JPH06225593A - モータ駆動回路 - Google Patents
モータ駆動回路Info
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- JPH06225593A JPH06225593A JP50A JP1016693A JPH06225593A JP H06225593 A JPH06225593 A JP H06225593A JP 50 A JP50 A JP 50A JP 1016693 A JP1016693 A JP 1016693A JP H06225593 A JPH06225593 A JP H06225593A
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- pulse
- trapezoidal wave
- motor
- phase
- clock signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はステップモータ等を駆動するための
モータ駆動回路に関し、安定した低騒音効果を得ること
を目的とする。 【構成】 モータを駆動する台形波パルスを台形波生成
回路１１で生成するにあたり、Ｆ／Ｖ変換回路２４にお
いて、クロック信号に応じた比較電圧を生成して各スレ
シホールド電圧とそれぞれ比較し、比較結果の信号に応
じて台形波パルスを生成するための電流を変化させる。
そして、該電流と相励磁パルス生成手段２２から回転方
向切換回路２３を介して送られる相励磁パルスから台形
波パルスを生成する構成とする。
モータ駆動回路に関し、安定した低騒音効果を得ること
を目的とする。 【構成】 モータを駆動する台形波パルスを台形波生成
回路１１で生成するにあたり、Ｆ／Ｖ変換回路２４にお
いて、クロック信号に応じた比較電圧を生成して各スレ
シホールド電圧とそれぞれ比較し、比較結果の信号に応
じて台形波パルスを生成するための電流を変化させる。
そして、該電流と相励磁パルス生成手段２２から回転方
向切換回路２３を介して送られる相励磁パルスから台形
波パルスを生成する構成とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ステップモータ等を駆
動するためのモータ駆動回路に関する。
動するためのモータ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、種々の電子機器等でステップ
モータが使用されており、例えば携帯用ビデオカメラに
自動焦点制御機構が適用されている。この自動焦点制御
機構には高精度の回転角度調整が可能なステップモータ
が適用されている。ステップモータはパルスモータとも
称され、パルス入力に対してその入力のパルス数に応じ
た回転角度分回転するものである。
モータが使用されており、例えば携帯用ビデオカメラに
自動焦点制御機構が適用されている。この自動焦点制御
機構には高精度の回転角度調整が可能なステップモータ
が適用されている。ステップモータはパルスモータとも
称され、パルス入力に対してその入力のパルス数に応じ
た回転角度分回転するものである。
【０００３】携帯用ビデオカメラはその使用上、撮影中
は常に使用者の目元に保持されることにより、同時にこ
の自動焦点制御機構が使用者の耳元で作動されることに
なる。したがって自動焦点制御機構に適用されているス
テップモータの動作中の騒音は、極力低減される必要が
ある。
は常に使用者の目元に保持されることにより、同時にこ
の自動焦点制御機構が使用者の耳元で作動されることに
なる。したがって自動焦点制御機構に適用されているス
テップモータの動作中の騒音は、極力低減される必要が
ある。
【０００４】ここで、図３に、従来の台形波生成回路の
説明図を示す。図３（Ａ）はモータ駆動回路に含まれる
台形波生成回路であり、台形波電圧をステップモータに
印加する。これは、立上り時及び立下り時、波形に傾斜
をもたせて始動時及び停止時の電流値の急激な変化を緩
和して振動、騒音を低減させようとするものである。図
３（Ａ）において、台形波生成回路１１は、ＰＮＰ型の
トランジスタＱ1 （Ｑ3 ，Ｑ5 ）とＮＰＮ型のトランジ
スタＱ2 （Ｑ4 ，Ｑ6 ）との直列回路をそれぞれバイア
ス電圧ＶBIASと零電位（アース）間で並列に接続され
る。この場合、トランジスタＱ1 のコレクタと、各トラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 のベースとが接続されると共
にトランジスタＱ3 のコレクタがトランジスタＱ4 ，Ｑ
6 のベースに接続される。
説明図を示す。図３（Ａ）はモータ駆動回路に含まれる
台形波生成回路であり、台形波電圧をステップモータに
印加する。これは、立上り時及び立下り時、波形に傾斜
をもたせて始動時及び停止時の電流値の急激な変化を緩
和して振動、騒音を低減させようとするものである。図
３（Ａ）において、台形波生成回路１１は、ＰＮＰ型の
トランジスタＱ1 （Ｑ3 ，Ｑ5 ）とＮＰＮ型のトランジ
スタＱ2 （Ｑ4 ，Ｑ6 ）との直列回路をそれぞれバイア
ス電圧ＶBIASと零電位（アース）間で並列に接続され
る。この場合、トランジスタＱ1 のコレクタと、各トラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 のベースとが接続されると共
にトランジスタＱ3 のコレクタがトランジスタＱ4 ，Ｑ
6 のベースに接続される。
【０００５】一方、電源電圧Ｖｃｃと接地との間で定電
流源１２とＮＰＮ型のトランジスタＱ7 の直列回路が形
成され、定電流源１２よりトランジスタＱ2 ，Ｑ7 のベ
ースが接続される。また、トランジスタＱ4 に並列にＮ
ＰＮ型のトランジスタＱ8 が設けられ、トランジスタＱ
8 のベースにＡ相又は該Ａ相と位相の異なるＢ相（Ａ相
と逆回転）の相励磁パルスがバイアスされる。そして、
トランジスタＱ5 のコレクタよりコンデンサＣ0 を介し
て出力される。
流源１２とＮＰＮ型のトランジスタＱ7 の直列回路が形
成され、定電流源１２よりトランジスタＱ2 ，Ｑ7 のベ
ースが接続される。また、トランジスタＱ4 に並列にＮ
ＰＮ型のトランジスタＱ8 が設けられ、トランジスタＱ
8 のベースにＡ相又は該Ａ相と位相の異なるＢ相（Ａ相
と逆回転）の相励磁パルスがバイアスされる。そして、
トランジスタＱ5 のコレクタよりコンデンサＣ0 を介し
て出力される。
【０００６】次に、図３（Ｂ）のタイムチャートと共に
回路動作を説明する。まず、トランジスタＱ2 が定電流
源１２より一定電流でバイアスされ、バイアス電圧Ｖ
BIASによりトランジスタＱ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 が該トランジ
スタＱ2 に応じてオン状態になると共に、これによりト
ランジスタＱ4 ，Ｑ6 もオン状態となる。この状態で
は、トランジスタＱ6 のオンによりコンデンサＣ0 の残
留電荷が放電される。
回路動作を説明する。まず、トランジスタＱ2 が定電流
源１２より一定電流でバイアスされ、バイアス電圧Ｖ
BIASによりトランジスタＱ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 が該トランジ
スタＱ2 に応じてオン状態になると共に、これによりト
ランジスタＱ4 ，Ｑ6 もオン状態となる。この状態で
は、トランジスタＱ6 のオンによりコンデンサＣ0 の残
留電荷が放電される。
【０００７】そこで、Ａ相の相励磁パルスによりトラン
ジスタＱ8 がバイアスされてオン状態になると（図３
（Ｂ））、トランジスタＱ4 ，Ｑ6 がオフ状態とな
り、コンデンサＣ0 にトランジスタＱ5 を介して電荷が
供給されて充電を始める。この充電電位波形が緩やかに
立上り（コンデンサＣ0 の容量及びトランジスタＱ6 の
内部抵抗で時定数が定まる）、ステップモータに供給さ
れる（図３（Ｂ））。
ジスタＱ8 がバイアスされてオン状態になると（図３
（Ｂ））、トランジスタＱ4 ，Ｑ6 がオフ状態とな
り、コンデンサＣ0 にトランジスタＱ5 を介して電荷が
供給されて充電を始める。この充電電位波形が緩やかに
立上り（コンデンサＣ0 の容量及びトランジスタＱ6 の
内部抵抗で時定数が定まる）、ステップモータに供給さ
れる（図３（Ｂ））。
【０００８】そして、コンデンサＣ0 の充電が飽和状態
となった後、相励磁パルスが立下ると、トランジスタＱ
8 がオフ状態になると共に、トランジスタＱ4 ，Ｑ6 が
オン状態になる。トランジスタＱ6 がオン状態になる
と、コンデンサＣ0 に充電された電荷が該トランジスタ
Ｑ6 を介して緩やかに放電することにより（図３（Ｂ）
）、台形波形の電圧がステップモータに供給され、こ
れらがＡ相の相励磁パルスに応じて繰り返えされるもの
である。
となった後、相励磁パルスが立下ると、トランジスタＱ
8 がオフ状態になると共に、トランジスタＱ4 ，Ｑ6 が
オン状態になる。トランジスタＱ6 がオン状態になる
と、コンデンサＣ0 に充電された電荷が該トランジスタ
Ｑ6 を介して緩やかに放電することにより（図３（Ｂ）
）、台形波形の電圧がステップモータに供給され、こ
れらがＡ相の相励磁パルスに応じて繰り返えされるもの
である。
【０００９】また、Ｂ相（Ａ相と逆回転）の場合には、
図３（Ａ）と同様の回路が別個に用意され、該Ｂ相がＡ
相より位相遅れのＢ相の相励磁パルス（図３（Ｂ））
によりコンデンサＣ0 の充放電がＡ相と同様に行われ
（図３（Ｂ））、ステップモータにＢ相の台形波の電
圧が供給されて繰り返えされるものである。
図３（Ａ）と同様の回路が別個に用意され、該Ｂ相がＡ
相より位相遅れのＢ相の相励磁パルス（図３（Ｂ））
によりコンデンサＣ0 の充放電がＡ相と同様に行われ
（図３（Ｂ））、ステップモータにＢ相の台形波の電
圧が供給されて繰り返えされるものである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ステップモー
タを低速で運転する場合、相励磁パルスの周期が長くな
っても、図３（Ｂ），における後縁（破線）の台形
波の傾斜部分の時間が一定であることから、低騒音の効
果が減少するという問題がある。
タを低速で運転する場合、相励磁パルスの周期が長くな
っても、図３（Ｂ），における後縁（破線）の台形
波の傾斜部分の時間が一定であることから、低騒音の効
果が減少するという問題がある。
【００１１】そこで、本発明は上記課題に鑑みなされた
もので、安定した低騒音効果を得るモータ駆動回路を提
供することを目的とする。
もので、安定した低騒音効果を得るモータ駆動回路を提
供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記課題は、外部からの
クロック信号より、モータの回転方向に応じた相励磁パ
ルスを生成する相励磁パルス生成手段と、外部からの回
転方向指示信号に基づいて、該モータの回転方向に応じ
た該相励磁パルスを切り換える回転方向切換手段と、該
クロック信号に応じた比較電圧を生成して予め設定され
た所定数のスレシホールド電圧とそれぞれ比較し、それ
ぞれの該比較結果の信号に応じて、台形波パルスを生成
するための電流を変化させる制御手段と、該制御手段に
より変化される電流及び回転方向切換手段からの前記相
励磁パルスに基づいて、前記モータを駆動する台形波パ
ルスを生成する所定数の台形波生成手段と、を含む構成
とすることにより解決される。
クロック信号より、モータの回転方向に応じた相励磁パ
ルスを生成する相励磁パルス生成手段と、外部からの回
転方向指示信号に基づいて、該モータの回転方向に応じ
た該相励磁パルスを切り換える回転方向切換手段と、該
クロック信号に応じた比較電圧を生成して予め設定され
た所定数のスレシホールド電圧とそれぞれ比較し、それ
ぞれの該比較結果の信号に応じて、台形波パルスを生成
するための電流を変化させる制御手段と、該制御手段に
より変化される電流及び回転方向切換手段からの前記相
励磁パルスに基づいて、前記モータを駆動する台形波パ
ルスを生成する所定数の台形波生成手段と、を含む構成
とすることにより解決される。
【００１３】
【作用】上述のように、モータを駆動する台形波パルス
を生成するにあたり、クロック信号に応じた比較電圧を
生成して各スレシホールド電圧とそれぞれ比較し、比較
結果の信号に応じて台形波パルスを生成するための電流
を変化させる。この電流と相励磁パルスから台形波パル
スを生成する。
を生成するにあたり、クロック信号に応じた比較電圧を
生成して各スレシホールド電圧とそれぞれ比較し、比較
結果の信号に応じて台形波パルスを生成するための電流
を変化させる。この電流と相励磁パルスから台形波パル
スを生成する。
【００１４】すなわち、この台形波パルスは、電流に基
づいており、電流は比較電圧より変化され、さらに比較
電圧はクロック信号に応じ生成される。
づいており、電流は比較電圧より変化され、さらに比較
電圧はクロック信号に応じ生成される。
【００１５】従って、台形波パルスはクロック信号に応
じて変化し、このことは該台形波パルスの傾斜部分の時
間も該クロック信号に対して変化する。
じて変化し、このことは該台形波パルスの傾斜部分の時
間も該クロック信号に対して変化する。
【００１６】これにより、クロック周期（速度）に拘ら
ず、安定した低騒音効果を得ることが可能となる。
ず、安定した低騒音効果を得ることが可能となる。
【００１７】
【実施例】図１に、本発明の一実施例の回路図を示す。
なお、図３と同一の構成部分には同一の符号を付す。
なお、図３と同一の構成部分には同一の符号を付す。
【００１８】図１（Ａ）はモータ駆動回路２１を示した
もので、相励磁パルス生成手段２２、回転方向切換手段
である回転方向切換回路２３、制御手段である周波数電
圧（Ｆ／Ｖ）変換回路２４及び台形波生成回路１１によ
り構成される。この場合、台形波生成回路１１は、例え
ばＡ相用（モータ回転が時計方向（ＣＷ））のもので、
Ｂ相（モータ回転が反時計方向（ＣＣＷ））については
別個に台形波生成回路が用意されるものである。
もので、相励磁パルス生成手段２２、回転方向切換手段
である回転方向切換回路２３、制御手段である周波数電
圧（Ｆ／Ｖ）変換回路２４及び台形波生成回路１１によ
り構成される。この場合、台形波生成回路１１は、例え
ばＡ相用（モータ回転が時計方向（ＣＷ））のもので、
Ｂ相（モータ回転が反時計方向（ＣＣＷ））については
別個に台形波生成回路が用意されるものである。
【００１９】相励磁パルス生成手段２２は、第１〜第３
のＴ形フリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）３１ａ〜３１ｃで
構成され、第１のＴ−ＦＦ３１ａのトリガ端子Ｔに外部
からのクロック信号（ＣＬＫ）が入力され、その１／２
分周パルスをＱ1 端子より第２のＴ−ＦＦ３１ｂのトリ
ガ端子に出力すると共に、インバータ３２を介して第３
のＴ−ＦＦ３１ｃのトリガ端子に出力する。第２のＴ−
ＦＦ３１ｂではさらに１／２分周パルスを生成し、第３
のＴ−ＦＦ３１ｃでは位相遅れの１／２分周パルスを生
成する。
のＴ形フリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）３１ａ〜３１ｃで
構成され、第１のＴ−ＦＦ３１ａのトリガ端子Ｔに外部
からのクロック信号（ＣＬＫ）が入力され、その１／２
分周パルスをＱ1 端子より第２のＴ−ＦＦ３１ｂのトリ
ガ端子に出力すると共に、インバータ３２を介して第３
のＴ−ＦＦ３１ｃのトリガ端子に出力する。第２のＴ−
ＦＦ３１ｂではさらに１／２分周パルスを生成し、第３
のＴ−ＦＦ３１ｃでは位相遅れの１／２分周パルスを生
成する。
【００２０】回転方向切換回路２３は、図１（Ｂ）に示
すように、時計方向（ＣＷ）又は反時計方向（ＣＣＷ）
の回転方向指示信号がナンド回路３４ａ，３４ｄに入力
されると共に、インバータ３３ａを介してナンド回路３
４ｂ，３４ｃに入力される。また、第２のＴ−ＦＦ３１
ｂのＱ2 端子からの１／２分周（クロック信号に対して
１／４分周）パルスがインバータ３３ｂを介してナンド
回路３４ａ，３４ｃに入力されると共に、第３のＴ−Ｆ
Ｆ３１ｃのＱ3 端子からの位相遅れの１／２分周（クロ
ック信号に対して１／４分周）パルスがインバータ３３
ｃを介してナンド回路３４ｂ，３４ｄに入力される。
すように、時計方向（ＣＷ）又は反時計方向（ＣＣＷ）
の回転方向指示信号がナンド回路３４ａ，３４ｄに入力
されると共に、インバータ３３ａを介してナンド回路３
４ｂ，３４ｃに入力される。また、第２のＴ−ＦＦ３１
ｂのＱ2 端子からの１／２分周（クロック信号に対して
１／４分周）パルスがインバータ３３ｂを介してナンド
回路３４ａ，３４ｃに入力されると共に、第３のＴ−Ｆ
Ｆ３１ｃのＱ3 端子からの位相遅れの１／２分周（クロ
ック信号に対して１／４分周）パルスがインバータ３３
ｃを介してナンド回路３４ｂ，３４ｄに入力される。
【００２１】そして、ナンド回路３４ａ，３４ｂの各出
力信号がアンド回路３５ａに入力されて該アンド回路３
５ａより例えばＡ相励磁パルスを出力すると共に、ナン
ド回路３４ｃ，３４ｄの各出力信号がアンド回路３５ｂ
に入力されて該アンド回路３５ｂより位相遅れのＢ相励
磁パルスを出力する。
力信号がアンド回路３５ａに入力されて該アンド回路３
５ａより例えばＡ相励磁パルスを出力すると共に、ナン
ド回路３４ｃ，３４ｄの各出力信号がアンド回路３５ｂ
に入力されて該アンド回路３５ｂより位相遅れのＢ相励
磁パルスを出力する。
【００２２】Ｆ／Ｖ変換回路２４は、まず、電源電圧Ｖ
ｃｃ及び接地（零電位）間に、定電流源３６とＮＰＮ型
のトランジスタＱ10の直列回路における該トランジスタ
Ｑ10のベースをクロック信号ＣＬＫがバイアスする。定
電流源３６からの定電流Ｉ0はコンデンサＣ1 を介して
接地され、コンデンサＣ1 の充電電圧が各コンパレータ
３７ａ〜３７ｄの非反転入力端子にそれぞれ入力され
る。
ｃｃ及び接地（零電位）間に、定電流源３６とＮＰＮ型
のトランジスタＱ10の直列回路における該トランジスタ
Ｑ10のベースをクロック信号ＣＬＫがバイアスする。定
電流源３６からの定電流Ｉ0はコンデンサＣ1 を介して
接地され、コンデンサＣ1 の充電電圧が各コンパレータ
３７ａ〜３７ｄの非反転入力端子にそれぞれ入力され
る。
【００２３】各コンパレータ３７ａ〜３７ｄの反転入力
端子には、電源電圧Ｖｃｃ及び接地間で直列接続された
抵抗Ｒ1 〜Ｒ5 の各接続点で分圧された電圧がそれぞれ
入力される。すなわち、この分圧された電圧が予め設定
されたスレシホールド電圧となる。これらコンパレータ
３７ａ〜３７ｄにおける比較結果のそれぞれの出力信号
は各Ｄ−フリップフロップ（ＦＦ）３８ａ〜３８ｄのデ
ータＤ端子にそれぞれ入力される。また、Ｄ−ＦＦ３８
ａ〜３８ｄのＣＬＫ端子には、クロック信号ＣＬＫが反
転したクロック信号がそれぞれ入力される。
端子には、電源電圧Ｖｃｃ及び接地間で直列接続された
抵抗Ｒ1 〜Ｒ5 の各接続点で分圧された電圧がそれぞれ
入力される。すなわち、この分圧された電圧が予め設定
されたスレシホールド電圧となる。これらコンパレータ
３７ａ〜３７ｄにおける比較結果のそれぞれの出力信号
は各Ｄ−フリップフロップ（ＦＦ）３８ａ〜３８ｄのデ
ータＤ端子にそれぞれ入力される。また、Ｄ−ＦＦ３８
ａ〜３８ｄのＣＬＫ端子には、クロック信号ＣＬＫが反
転したクロック信号がそれぞれ入力される。
【００２４】これらＤ−ＦＦ３８ａ〜３８ｄのそれぞれ
のＱ端子からの出力信号はＤ／Ａ（ディジタル／アナロ
グ）コンバータ３９に入力され、コンバータ３９の出力
で台形波生成回路１１の電流源１２の出力電流Ｉx を変
化させる。
のＱ端子からの出力信号はＤ／Ａ（ディジタル／アナロ
グ）コンバータ３９に入力され、コンバータ３９の出力
で台形波生成回路１１の電流源１２の出力電流Ｉx を変
化させる。
【００２５】なお、台形波生成回路１１は、図３（Ａ）
に示した回路と同様であり、その説明を省略する。この
場合、電流源１２は図３（Ａ）では定電流源として用い
ているが、図１（Ａ）ではＤ／Ａコンバータ３９より変
化される可変電流源として用いられる。
に示した回路と同様であり、その説明を省略する。この
場合、電流源１２は図３（Ａ）では定電流源として用い
ているが、図１（Ａ）ではＤ／Ａコンバータ３９より変
化される可変電流源として用いられる。
【００２６】次に、図２に図１の動作タイムチャートを
示し、図１の回路動作を説明する。図１においてまず、
外部からのクロック信号ＣＬＫ（図２（Ａ））に基づい
て第１〜第３のＴ−ＦＦ３１ａ〜３１ｃにより分周さ
れ、第２のＴ−ＦＦ３１ｂのＱ 2 端子よりＡ相励磁パル
スが出力され、第３のＴ−ＦＦ３１ａのＱ3 端子より位
相遅れのＢ相励磁パルスが出力される（図２（Ｂ）〜
（Ｄ））。これを回転方向切換回路２３が回転方向指示
信号（ＣＷ，ＣＣＷ）に基づいて何れかを切り換えて出
力する。ここではＣＷの回転方向指示信号によりＡ相励
磁パルスを台形波生成回路１１におけるトランジスタＱ
8 のベースに出力する。
示し、図１の回路動作を説明する。図１においてまず、
外部からのクロック信号ＣＬＫ（図２（Ａ））に基づい
て第１〜第３のＴ−ＦＦ３１ａ〜３１ｃにより分周さ
れ、第２のＴ−ＦＦ３１ｂのＱ 2 端子よりＡ相励磁パル
スが出力され、第３のＴ−ＦＦ３１ａのＱ3 端子より位
相遅れのＢ相励磁パルスが出力される（図２（Ｂ）〜
（Ｄ））。これを回転方向切換回路２３が回転方向指示
信号（ＣＷ，ＣＣＷ）に基づいて何れかを切り換えて出
力する。ここではＣＷの回転方向指示信号によりＡ相励
磁パルスを台形波生成回路１１におけるトランジスタＱ
8 のベースに出力する。
【００２７】一方、Ｆ／Ｖ変換回路２４では、クロック
信号ＣＬＫ（図２（Ａ））が“Ｌ”のときにトランジス
タＱ10がオフ状態となって、定電流源３６の定電流Ｉ0
によりコンデンサＣ1 が比較電圧として充電される。こ
のときのコンデンサＣ1 の電圧波形はのこぎり波とな
り、そのクロック信号ＣＬＫのパルス幅に応じて波高値
が決定される（図２（Ｅ））。
信号ＣＬＫ（図２（Ａ））が“Ｌ”のときにトランジス
タＱ10がオフ状態となって、定電流源３６の定電流Ｉ0
によりコンデンサＣ1 が比較電圧として充電される。こ
のときのコンデンサＣ1 の電圧波形はのこぎり波とな
り、そのクロック信号ＣＬＫのパルス幅に応じて波高値
が決定される（図２（Ｅ））。
【００２８】すなわち、コンデンサＣ1 の充電電位Ｖｃ
は、定電流をＩ0 、クロック信号ＣＬＫの周期をＴ、コ
ンデンサの容量をＣ1 とすると、以下の式で表わされ
る。
は、定電流をＩ0 、クロック信号ＣＬＫの周期をＴ、コ
ンデンサの容量をＣ1 とすると、以下の式で表わされ
る。
【００２９】 Ｖｃ＝Ｔ・Ｉ0 ／Ｃ1 …（１） 従って、図２（Ｅ）に示すように、クロック周期Ｔに比
例したレベルののこぎり波の電圧として得られる。
例したレベルののこぎり波の電圧として得られる。
【００３０】このコンデンサＣ1 の充電電圧Ｖｃが各コ
ンパレータ３７ａ〜３７ｄで、それぞれのスレシホール
ド電圧Ｖth1 〜Ｖth4 により比較され、比較結果の出力
電圧信号がそれぞれＤ−ＦＦ３８ａ〜３８ｄに入力され
る。また、各Ｄ−ＦＦ３８ａ〜３８ｄのＣＬＫ端子には
クロック信号ＣＬＫの反転信号（図２（Ｆ））が入力さ
れており、この反転クロック信号の立下りのエッジでト
リガされる。
ンパレータ３７ａ〜３７ｄで、それぞれのスレシホール
ド電圧Ｖth1 〜Ｖth4 により比較され、比較結果の出力
電圧信号がそれぞれＤ−ＦＦ３８ａ〜３８ｄに入力され
る。また、各Ｄ−ＦＦ３８ａ〜３８ｄのＣＬＫ端子には
クロック信号ＣＬＫの反転信号（図２（Ｆ））が入力さ
れており、この反転クロック信号の立下りのエッジでト
リガされる。
【００３１】このときの各Ｄ−ＦＦ３８ａ〜３８ｄの出
力Ｑ端子からの出力信号がＤ／Ａコンバータ３９を介し
てアナログ信号とされ、台形波生成回路１１の電流源１
２の電流Ｉx を変化させる。
力Ｑ端子からの出力信号がＤ／Ａコンバータ３９を介し
てアナログ信号とされ、台形波生成回路１１の電流源１
２の電流Ｉx を変化させる。
【００３２】そこで、台形波生成回路１１では、図３で
説明したように、第２のＴ−ＦＦ３１ｂの出力Ｑ2 端子
からのＡ相励磁パルスが入力される。このＡ相励磁パル
スは、前述のように、クロック信号ＣＬＫの立上りで切
り替わる第１及び第２Ｔ−ＦＦ３１ａ，３１ｂで分周し
て得ていることから、台形波パルス生成のタイミングに
おいてクロック信号ＣＬＫの周期に応じた可変電流Ｉx
が設定されることになる。従って、このＡ相励磁パルス
と電流Ｉx から台形波パルスが生成され、コンデンサＣ
0Aよりモータ（ステップモータ）に供給される（図２
（Ｇ））。
説明したように、第２のＴ−ＦＦ３１ｂの出力Ｑ2 端子
からのＡ相励磁パルスが入力される。このＡ相励磁パル
スは、前述のように、クロック信号ＣＬＫの立上りで切
り替わる第１及び第２Ｔ−ＦＦ３１ａ，３１ｂで分周し
て得ていることから、台形波パルス生成のタイミングに
おいてクロック信号ＣＬＫの周期に応じた可変電流Ｉx
が設定されることになる。従って、このＡ相励磁パルス
と電流Ｉx から台形波パルスが生成され、コンデンサＣ
0Aよりモータ（ステップモータ）に供給される（図２
（Ｇ））。
【００３３】すなわち、クロック信号ＣＬＫの周期（比
例する相励磁パルス）に対して電流Ｉｘはリニアに変化
することとなり、これにより台形波パルスの傾斜部分の
時間も該周期に対してリニアに変化するものである。
例する相励磁パルス）に対して電流Ｉｘはリニアに変化
することとなり、これにより台形波パルスの傾斜部分の
時間も該周期に対してリニアに変化するものである。
【００３４】そして、この台形波パルスによりステップ
モータを駆動することにより、クロック信号ＣＬＫの周
期によらず常に最適な低騒音効果を得ることができるも
のである。
モータを駆動することにより、クロック信号ＣＬＫの周
期によらず常に最適な低騒音効果を得ることができるも
のである。
【００３５】なお、Ｂ相に対する台形波生成回路を別個
に設け、これに第３のＴ−ＦＦ３１ｃのＱ3 端子からの
Ｂ相励磁パルスを供給すれば（図２（Ｄ））、コンデン
サＣ OBより逆相の台形波パルス（図２（Ｈ））をステッ
プモータに供給することができるものである。
に設け、これに第３のＴ−ＦＦ３１ｃのＱ3 端子からの
Ｂ相励磁パルスを供給すれば（図２（Ｄ））、コンデン
サＣ OBより逆相の台形波パルス（図２（Ｈ））をステッ
プモータに供給することができるものである。
【００３６】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、モータを
駆動する台形波パルスを生成するにあたり、クロック信
号に応じた比較電圧を生成して各スレシホールド電圧と
それぞれ比較し、比較結果の信号に応じて台形波パルス
を生成するための電流を変化させ、該電流と相励磁パル
スから台形波パルスを生成することにより、クロック信
号に応じて台形波パルスの傾斜部分の時間が変化し、安
定した低騒音効果を得ることができるものである。
駆動する台形波パルスを生成するにあたり、クロック信
号に応じた比較電圧を生成して各スレシホールド電圧と
それぞれ比較し、比較結果の信号に応じて台形波パルス
を生成するための電流を変化させ、該電流と相励磁パル
スから台形波パルスを生成することにより、クロック信
号に応じて台形波パルスの傾斜部分の時間が変化し、安
定した低騒音効果を得ることができるものである。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】図１の動作のタイムチャートである。
【図３】従来の台形波生成回路の説明図である。
１１ 台形波生成回路 ２１ モータ駆動回路 ２２ 相励磁パルス生成手段 ２３ 回転方向切換回路 ２４ Ｆ／Ｖ変換回路
Claims (1)
- 【請求項１】 外部からのクロック信号より、モータの
回転方向に応じた相励磁パルスを生成する相励磁パルス
生成手段と、 外部からの回転方向指示信号に基づいて、該モータの回
転方向に応じた該相励磁パルスを切り換える回転方向切
換手段と、 該クロック信号に応じた比較電圧を生成して予め設定さ
れた所定数のスレシホールド電圧とそれぞれ比較し、そ
れぞれの該比較結果の信号に応じて、台形波パルスを生
成するための電流を変化させる制御手段と、 該制御手段により変化される電流及び回転方向切換手段
からの前記相励磁パルスに基づいて、前記モータを駆動
する台形波パルスを生成する所定数の台形波生成手段
と、 を含むことを特徴とするモータ駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50A JPH06225593A (ja) | 1993-01-25 | 1993-01-25 | モータ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50A JPH06225593A (ja) | 1993-01-25 | 1993-01-25 | モータ駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06225593A true JPH06225593A (ja) | 1994-08-12 |
Family
ID=11742702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50A Pending JPH06225593A (ja) | 1993-01-25 | 1993-01-25 | モータ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06225593A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6545513B2 (en) | 2001-05-17 | 2003-04-08 | Denso Corporation | Electric load drive apparatus |
-
1993
- 1993-01-25 JP JP50A patent/JPH06225593A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6545513B2 (en) | 2001-05-17 | 2003-04-08 | Denso Corporation | Electric load drive apparatus |
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