JPH06205426A - 搬送周波信号のための帯域通過フィルタ - Google Patents
搬送周波信号のための帯域通過フィルタInfo
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- JPH06205426A JPH06205426A JP5079834A JP7983493A JPH06205426A JP H06205426 A JPH06205426 A JP H06205426A JP 5079834 A JP5079834 A JP 5079834A JP 7983493 A JP7983493 A JP 7983493A JP H06205426 A JPH06205426 A JP H06205426A
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- electrode
- tuning
- capacitance element
- tuning circuit
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/77—Circuits for processing the brightness signal and the chrominance signal relative to each other, e.g. adjusting the phase of the brightness signal relative to the colour signal, correcting differential gain or differential phase
- H04N9/78—Circuits for processing the brightness signal and the chrominance signal relative to each other, e.g. adjusting the phase of the brightness signal relative to the colour signal, correcting differential gain or differential phase for separating the brightness signal or the chrominance signal from the colour television signal, e.g. using comb filter
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ベルフィルタと称されるＳＥＣＡＭカラー搬
送波のためのフィルタは、各々の場合に、所望の周波数
４．２５ＭＨｚへ自動的に同調される。ＩＣにおいて実
施する場合、歩進的に切り換えられる２進切り換えキャ
パシタンス素子を設けることは知られている。この解決
手段は連続的なアナログ同調作用を行わせず、かつＩＣ
の著しく大きい面積を必要とする。本発明の目的は、Ｉ
Ｃに適していて、連続的な同調が可能でかつわずか１つ
の固定キャパシタンス素子しか必要としない自己同調形
回路を提供することである。 【構成】 同調キャパシタンス素子Ｃｉが設けられてお
り、該キャパシタンス素子の一方の電極Ａが同調回路１
へ接続されており、他方の電極Ｂが電圧源３へ接続され
ており、該電圧源は前記の制御変化分Ｕｓにより制御さ
れ、該電圧源の電圧が同調回路１への電圧である。 【効果】 カラーテレビジョン受信機のためのＳＥＣＡ
Ｍベルフィルタを有するクロマティックＩＣに最適であ
る。
送波のためのフィルタは、各々の場合に、所望の周波数
４．２５ＭＨｚへ自動的に同調される。ＩＣにおいて実
施する場合、歩進的に切り換えられる２進切り換えキャ
パシタンス素子を設けることは知られている。この解決
手段は連続的なアナログ同調作用を行わせず、かつＩＣ
の著しく大きい面積を必要とする。本発明の目的は、Ｉ
Ｃに適していて、連続的な同調が可能でかつわずか１つ
の固定キャパシタンス素子しか必要としない自己同調形
回路を提供することである。 【構成】 同調キャパシタンス素子Ｃｉが設けられてお
り、該キャパシタンス素子の一方の電極Ａが同調回路１
へ接続されており、他方の電極Ｂが電圧源３へ接続され
ており、該電圧源は前記の制御変化分Ｕｓにより制御さ
れ、該電圧源の電圧が同調回路１への電圧である。 【効果】 カラーテレビジョン受信機のためのＳＥＣＡ
Ｍベルフィルタを有するクロマティックＩＣに最適であ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は請求項１の上位概念に示
されたフィルタに関する。このフィルタは例えば、カラ
ー周波受信機における、変調されるＳＥＣＡＭカラー搬
送波のために用いられる。
されたフィルタに関する。このフィルタは例えば、カラ
ー周波受信機における、変調されるＳＥＣＡＭカラー搬
送波のために用いられる。
【０００２】
【従来の技術】カラーテレビジョン受信機において、合
成カラー信号は即ちＶＣＢＳ信号は周波数選択法によ
り、輝度信号Ｙと色度信号Ｃとに分波する必要がある。
そのため色度信号のためにフィルタが必要とされる。こ
のフィルタは、ＳＥＣＡＭカラー搬送波の場合は、ベル
（Ｂｅｌｌ）フィルタとも称される。このフィルタは著
しく高い先鋭度Ｑ＝１６と、通過帯域周波数４２８６Ｍ
Ｈｚ±１０ＫＨｚにおける精度を有する必要があり、そ
のため実施が困難である。そのため、きびしい要求と温
度に依存する偏差の理由で、この種のフィルタを自己同
調形フィルタとして構成することは有利である。近似的
に５％高すぎる中心周波数へ同調され、垂直帰線期間中
は、ＩＣの中に設けられている２進切り換えキャパシタ
ンス素子を用いて、正しい周波数へ同調される形式の通
常のＬＣ同調回路を設けることは公知である。この目的
で、垂直帰線期間中はＬＣ同調回路は発振器における周
波数決定エレメントとして切り換えられる。この時には
この発振器はベルフィルタの中心周波数で振動する。論
理装置がＬＣ発振器の発振周波数をカラー復調器の中心
周波数４．２５ＭＨｚと比較する。この周波数は３６Ｋ
Ｈｚ低すぎる。２進切り換えキャパシタンス素子回路網
が誤同調される、正確に言えば、周波数が所望の周波数
へ適合化されるまでに各々の垂直帰線期間中に１ステッ
プだけ誤同調される。この解決手段は、歩進切り換えさ
れる複数個のキャパシタンス素子と離散性のため、所望
の周波数への正確な同調は可能ではない。そのためこの
解決手段は多額のコストを必要とする、何故ならば、こ
の回路は、２μ技術を用いて近似的に２ｍｍ2の面積を
必要とするからである。
成カラー信号は即ちＶＣＢＳ信号は周波数選択法によ
り、輝度信号Ｙと色度信号Ｃとに分波する必要がある。
そのため色度信号のためにフィルタが必要とされる。こ
のフィルタは、ＳＥＣＡＭカラー搬送波の場合は、ベル
（Ｂｅｌｌ）フィルタとも称される。このフィルタは著
しく高い先鋭度Ｑ＝１６と、通過帯域周波数４２８６Ｍ
Ｈｚ±１０ＫＨｚにおける精度を有する必要があり、そ
のため実施が困難である。そのため、きびしい要求と温
度に依存する偏差の理由で、この種のフィルタを自己同
調形フィルタとして構成することは有利である。近似的
に５％高すぎる中心周波数へ同調され、垂直帰線期間中
は、ＩＣの中に設けられている２進切り換えキャパシタ
ンス素子を用いて、正しい周波数へ同調される形式の通
常のＬＣ同調回路を設けることは公知である。この目的
で、垂直帰線期間中はＬＣ同調回路は発振器における周
波数決定エレメントとして切り換えられる。この時には
この発振器はベルフィルタの中心周波数で振動する。論
理装置がＬＣ発振器の発振周波数をカラー復調器の中心
周波数４．２５ＭＨｚと比較する。この周波数は３６Ｋ
Ｈｚ低すぎる。２進切り換えキャパシタンス素子回路網
が誤同調される、正確に言えば、周波数が所望の周波数
へ適合化されるまでに各々の垂直帰線期間中に１ステッ
プだけ誤同調される。この解決手段は、歩進切り換えさ
れる複数個のキャパシタンス素子と離散性のため、所望
の周波数への正確な同調は可能ではない。そのためこの
解決手段は多額のコストを必要とする、何故ならば、こ
の回路は、２μ技術を用いて近似的に２ｍｍ2の面積を
必要とするからである。
【０００３】
【発明の解決すべき課題】本発明の課題は、離散性を有
せず、ＩＣに特に適していて、同調用に唯１つの非可変
のキャパシタンス素子しか必要としない、連続的な同調
の行える自己同調形の回路を提供することである。
せず、ＩＣに特に適していて、同調用に唯１つの非可変
のキャパシタンス素子しか必要としない、連続的な同調
の行える自己同調形の回路を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この課題は請求項１に特
定された発明により解決されている。請求項２以下に種
々の構成が示されている。
定された発明により解決されている。請求項２以下に種
々の構成が示されている。
【０００５】
【発明の効果】この構成により、容量ダイオードも、歩
進的に切り換えられる複数個のキャパシタンス素子も、
本発明においては用いられない。同調回路の同調作用の
ために唯１つの小さいキャパシタンス素子だけが設けら
れる。このキャパシタンス素子に一方の電極は同調回路
へ接続されている。同調の目的での同調回路に対するキ
ャパシタンス素子の作用は次の点にある、即ち第１電極
のＡＣ電圧が、キャパシタンス素子の第２電極へ、可変
の伝達定数により伝送される点にある。この伝達定数
は、同調回路の各々の共振周波数を同調回路の公称帯域
通過周波数と比較することにより得られる制御変化分に
より、制御される。キャパシタンス素子の第２電極への
ＡＣ電圧のこの結合の結果、同調回路へのキャパシタン
ス素子の作用が変化できる。電子的に変化可能なキャパ
シタンス素子がこのようにして形成される。大きな利点
は、離散的ではなく連続的なアナログ形式の同調が可能
になり、さらにフィルタの所望の通過帯域周波数が著し
く正確に制御できる。それにもかかわらず、変化される
必要のない唯１つのキャパシタンス素子しか必要とされ
ない。キャパシタンス素子の第１電極から第２電極への
電圧の伝達定数における０から１までの間の変化の結
果、キャパシタンス素子における電流の極性を変化でき
る。このことはキャパシタンス素子が負の容量を、即ち
同調回路に対してインダクタンス素子を呈することを意
味する。キャパシタンス素子の実効値はゼロを中心とし
て変化できるため、即ち容量性にも誘導性にもなれるた
め、同調回路そのものを所望の周波数へ同調できる。キ
ャパシタンス素子は同調回路の中心周波数の補正だけを
行わせ、同調回路の基本的な誤同調は生ぜさせない。こ
の解決手段の結果、この回路全体が位相シフトに対して
実質的に応動しなくなる。
進的に切り換えられる複数個のキャパシタンス素子も、
本発明においては用いられない。同調回路の同調作用の
ために唯１つの小さいキャパシタンス素子だけが設けら
れる。このキャパシタンス素子に一方の電極は同調回路
へ接続されている。同調の目的での同調回路に対するキ
ャパシタンス素子の作用は次の点にある、即ち第１電極
のＡＣ電圧が、キャパシタンス素子の第２電極へ、可変
の伝達定数により伝送される点にある。この伝達定数
は、同調回路の各々の共振周波数を同調回路の公称帯域
通過周波数と比較することにより得られる制御変化分に
より、制御される。キャパシタンス素子の第２電極への
ＡＣ電圧のこの結合の結果、同調回路へのキャパシタン
ス素子の作用が変化できる。電子的に変化可能なキャパ
シタンス素子がこのようにして形成される。大きな利点
は、離散的ではなく連続的なアナログ形式の同調が可能
になり、さらにフィルタの所望の通過帯域周波数が著し
く正確に制御できる。それにもかかわらず、変化される
必要のない唯１つのキャパシタンス素子しか必要とされ
ない。キャパシタンス素子の第１電極から第２電極への
電圧の伝達定数における０から１までの間の変化の結
果、キャパシタンス素子における電流の極性を変化でき
る。このことはキャパシタンス素子が負の容量を、即ち
同調回路に対してインダクタンス素子を呈することを意
味する。キャパシタンス素子の実効値はゼロを中心とし
て変化できるため、即ち容量性にも誘導性にもなれるた
め、同調回路そのものを所望の周波数へ同調できる。キ
ャパシタンス素子は同調回路の中心周波数の補正だけを
行わせ、同調回路の基本的な誤同調は生ぜさせない。こ
の解決手段の結果、この回路全体が位相シフトに対して
実質的に応動しなくなる。
【０００６】
【実施例】次に本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【０００７】図１は、ＳＥＣＡＭカラー搬送波のための
ベル（Ｂｅｌｌ）フィルタのコンポーネントである同調
回路１を示す。この同調回路１は集積回路２のピンＰ１
へ接続されている。Ｐ１は内部の同調キャパシタンス素
子Ｃｉの第１電極Ａへ接続されている。Ｃｉの第２電極
Ｂは電圧源３へ接続されている。制御変化分Ｕｓは、同
調回路１の共振周波数の、所望の周波数ｆｒｅｆからの
偏差を示す。この制御変化分が伝達定数ｇ━これによ
り、電極Ａの電圧Ｕｌがキャパシタンス素子Ｃｉの電極
Ｂへ伝送される━を制御する。これは矢印５で示されて
おり、制御可能な電圧源３である。電圧源３は電極Ｂの
電圧を形成する。この電圧は電極Ａの電圧と同じ周波数
および同じ位相を有するが、その振幅はＵｓにより変化
できる。
ベル（Ｂｅｌｌ）フィルタのコンポーネントである同調
回路１を示す。この同調回路１は集積回路２のピンＰ１
へ接続されている。Ｐ１は内部の同調キャパシタンス素
子Ｃｉの第１電極Ａへ接続されている。Ｃｉの第２電極
Ｂは電圧源３へ接続されている。制御変化分Ｕｓは、同
調回路１の共振周波数の、所望の周波数ｆｒｅｆからの
偏差を示す。この制御変化分が伝達定数ｇ━これによ
り、電極Ａの電圧Ｕｌがキャパシタンス素子Ｃｉの電極
Ｂへ伝送される━を制御する。これは矢印５で示されて
おり、制御可能な電圧源３である。電圧源３は電極Ｂの
電圧を形成する。この電圧は電極Ａの電圧と同じ周波数
および同じ位相を有するが、その振幅はＵｓにより変化
できる。
【０００８】その動作法を図２を用いて説明す。伝達定
数ｇ＝０の時は、電極Ｂの電圧Ｕ（Ｂ）はゼロであり、
そのため電極Ｂはアースされる。このことは、キャパシ
タンス素子Ｃｉがその最大容量Ｃ（Ｐ１）で同調回路１
へ作用し、そのためその共振周波数ｆｒｅｆが最小値ｆ
ｏ−Ｄｆへ低減されることを意味する。伝達定数ｇ＝１
の時は、電圧Ｕ（Ｂ）はＵ（Ａ）に等しい。そのため、
周波数、位相および振幅が等しい電圧が２つの電極Ａと
Ｂに存在する。このことは、Ｃｉの実効容量Ｃ（Ｐｉ）
がゼロに等しいことを意味する。この時、同調回路１は
その中心周波数ｆｏを有し、Ｃｉにより誤同調はされな
い。ｇ＝２の時は、即ち電極Ｂの電圧Ｕ（Ｂ）が電極Ａ
の電圧の値の２倍の時は、Ｕ（Ｂ）はＵ（Ａ）と同相で
大きさは２倍である。そのため電流が、ｇ＝０の時と比
較して、Ｃｉにより１８０°だけ移相される。このこと
はＣｉがインダクタンス素子の様に、即ち負のキャパシ
タンス素子のように作用することを意味する。インダク
タンス素子はいまや同調回路１と並列に接続され、その
結果全体にわたり作用している、同調回路１のインダク
タンス素子が低減されて、共振周波数がｆｏ＋Δｆの値
へ増加される。この回路により同調回路１の共振周波数
が、可変キャパシタンス素子または可変インダクタンス
素子の接続により、所望の値を中心として変化可能とな
ることは明らかである。
数ｇ＝０の時は、電極Ｂの電圧Ｕ（Ｂ）はゼロであり、
そのため電極Ｂはアースされる。このことは、キャパシ
タンス素子Ｃｉがその最大容量Ｃ（Ｐ１）で同調回路１
へ作用し、そのためその共振周波数ｆｒｅｆが最小値ｆ
ｏ−Ｄｆへ低減されることを意味する。伝達定数ｇ＝１
の時は、電圧Ｕ（Ｂ）はＵ（Ａ）に等しい。そのため、
周波数、位相および振幅が等しい電圧が２つの電極Ａと
Ｂに存在する。このことは、Ｃｉの実効容量Ｃ（Ｐｉ）
がゼロに等しいことを意味する。この時、同調回路１は
その中心周波数ｆｏを有し、Ｃｉにより誤同調はされな
い。ｇ＝２の時は、即ち電極Ｂの電圧Ｕ（Ｂ）が電極Ａ
の電圧の値の２倍の時は、Ｕ（Ｂ）はＵ（Ａ）と同相で
大きさは２倍である。そのため電流が、ｇ＝０の時と比
較して、Ｃｉにより１８０°だけ移相される。このこと
はＣｉがインダクタンス素子の様に、即ち負のキャパシ
タンス素子のように作用することを意味する。インダク
タンス素子はいまや同調回路１と並列に接続され、その
結果全体にわたり作用している、同調回路１のインダク
タンス素子が低減されて、共振周波数がｆｏ＋Δｆの値
へ増加される。この回路により同調回路１の共振周波数
が、可変キャパシタンス素子または可変インダクタンス
素子の接続により、所望の値を中心として変化可能とな
ることは明らかである。
【０００９】図３は図１の簡略化回路の詳細を示す。同
調回路１は周波数決定エレメントとして発振器５の中へ
接続されている。この発振器はＱＡとＱＢから構成され
ていて、垂直帰線期間中だけ垂直帰線パルスＶにより作
動されるようにスイッチ６を介して切り換えられる。そ
のためこの垂直帰線期間中、発振器５は、周波数が同調
回路１の共振周波数に依存する電圧を発生する。この電
圧は、基準周波数ｆｒｅｆを有する電圧と共に、位相比
較段４へ加えられる。位相比較段は平滑化された制御変
化分Ｕｓを形成する。この制御変化分はピンＰ３へ接続
されているフィルタエレメント７に、垂直掃引期間中、
維持される。この制御変化分は可制御の増幅段８により
利得が、画像走査中は値１へおよび帰線期間中は０．９
９へ切り換えられる。この制御変化分は、図１に示され
ている伝達定数ｇを制御するために用いられる。垂直帰
線期間中、補正キャパシタンス素子Ｃｃｏｒは、パルス
Ｖによりスイッチ９を介して付加的に同調回路に並列に
接続される。Ｃｃｏｒの作動効果は、回路段８における
利得の切り換えと同一である。画像走査と帰線期間との
間の切り換えのためのこれらの２つの構成は選択的にま
た付加的にも使用される。垂直帰線パルスＶにより同様
に閉じられるスイッチ１２は、次の動作を指示する。即
ち位相比較段４も、同調回路１を含む発振器５がパルス
Ｖにより切り換えられて作動している期間中だけ、作動
されるために接続される。
調回路１は周波数決定エレメントとして発振器５の中へ
接続されている。この発振器はＱＡとＱＢから構成され
ていて、垂直帰線期間中だけ垂直帰線パルスＶにより作
動されるようにスイッチ６を介して切り換えられる。そ
のためこの垂直帰線期間中、発振器５は、周波数が同調
回路１の共振周波数に依存する電圧を発生する。この電
圧は、基準周波数ｆｒｅｆを有する電圧と共に、位相比
較段４へ加えられる。位相比較段は平滑化された制御変
化分Ｕｓを形成する。この制御変化分はピンＰ３へ接続
されているフィルタエレメント７に、垂直掃引期間中、
維持される。この制御変化分は可制御の増幅段８により
利得が、画像走査中は値１へおよび帰線期間中は０．９
９へ切り換えられる。この制御変化分は、図１に示され
ている伝達定数ｇを制御するために用いられる。垂直帰
線期間中、補正キャパシタンス素子Ｃｃｏｒは、パルス
Ｖによりスイッチ９を介して付加的に同調回路に並列に
接続される。Ｃｃｏｒの作動効果は、回路段８における
利得の切り換えと同一である。画像走査と帰線期間との
間の切り換えのためのこれらの２つの構成は選択的にま
た付加的にも使用される。垂直帰線パルスＶにより同様
に閉じられるスイッチ１２は、次の動作を指示する。即
ち位相比較段４も、同調回路１を含む発振器５がパルス
Ｖにより切り換えられて作動している期間中だけ、作動
されるために接続される。
【００１０】図４は、図３による回路を実際に試作した
回路である。電極Ａの電圧Ｕ１はエミッタフォロワとし
て動作するトランジスタＱ１とＱ２を介して、トランジ
スタＱ３とＱ４を有する差動増幅器へ加えられ、さらに
エミッタフォロワとして動作するトランジスタＱ７を介
して、電極Ｂへ加えられる。位相比較段として動作する
回路１０は、制御変化分Ｕｓを供給する。この制御変化
分は比較電圧Ｖｒｅｆと共に、トランジスタＱ８とＱ９
を有する差動増幅器へ供給される。差動増幅器Ｑ８，Ｑ
９の出力側は差動増幅器Ｑ３，Ｑ４の入力側へ接続され
ており、さらに差動増幅器Ｑ５，Ｑ６の入力側へ接続さ
れている。図１と図３に示されている様に、制御変化分
Ｕｓが電極Ａから電圧Ｂへの電圧Ｕｌの伝達定数ｇを値
ｇ＝０とｇ＝２との間で制御する。発振器５はトランジ
スタＱＡとＱＢにより実施される。図４において独特な
位相比較が、図３における位相比較段４によるように実
施される。乗算器はトランジスタＱＡとＱＢにより形成
されている。基準電圧ｆｒｅｆにより動作されるスイッ
チ１１は、この場合、同調回路１の電圧Ｕｌと基準電圧
ｆｒｅｆとの間の位相比較の１つの入力を形成する。垂
直帰線パルスＶにより開かれるスイッチ１２は、位相比
較が垂直帰線期間中だけもう１度行われるように、指令
する。
回路である。電極Ａの電圧Ｕ１はエミッタフォロワとし
て動作するトランジスタＱ１とＱ２を介して、トランジ
スタＱ３とＱ４を有する差動増幅器へ加えられ、さらに
エミッタフォロワとして動作するトランジスタＱ７を介
して、電極Ｂへ加えられる。位相比較段として動作する
回路１０は、制御変化分Ｕｓを供給する。この制御変化
分は比較電圧Ｖｒｅｆと共に、トランジスタＱ８とＱ９
を有する差動増幅器へ供給される。差動増幅器Ｑ８，Ｑ
９の出力側は差動増幅器Ｑ３，Ｑ４の入力側へ接続され
ており、さらに差動増幅器Ｑ５，Ｑ６の入力側へ接続さ
れている。図１と図３に示されている様に、制御変化分
Ｕｓが電極Ａから電圧Ｂへの電圧Ｕｌの伝達定数ｇを値
ｇ＝０とｇ＝２との間で制御する。発振器５はトランジ
スタＱＡとＱＢにより実施される。図４において独特な
位相比較が、図３における位相比較段４によるように実
施される。乗算器はトランジスタＱＡとＱＢにより形成
されている。基準電圧ｆｒｅｆにより動作されるスイッ
チ１１は、この場合、同調回路１の電圧Ｕｌと基準電圧
ｆｒｅｆとの間の位相比較の１つの入力を形成する。垂
直帰線パルスＶにより開かれるスイッチ１２は、位相比
較が垂直帰線期間中だけもう１度行われるように、指令
する。
【図１】本発明による解決手段の略図である。
【図２】図１の動作の説明図である。
【図３】図１の詳細な回路図である。
【図４】集積回路として実際に試作された回路である。
１ 同調回路、 ２ 集積回路、 ３ 電圧源、 ４
位相比較段、 ５ 発振器、 ６ スイッチ、 ７ フ
ィルタ素子、 ８ 可制御の増幅段、 ９，１２ スイ
ッチ、 Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ、 Ｑ３，Ｑ４，Ｑ
５，Ｑ６ 差動増幅器、 ＱＡ，ＱＢ トランジスタ
位相比較段、 ５ 発振器、 ６ スイッチ、 ７ フ
ィルタ素子、 ８ 可制御の増幅段、 ９，１２ スイ
ッチ、 Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ、 Ｑ３，Ｑ４，Ｑ
５，Ｑ６ 差動増幅器、 ＱＡ，ＱＢ トランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ルードルフ コブリッツ フランス国 メイラン シュメン ド ベ リヴィエール 24 (72)発明者 パスカル ドバティ フランス国 ドマン ル ボリエバ エ 14
Claims (11)
- 【請求項１】 並列の同調回路（１）を有し、共振周波
数の、所望の値からの偏差を表わす制御変化分（Ｕｓ）
により制御されるキャパシタンス素子（Ｃｉ）が前記同
調回路へ接続されている形式の、搬送周波信号のための
帯域通過フィルタにおいて、同調キャパシタンス素子
（Ｃｉ）が設けられており、該キャパシタンス素子の一
方の電極（Ａ）が同調回路（１）へ接続されており、他
方の電極（Ｂ）が電圧源（３）へ接続されており、該電
圧源は前記の制御変化分（Ｕｓ）により制御され、該電
圧源の電圧が同調回路（１）への電圧（Ｕ１）であるこ
とを特徴とする、搬送周波信号のための帯域通過フィル
タ。 - 【請求項２】 同調回路（１）の電圧（Ｕｌ）が、制御
変化分（Ｕｓ）により制御される伝達定数（ｇ）により
第２電極（Ｂ）へ伝送される、請求項１記載のフィル
タ。 - 【請求項３】 伝達定数（ｇ）が０と２の間で変化可能
である、請求項２記載のフィルタ。 - 【請求項４】 フィルタ（１）が、復帰期間中に周波数
決定素子として発振器（５）へ接続され、該発振器の出
力電圧が、基準周波電圧（ｆｒｅｆ）と共に、制御変化
分（Ｕｓ）を供給する位相比較段（４）の入力側へ加え
れる、請求項３記載のフィルタ。 - 【請求項５】 前記の復帰期間が垂直帰線期間に、また
は該垂直帰線期間の一部に相応する、請求項４記載のフ
ィルタ。 - 【請求項６】 制御変化分（Ｕｓ）により制御される増
幅段（Ｑ１−Ｑ７）が、同調キャパシタンス素子（Ｃ
ｉ）の第１電極（Ａ）と第２電極（Ｂ）との間に接続さ
れている、請求項１記載のフィルタ。 - 【請求項７】 制御変化分（Ｕｓ）と基準電圧（Ｖｒｅ
ｆ）が、第１の差動増幅器（Ｑ８，Ｑ９）の入力側へ加
えられ、該差動増幅器の出力側が、同調キャパシタンス
素子（Ｃｉ）の第１電極（Ａ）から第２電極（Ｂ）への
電圧の伝達定数を制御する、請求項６記載のフィルタ。 - 【請求項８】 第１の差動増幅器（Ｑ８，Ｑ９）の出力
側が、第２の差動増幅器の２つのトランジスタ（Ｑ３，
Ｑ４）のベースへ接続されており、かつ第３の差動増幅
器の２つのトランジスタ（Ｑ５，Ｑ６）のベースへも接
続されており、さらに同調キャパシタンス素子（Ｃｉ）
の第１電極が増幅段（Ｑ１，Ｑ２）を介して、第２の差
動増幅器のトランジスタ（Ｑ３，Ｑ４）のエミッタへ相
互接続されており、第２のおよび第３の差動増幅器の２
つのトランジスタ（それぞれＱ３，Ｑ５とＱ４，Ｑ６）
のコレクタが、相互接続されており、一方の接続点が動
作電圧（ＶＣＣ）へおよび他方の接続点が増幅段（Ｑ
７）の入力側へ接続されており、該増幅器の出力側が同
調キャパシタンス素子（Ｃｉ）の第２の電極（Ｂ）へ接
続されている、請求項７記載のフィルタ。 - 【請求項９】 増幅段（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ７）がエミッタ
フォロワとして構成されている、請求項８記載のフィル
タ。 - 【請求項１０】 同調回路（１）の中心周波数と基準周
波数（ｆｒｅｆ）との間に差が設けられている、請求項
４記載のフィルタ。 - 【請求項１１】 可制御の増幅段（８）が制御変化分
（Ｕｓ）の線路の中に設けられており、該増幅段（８）
の利得が、画像走査線と帰線との間で異なる利得係数
（それぞれ１または０．９９）へ、垂直帰線パルス
（Ｖ）により、切り換えられる、請求項４記載のフィル
タ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4211483A DE4211483A1 (de) | 1992-04-06 | 1992-04-06 | Durchlaßfilter für ein trägerfrequentes Signal |
| DE4211483.7 | 1992-04-06 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06205426A true JPH06205426A (ja) | 1994-07-22 |
| JP3411325B2 JP3411325B2 (ja) | 2003-05-26 |
Family
ID=6456186
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07983493A Expired - Fee Related JP3411325B2 (ja) | 1992-04-06 | 1993-04-06 | 搬送周波信号のための帯域通過フィルタ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0564934B1 (ja) |
| JP (1) | JP3411325B2 (ja) |
| CN (1) | CN1077580A (ja) |
| DE (2) | DE4211483A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009542027A (ja) * | 2006-06-30 | 2009-11-26 | サントル ナシオナル ドゥ ラ ルシェルシェサイアンティフィク（セエヌエールエス） | 制御可能な容量をもつ装置と方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1439526A (en) * | 1973-10-02 | 1976-06-16 | Standard Telephones Cables Ltd | Frequency selective filter arrangement |
| DE2658404A1 (de) * | 1976-12-23 | 1978-06-29 | Blaupunkt Werke Gmbh | Fm-demodulator |
| JPS60233993A (ja) * | 1984-05-04 | 1985-11-20 | Rohm Co Ltd | フイルタ切換回路 |
-
1992
- 1992-04-06 DE DE4211483A patent/DE4211483A1/de not_active Withdrawn
-
1993
- 1993-03-27 DE DE59309585T patent/DE59309585D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-27 EP EP93105088A patent/EP0564934B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-06 JP JP07983493A patent/JP3411325B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1993-04-06 CN CN93103883A patent/CN1077580A/zh active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009542027A (ja) * | 2006-06-30 | 2009-11-26 | サントル ナシオナル ドゥ ラ ルシェルシェサイアンティフィク（セエヌエールエス） | 制御可能な容量をもつ装置と方法 |
| TWI420549B (zh) * | 2006-06-30 | 2013-12-21 | Centre Nat Rech Scient | 具有可變電容之裝置及其改變電容之方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0564934A2 (de) | 1993-10-13 |
| JP3411325B2 (ja) | 2003-05-26 |
| EP0564934A3 (en) | 1995-07-19 |
| DE4211483A1 (de) | 1993-10-07 |
| EP0564934B1 (de) | 1999-05-19 |
| DE59309585D1 (de) | 1999-06-24 |
| CN1077580A (zh) | 1993-10-20 |
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