプログラム制御
溶接機に使用できる。
【００１７】これらおよび他の目的と利益は以下の説明
から明らかとなる。
【００１８】
【実施例】本発明の好ましい実施例を例示することを目
的とし、これを限定することを目的としない各図におい
て、図１は、３相入力１２と３相ブリッジ整流器１４と
を有し、別個の２組の出力端子１６ａ，１６ｂおよび１
８ａ，１８ｂとして示される直流出力を生ずる形式の高
周波インバータ１０を示す。これら２組の出力端子は性
質上、各々が整流器１４の全出力直流電圧により定まる
一定電圧を有する２つのコンデンサＣ１，Ｃ２から出力
ステージに供給される電力を示す。コンデンサは、第１
変圧器Ａの第１の１次巻線２２と第２変圧器Ｂの第２の
１次巻線２４とを有する二重出力変圧器２０よりなる出
力回路に電力を供給する。別個の変圧器は入力電流を、
コンデンサＣ１，Ｃ２からこれもＡとＢで示す反対方向
に流す。この実施例では、一方の巻線を使用して鉄心３
０を磁化し、別の巻線を使用して鉄心３２を磁化する。
２組の切換装置Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、変圧器手段
２０の磁化鉄心３０に第１パルスを、磁化鉄心３２に第
２パルスを発生するために使用される。切換装置Ｓ１−
Ｓ４はＦＥＴとして示されている。切換装置Ｓ１，Ｓ２
の作動により第１電流パルスを第１の１次巻線２２を介
しＡ方向に流す。同様に、スイッチまたは切換装置Ｓ
３，Ｓ４の閉成または作動により第２電流パルスを第２
の１次巻線２４を介しＢ方向に流す。このように、鉄心
３０，３２はこれら切換装置の交互作動により交互に磁
化される。この作用により、別個部分４２，４４に分割
図示される２次巻線４０を備えるインバータ１０の２次
または出力ステージの巻線に電圧を誘導させる。これら
部分（４２，４４）は、同じ方向に分極されるので、単
一巻線の個々巻線または部分となる。巻線４２は第１変
圧器Ａの２次側である。同様に、巻線４４は第２変圧器
Ｂの２次側である。巻線４０の中心のタップは共通接点
５０である。間隔をおいた巻線端部５２，５４は、ビル
クソ（Ｂｉｌｃｚｏ）の４，８９７，５２２に開示され
る発明の組入れ前のインバータの出力ステージを構成し
ていた。整流ダイオード６０，６２は、共通接点または
タップ５０と端子５２，５４から電流の流れを受入れる
共通出力端子５６との間に直流出力を生じさせる。タッ
プ５０と端子５６間の直流電流は、電極要素７０と加工
物要素７２とを備える溶接部Ｗを流通する。接点または
タップ５０と端子５６間の電流のパルスは、後述される
標準チョーク８０を介し濾過され、溶接部Ｗに印加され
る。
【００１９】２組の切換装置Ｓ１−Ｓ４の作動と同期化
するため、パルス幅変調モードで制御される標準トリガ
またはゲート回路が設けられる。図２に示すように、順
次クロック１１２は周波数４０ｋＨｚで作動しフリップ
・フロップ１１０を駆動する。フリップ・フロップの出
力は位相１８０°から作動される線路１００ａ，１０２
ａである。回路１００，１０２は、夫々切換装置Ｓ１−
Ｓ４の作動信号を発生する出力またはゲートを含む。第
１作動段階中、出力１００ａのゲート信号またはトリガ
・パルスは一致してスイッチＳ１，Ｓ２を作動し、第１
電流パルスを第１変圧器の巻線２２を介してＡ方向に流
す。その後、出力１００ａの作動ゲート信号は除かれ
て、ゲート信号は出力１０２ａに発生される。これら信
号またはトリガ・パルスは、スイッチＳ３，Ｓ４を作動
して、図示のように、磁化電流パルスを第２変圧器の巻
線２４を介しＢ方向に流す。出力１００ａ，ついで出力
１０２ａのパルスは２０ｋＨｚのパルス繰返数で発生さ
れる。パルスの幅は線路１００ｂ，１０２ｂの電流指令
符号により変化して溶接部の出力電流を制御する。一定
電流溶接モードでは、これは一般に、分流器１２０等検
出器によって出力回路の電流の流れを検出することによ
り行われる。検出電流は、略示された線路１２２の電圧
に従ってパルス幅を変えることにより回路１００，１０
２を制御する。この線路の電圧は、線路１００ａにおけ
る検出された実際の電流と線路１３２における所望の電
流信号を比較する増幅器１３０からの誤差信号である。
電流が線路１２０ａで検出されたように減少すると、線
路１２２の電圧は減少し、ＦＥＴＳ１−Ｓ４のトリガ・
パルスは標準バルス幅変調概念に従って増加する。
【００２０】高周波数インバータ１０は補助電圧昇圧２
次巻線２００，２０２を含む。これら巻線は２次巻線部
分４２，４４に直列接続されている。実際には、これら
巻線各々は最大出力電圧を約１１０ボルトに増大させる
巻き数より構成される。これら補助巻線は、夫々限流誘
導子２０４，２０６を含む電流制御回路と直列である。
もちろん、限流目的に抵抗を使用してもよいが、チョー
ク２０４，２０６は発熱が少ないので抵抗よりも効率が
よい。単指向性装置２１０，２１２がダイオード６０，
６２と調和して補助電流巻線２００，２０２の出力電流
を整流する。単指向性装置２１０，２１２は夫々ＳＣＲ
Ｓ５，Ｓ６として示されている。ＳＣＲは補助電流巻
線２００，２０２を選択的に遂行する能力を有する。補
助２次巻線を使用することにより、これら巻線の電流特
性は標準特性曲線に重なる。
【００２１】変圧器手段２０は２つの別個独特な変圧器
Ａ，Ｂに分割される。変圧器Ａは、１次巻線２２と２次
巻線４２のＡ方向の電流パルスに関連する。第２変圧器
ＢはＢ方向に流れる電流パルスにより駆動され、１次巻
線２４と２次巻線４４とを含む。これら２つの独特な変
圧器は前述のようにその２次側で相互接続される。鉄心
３０，３２は異なる鉄心で、誘導的に結合されない。こ
れにより、同じ鉄心に堅く結合された変圧器巻線に固有
な飽和が回避される。従来、Ａ方向の電流の流れとＢ方
向の電流の流れとの間のパルス・タイミングが正確かつ
等しくなれば、堅く結合された変圧器の構成はボルト・
セコンド（ｖｏｌｔ．Ｓｅｃｏｎｄ）エネルギを発生さ
せる。このエネルギは、単一鉄心を使用するとき、２つ
の方向Ａ，Ｂにおいて等しくないので、飽和する。これ
は、同一鉄心に取付けられる１次巻線が低インピーダン
ス巻線であったことによる。その結果、Ａ方向の電流と
Ｂ方向の電流との不平衡による小直流電圧成分により、
大直流電流を１次側を介して流す。この大電流の流れに
よりきわめて高いアンペア回数となり、多大の直流フラ
ックスが変圧器に挿入される。このような変圧器鉄心を
飽和したフラックスは不能率の原因となる。従来企図さ
れた電流モード制御系や正確な変圧器作動でさえ、変圧
器手段２０の２次出力回路に両極性の電流パルスを発生
するのに使用される鉄心の飽和について困難があった。
この問題は、図示せザるリセット回路により解消されて
いる。この目的を達成するため、別個の直列接続リセッ
ト巻線に並列で、一方、直列に誘導子と抵抗とを有する
リセット回路が使用される。これら別個の巻線は夫々鉄
心３０，３２に付加されてからリセット回路を介し結合
される。電流が方向Ａで示す変圧器Ａを流れると、対向
リセットに電圧が誘起される。この電圧により電流をリ
セット回路に流す。このリセット電流の流れは、１次ス
イッチＳ３，Ｓ４が導通して１次側２４に電流の流れＢ
を生ずるとき誘起される場合よりも、反対方向である変
圧器Ｂにフラックスを生ずる反対側リセット巻線を介し
案内される。このリセット回路の作用により鉄心３２の
フラックスをリセットする。直列接続リセット回路の誘
導子と抵抗は、変圧器Ａまたは変圧器Ｂの鉄心が飽和し
た場合、または、他の作動条件によりリセット回路の電
圧を両リセット巻線のうち１つの巻線への誘起電圧以外
とする特別な場合に、電流の流れを制限する。
【００２２】図示実施例において、巻線２００，２０２
を含む昇圧回路の結合出力は共通接点２５２と溶接部Ｗ
との間に大誘導子２５０を備える。チョークまたは誘導
子２５０は１５．０ｍＨ等比較的大きいインピーダンス
を有する鋼鉄心チョークである。この大インダクタンス
は円滑に溶接作動の背電流を調整する。その結果、電源
またはインバータ１０は、昇圧巻線２００，２０２から
のエネルギによる実質的に一定の最小背電流を維持しな
がら、溶接電流のきわめて高速な変調ができる。これら
巻線は大誘導子２５０に格納されたエネルギを維持す
る。主溶接回路のインダクタンスはきわめて低い。主溶
接回路のこの低インダクタンスは、低電流または低電圧
で不連続導通にシフトさせる溶接回路の性質を増大する
欠点を有する。早応答時間および作業部に流れる電流の
本質的に瞬時シフトの所要シフトを得るため、低インピ
ーダンスが、主電源ダイオード６０，６２を介し送られ
るよう変圧器手段２０の２次側部分に必要である。誘導
子２５０は、約２５アンペア、好ましくは約３５アンペ
アよりも本質的に大きい最小背電流を維持する。溶接作
業での不連続導通の問題が特に顕著なのは、調整される
アークプラズマが、パルスアークのバックグランド時間
または短絡溶接工程中等で、低電流のときである。誘導
子２５０の大誘導リアクタンスにより、主溶接回路が溶
接作業にたいする導通電流でないときでも、電流の流れ
が維持される。
【００２３】実際上、リアクトル８０，２５０は、誘導
子２５０を含む回路からの背電流が２５ボルト静負荷で
約３５アンペアを維持するような大きさとされる。実際
上、チョーク８０は０．０１５ｍＨで、チョーク２５０
は１５．０ｍＨである。負荷電圧が増大すると、背電流
は減少する。同様に、負荷電圧が減少すると、背電流は
上昇する。すべての場合において、主スイッチＳ１−Ｓ
４の変調は電流レベルを制御するが；ダイオード６０，
６２の主溶接回路と誘導子またはチョーク２５０を介す
る背電流間の電流の分割は負荷電圧に左右されかつ、関
連リアクトル・インピーダンス値の選択を除き、制御で
きない。前述のように、単指向性装置２１０，２１２が
好ましいが、これら装置はＳＣＲであって、所望により
背電流を断続するため昇圧巻線２００，２０２により得
られる電流を制御して奪活させる。
【００２４】つぎに、図２を特に参照すると、前述のよ
うに機能し前記説明に従ういくつかの要素を有する制御
回路３００を示す。回路３００は、夫々入力指令信号１
００ｂ，１０２ｂを調節することによってコンデンサＣ
１，Ｃ２にかかる電圧を制御するために使用される。イ
ンバータの個々別個部分はブロック３１０，３１２で示
され、最初のブロックはスイッチＳ１−Ｓ２の作動によ
り電流パルスＡを発生するため使用される。インバータ
の第２ステージ３１２は、スイッチＳ３−Ｓ４の作動
中、Ｂ方向の電流パルスを制御するために使用される。
個々のステージ３１０，３１２は、図１について説明し
たようにダイオード６０，６２に電流を発生すべく２次
側を駆動するためスイッチと入力コンデンサＣ１，Ｃ２
を組入れる。本発明の好ましい実施例に従い、ステージ
３１０，３１２は同一であるため、ステージ３１０のみ
を詳細に説明し、これをステージ３１２に同等に適用す
る。コンデンサＣ１にかかる電圧を表わす信号は線路３
３０を介し誤差増幅器３３６に送られる。整流器１４の
出力からの全電圧の約５０パーセントを表わす基準電圧
は線路３３２を介し増幅器３３６に送られる。出力また
は誤差信号３３４は線路３３０，３３２の電圧信号間の
差を表わす。この線路３３４の誤差信号は加算接点３３
８の正入力に送られる。この加算接点の他の正入力は線
路１２２の電流指令信号である。この電流指令信号は、
従来２つのパルス幅変調装置３２０，３２０ａに送られ
ていた電圧である。線路１１２の４０ｋＨｚクロックが
フリップ・フロップ１１０をトグルすると、電流パルス
はまず、パルス幅変調装置３２０を介しステージ３１０
に送られる。クロック１１２の次の半サイクル中、信号
は線路１０２ａによりパルス幅変調装置３２０ａから第
２ステージ３１２に印加される。その結果、線路１００
ａ，１０２ａは位相が１８０°はずれ、２０ｋＨｚごと
に生ずる。電流信号の幅は線路１００ｂ，１０２ｂの電
圧により定まる。これら電圧は、線路３３４，３３４ａ
の誤差信号により修正されるように線路１２２の所望電
流指令信号により制御される。その結果、誤差増幅器３
３６はステージ３１０のコンデンサを所望の電圧に駆動
しようとする。この電圧は整流器１４の出力にかかる全
電圧の約半分となる。コンデンサは電圧にたいし固有逆
関係にあるので、コンデンサＣ１の電圧を制御するとコ
ンデンサＣ２にかかる電圧を制御することにもなる。本
発明の好ましい実施例により、第２コンデンサも線路３
３４ａの信号により確実に駆動される。これは、コンデ
ンサＣ１，Ｃ２を大体同等にする目的を達成するため図
２に示すように回路３００の機能を整えるための二重制
御回路である。一般に、本文で同等とは整流器１４の出
力での電圧の等分割の約１０パーセント以内を意味す
る。
【００２５】実際には、成分３３８，ＰＷＭ１００，Ｐ
ＷＭ１０２，フリップ・フロップ１１０およびクロック
１１２はディジタル信号プロセッサに含まれているが、
このような構成部分は別々である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が特に適用され、別個コンデンサからの
個々電流パルスにより駆動される２つの別個変圧器を有
する出力ステージを備える形式のインバータの配線図で
ある。
【図２】図１に示す個々コンデンサにかかる電圧を制御
する本発明の好ましい実施例の配線図である。
【符号の説明】
１０ 高周波インバータ １２ ３相入力 １４ ３相ブリッジ整流器 １６ａ，１６ｂ，１８ａ，１８ｂ 出力端子 ２０ 二重出力変圧器 ２２ １次巻線 ２４ ２次巻線 ３０，３２ 鉄心 ４０，４２，４４ 巻線 ５０ 共通接点 ５２，５４ 巻線端部 ５６ 共通出力端子 ６０，６２ ダイオード ７０ 電極 ７２ 加工物 ８０，２５０ チョーク １１０ フリップ・フロップ １１２ クロック １２０ 分流器 １３０ 増幅器 ２００，２０２ 補助昇圧２次巻線 ２０４，２０６ 限流誘導子 ２１０，２１２ 単指向性装置 ３００ 制御回路 ３２０，３２０ａ パルス幅変調装置 ３３６ 誤差増幅器 Ｓ１−Ｓ４ スイッチ Ａ，Ｂ 変圧器

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 溶接電流を、チョークを介し、電極要素
    と加工物要素とを含む溶接部に供給する高周波電源にお
    いて、前記電源は、第１の２次巻線に第１電流パルス
    を、第２の２次巻線に第２電流パルスを発生する変圧器
    手段と、前記両２次巻線を接続して前記電流パルスを前
    記チョークを介し通し前記要素を横断させる手段とを含
    み、前記変圧器手段は、第１鉄心と、第１の１次巻線
    と、前記第１鉄心に前記第１の２次巻線を受け入れ前記
    第１鉄心が前記第１の１次巻線による前記第１パルスの
    発生により第１フラックス方向に磁化される手段とを有
    する第１変圧器と、第２鉄心と、第２の２次巻線と、前
    記第２鉄心に前記第２の２次巻線を受け入れ前記第２鉄
    心が前記第２の１次鉄線による前記第２パルスの発生に
    より第２フラックス方向に磁化される手段と、前記第１
    および第２パルスを発生する供給手段とを有する第２変
    圧器とを含み、前記供給手段は、出力電圧を有する整流
    器と、整流電流を前記第１の１次巻線に送る第１電圧を
    有する第１コンデンサと、整流電流を前記第２の１次巻
    線に送る第２電圧を有する第２コンデンサと、電流指令
    信号により前記第１コンデンサから供給される前記第１
    パルスの電流を制御する第１スイッチ手段と、前記電流
    指令信号により前記第２コンデンサから供給される前記
    第２パルスの電流を制御する第２スイッチ手段と、前記
    第１および第２電圧を大体同等に維持する制御手段とを
    含む、高周波電源。
  2. 【請求項２】 前記制御手段は、前記第１電圧を表わす
    第１電圧信号を発生し、第１基準電圧信号を発生し前記
    第１電圧信号と前記第１基準電圧信号を比較して第１誤
    差信号を得て、さらに前記指令信号が前記第１スイッチ
    手段を制御する前に前記第１誤差信号に従い前記電流指
    令信号を調節する手段を含む請求項１記載の電源。
  3. 【請求項３】 前記第１基準信号は前記出力電圧の約半
    分に相当する請求項２記載の電源。
  4. 【請求項４】 前記第１の２次巻線に直列接続される補
    助電流昇圧巻線と、前記補助巻線を前記溶接部要素の１
    つに接続する電流制御回路手段とを含み、前記電流制御
    回路手段は前記第１パルスと同方向に支持される単指向
    性装置と前記単指向性装置に直列する限流要素とを含む
    請求項１記載の電源。
  5. 【請求項５】 前記限流要素は誘導子である請求項４記
    載の電源。
  6. 【請求項６】 前記電流昇圧巻線の前記電流制御回路に
    直列なバックグランド誘導子を含む請求項４記載の電
    源。
  7. 【請求項７】 前記第２の２次巻線に直列に接続される
    第２補助電流昇圧巻線と、前記最初に述べた制御回路と
    前記バックグランド誘導子との間の位置で前記第２補助
    巻線を前記一溶接部要素に接続する第２電流制御回路手
    段とを含む請求項４記載の電源。
  8. 【請求項８】 前記第１鉄心の第１補助巻線と、前記第
    ２鉄心の第２補助巻線と、前記補助巻線を共通接点に接
    続する手段と、前記接点と前記溶接部要素の１つとの間
    に設けられ、電源の作動中一定方向に前記溶接部要素間
    に最小溶接電流の流れを維持するエネルギ格納手段とを
    含む請求項１記載の電源。
  9. 【請求項９】 前記エネルギ格納手段は誘導子である請
    求項８記載の電源。
  10. 【請求項１０】 前記誘導子は、溶接電流の流れの少な
    くとも約２５アンペアを維持する値を有する請求項９記
    載の電源。
  11. 【請求項１１】 前記制御手段は、前記第２電圧を表わ
    す第２信号を発生し、第２基準電圧信号を発生し前記第
    ２電圧信号と前記第２基準電圧信号を比較して第２誤差
    信号を得て、さらに前記指令信号が前記第２スイッチ手
    段を制御する前に前記第２誤差信号に従い前記電流指令
    信号を調節する手段を含む請求項１記載の電源。
  12. 【請求項１２】 前記第２基準信号は前記出力電圧の約
    半分に相当する請求項１記載の電源。
  13. 【請求項１３】 溶接電流を、チョークを介し、電極要
    素と加工物要素とを含む溶接部に供給する高周波電源に
    おいて、前記電源は、第１の２次巻線に第１電流パルス
    を、第２の２次巻線に第２電流パルスを発生する変圧器
    手段と、前記２次巻線を接続し前記電流パルスを前記チ
    ョークを通し前記要素を横断させる手段とを含み、前記
    変圧器手段は、第１鉄心と、第１の１次巻線と、前記第
    １鉄心に前記第１の２次巻線を受け入れ前記第１鉄心１
    前記第１の１次巻線により前記第１パルスの発生により
    第１フラックス方向に磁化される手段とを有する第１変
    圧器と、第２鉄心と、第２の１次巻線と、前記第２鉄心
    に前記第２の２次巻線を受け入れ前記第２鉄心が前記第
    ２の１次巻線により前記第２パルスの発生により第２フ
    ラックス方向に磁化される手段とを有する第２変圧器
    と、第１電圧を有する第１コンデンサ手段と前記第１コ
    ンデンサ手段を前記第１の１次巻線に早急に接続する第
    １スイッチ手段とを含む前記第１パルスを発生する手段
    と、第２電圧を有する第２コンデンサ手段と前記コンデ
    ンサ手段を前記第２の１次側に早急に接続する第２スイ
    ッチ手段とを含む前記第２パルスを発生する手段と、前
    記第１と第２電圧を大体同等に維持する制御手段とを含
    む高周波電源。
  14. 【請求項１４】 前記制御手段は、前記第１電圧を表わ
    す第１電圧信号を発生し、第１基準電圧信号を発生し、
    前記第１電圧信号と前記第１基準電圧信号を比較して第
    １誤差信号を得て、前記第１誤差信号に従い前記第１パ
    ルスを調節する手段を含む請求項１３記載の電源。
  15. 【請求項１５】 前記第１基準信号は前記第１と第２電
    圧の所望和を表わす既知電圧の約半分に相当する請求項
    １４記載の電源。
  16. 【請求項１６】 溶接電流を、チョークを介し、電極要
    素と加工物要素とを含む溶接部に供給する高周波電源に
    おいて、前記電源は、第１電流パルスを第１の２次巻線
    に第２電流パルスを第２の２次巻線に発生する変圧器手
    段と、前記２次巻線を接続して前記電流パルスをチョー
    クを介し通し前記要素を横断させる手段とを含み、前記
    変圧器手段は、第１鉄心と前記第１鉄心に前記第１の２
    次巻線を受け入れ前記第１鉄心が前記第１パルスの発生
    により第１フラックス方向に磁化される手段とを有する
    第１変圧器と、第２鉄心と前記第２鉄心に前記第２の２
    次巻線を受け入れ前記第２鉄心が前記第２パルスの発生
    により第２フラックス方向に磁化される手段とを有する
    第２変圧器とを含み、前記第１変圧器は第１スイッチ手
    段の作動により第１電圧を前記第１変圧器に印加する第
    １コンデンサ手段により作動され、前記第２変圧器は第
    ２スイッチ手段の作動により第２電圧を前記第２変圧器
    に印加する第２コンデンサ手段により作動され、さら
    に、前記第１と第２コンデンサ手段を一定全電圧に充電
    する単一整流器と、前記第１と第２電圧を大体同等に維
    持する制御手段とを含む高周波電源。
  17. 【請求項１７】 前記制御手段は、前記第１電圧を表わ
    す第１電圧信号を発生し、第１基準電圧信号を発生し前
    記第１電圧信号と前記第１基準電圧信号を比較して第１
    誤差信号を得て、さらに前記第１誤差信号に従い前記第
    １パルスを調節する手段を含む請求項１６記載の電源。
  18. 【請求項１８】 前記第１基準信号は前記第１と第２電
    圧の所望和を表わす既知電圧の約半分に相当する請求項
    １７記載の電源。
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