JPH061955B2 - 充電回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はインバータ回路を使用した充電回路、特に交
流１００Ｖあるいは２４０Ｖなどの使用電圧の大小にか
かわらず所定の充電が行える充電回路に関する。

〔従来の技術〕

現在世界で使用されている商用交流電圧は１００Ｖの低
圧から２４０Ｖまでその幅は２倍以上にも及ぶ。かかる
使用電圧の幅に対し、従来は使用電圧毎に回路定数を変
更するなどして対応するのが一般的で、充電回路におい
てもその例外でなかった。

かかる問題に対し、交流電圧を整流した脈流そのままを
使用するインバータ式の充電回路においては、第６図に
示すごとくスイッチング用トランジスタ５０のエミッタ
端に抵抗５１を挿入してエミッタ電流値に比例した電圧
を取り出すとともに、該電圧を分圧回路５２で入力電圧
を分圧したものを加え、両者の和が設定値を越えるとス
イッチング用トランジスタ５０を強制的にオフさせるも
のが知られている。すなわち、入力電圧が高くなるほど
１サイクル中の設定電圧、従って設定電流値を越える期
間が長くなることに着目し、設定電圧を越えるほど低い
コレクタ電流値でスイッチング用トランジスタ５０をオ
フさせることにより、入力電圧の大小にかかわらず略一
定の充電電流を達成せんとするものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら上記入力電圧の検出は、１００ないし２４
０Ｖ程度の高電圧に対して直接行われるのに対し、エミ
ッタ抵抗により検出する電圧は高くとも数Ｖ程度と小さ
いために、回路組立時の調整は不可欠でしかも難しい。

本発明では、インバータ回路におけるコンデンサの放電
時定数を変えることにより、パルスレートが変わって出
力が増減することを利用し、電源電圧の変化を検出して
インバータ回路における放電時定数の制御を行うことに
より上記問題を解消せんとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

すなわち本発明は第１図に示す如く、スイッチング用ト
ランジスタ１８のコレクタ側に一次コイル１９を介装す
るとともに、ベース端とエミッタ端の間には、一次コイ
ル１９と同一鉄心上に巻かれた帰還コイル２２、抵抗２
３およびコンデンサ２４とを直列接続してなる帰還部２
１を接続し、更に一次コイル１９と同一鉄心上に巻かれ
た二次コイル２６から整流用ダイオード２７を通じて充
電池１６に二次コイル２６の出力電圧を印加可能とする
ことにより、従来と略同様にインバータ回路１５を構成
している。

本発明は、出力制御部２８において例えば帰還部２１の
両端電圧の大小を検出し、帰還部２１を構成するコンデ
ンサ２４の放電時定数を変更可能とすることにより、電
源電圧の大幅な変動にかかわらず略一定の出力を得んと
する。

出力制御部２８は、電圧検出部２９と、該電圧検出部２
９から出力される制御信号により制御される複数組の時
定数変更部３０・３０ａ・・・３０ｎとから構成され
る。

電圧検出部２９は、スイッチング用トランジスタ１８が
オフ状態となって該トランジスタ１８に印加される帰還
部２１の電圧が逆バイアス状態となった際、かかる電圧
を検出し、設定電圧Ｖ_１，Ｖ_２・・・を越えると順次異
なった端子に制御信号を出力可能としている。

時定数変更部３０は、例えば制御信号の入力によりオン
するスイッチング素子３３と、スイッチング素子３３と
直列接続された抵抗３４とから成り、かかる時定数変更
部３０を帰還部２１の両端に複数組３０・３０ａ・・・
３０ｎを並列接続するとともに、各抵抗３４の値を、対
応する設定電圧が高い場合ほど大きくなるように設定し
ている。

〔作用〕

上記構成において、充電回路に全波整流電圧を印加する
と、第２図(a)に示す如く、抵抗２５を介して帰還部２
１のコンデンサ２４への充電Ｉ_１を開始する。コンデン
サ２４の充電電圧がスイッチング用トランジスタ１８の
ベース・エミッタ間飽和電圧を超えると、該トランジス
タ１８は従来と略同様に第２図(b)の如くオンして、コ
レクタ電流Ｉ_２が流れ始める。

スイッチング用トランジスタ１８がオンした後は、帰還
コイル２２に出力される電圧によりベース電流Ｉ_３が維
持され、ベース回路の時定数で規制される時間だけコン
デンサ２４を充電した後、該コンデンサ２４の充電電圧
により、スイッチング用トランジスタ１８を急激にオフ
する。

オフと同時に、第２図(c)の如く帰還部２１の両端電圧
の大きさを電圧検出部２９で検出し、検出電圧の大きさ
に対応した時定数変更部３０に制御信号を出力する。

制御信号が印加されると、スイッチング素子３３はオン
し、コンデンサ２４の両端は抵抗３４で閉成されて放電
路が形成される。この時、抵抗３４の値は、検出電圧の
値が大きくなるほど大きく設定しており、従って検出電
圧すなわち電源電圧の値が上昇するにつれて順次放電路
を切り換えて放電時定数を大きくし、第３図の如く電圧
がＶ_１，Ｖ_２と大きくなるに従いパルスレートを低下さ
せ、結果的に回路駆動電圧の大幅な変動にかかわらず、
出力の平均値を一定に維持可能としている。

（実施例） 第４図に示す如く、電源プラグ等を介して入力された商
用交流電圧１１は、ダイオードブリッジを備えた整流回
路１２により全波整流された後、電源ラインへの雑音障
害を防止するフィルタ回路１３を通じてインバータ回路
１５に印加される。

〔インバータ回路〕

インバータ回路１５は、スイッチング用トランジスタ１
８のコレクタ側に一次コイル１９と、該一次コイル１９
の両端にスイッチング用トランジスタ１８のオフ時に発
生する衝撃電圧を吸収する衝撃吸収部２０を介装すると
ともに、ベース側に帰還部２１を接続している。

帰還部２１は、一次コイル１９と同一鉄心上に巻かれた
帰還コイル２２、抵抗２３およびコンデンサ２４の直列
接続から構成され、両端を、スイッチング用トランジス
タ１８のベースおよびエミッタ端に各々接続するととも
に、ベース端には更に抵抗２５を介して前記全波整流電
圧が印加される。

従って、インバータ回路１５への電圧印加と同時に、抵
抗２５を通じて帰還部２１のコンデンサ２４が充電され
てスイッチング用トランジスタ１８へベース電流が流れ
ると、該トランジスタ１８はオフ状態から能動状態に移
行しコレクタ電流が流れ始める。かかるコレクタ電流の
増加は、一次コイル１９から帰還コイル２２側へベース
電圧を増加させる方向に帰還されてベース電流を更に増
やし、その結果スイッチング用トランジスタ１８は急激
にオン状態に移る。オン後は一次コイル１９に流れるコ
レクタ電流の増加により略一定の帰還電圧がベース端に
出力されてベース電流が維持され、スイッチング用トラ
ンジスタ１８のオン状態を保つ。しかし、コンデンサ２
４の充電が進むにつれてベース電流が減少し、トランジ
スタ１８が再び能動領域に入ると一次コイル１９に流れ
る電流の増加が止まって帰還電圧が減少するので、コン
デンサ２４の充電電圧が阻止電圧として働き、トランジ
スタ１８は急激にオフ状態に戻る。更に、オン時に一次
コイル１９側に蓄えられたエネルギーは、トランジスタ
１８のオフ期間に出力回路１７の充電池１６に向け充電
電流として流れる。

出力回路１７は、前記一次コイル１９と同一鉄心上に巻
かれた二次コイル２６と、二次コイル２６に接続されて
スイッチング用トランジスタ１８のオフ時に二次コイル
２６に出力される電圧を選択的に取り出す整流用ダイオ
ード２７と、該ダイオード２７に接続されて、パルス状
の充電電流が供給される充電池１６とから構成される。

かかる充電池１６に供給される充電電流の平均値は、出
力制御部２８により駆動電圧の大小に応じて出力電圧の
パルスレートを増減させることによって、トランジスタ
１８の各種定数のばらつきあるいは入力電圧の多少の変
動にかかわらず一定に維持される。

〔出力制御部〕

出力制御部２８は、インバータ回路１５への入力電圧が
設定値を越えると制御信号を発生する電圧検出部２９
と、電圧検出部２９からの制御信号を入力するとオンし
て、帰還部２１のコンデンサ２４の放電路を形成する時
定数変更部３０から構成される。

電圧検出部２９は、例えば抵抗３１と定電圧ダイオード
３２を直列接続したものであって、帰還部２１の両端に
接続され、帰還部両端の電圧が定電圧ダイオード３２の
ツェナー電圧を越えると該ダイオード３２は導通し、抵
抗３１の両端に制御信号を出力する。

時定数変更部３０はトランジスタ３３と抵抗３４とから
構成され、本実施例ではこれを２組備えている。第１ト
ランジスタ３３のベース端を抵抗３４ａを介し、コレク
タ端は直接的に、各々帰還部２１の一端に繋ぐととも
に、エミッタ端を抵抗３４を介して帰還部２１の他端に
接続している。更に第２トランジスタ３３ａのベースと
エミッタ端を電圧検出部２９の抵抗３１の両端に繋ぐと
ともに、コレクタ端を第１トランジスタ３３のベース端
に繋いでいる。

従って、スイッチング用トランジスタ１８がオフ時に、
帰還部２１の両端に出力される電圧が定電圧ダイオード
３２のツェナー電圧より低い場合、第１トランジスタ３
３はオンするが、抵抗３１の両端電圧はないため、第２
トランジスタ３３ａはオフ状態を続ける。

第１トランジスタ３３のオンにより、帰還部２１の両端
は抵抗３４を介して閉じる放電路が形成され、コンデン
サ２４に蓄えられた電荷はコンデンサ２４の容量および
抵抗２３・３４で決る時定数で放電する。

ここで帰還部２１の両端電圧が、定電圧ダイオード３２
のツェナー電圧を越えると、抵抗３１の両端に電圧が出
力され、かかる電圧により第２トランジスタ３３ａにベ
ース電流を流して第２トランジスタ３３ａをオンする。
すると第２トランジスタ３３ａのコレクタ・エミッタ間
で第１トランジスタ３３のベース・エミッタ間を短絡し
て該トランジスタ３３をオフする。従ってコンデンサ２
４の放電路は、第１トランジスタ３３側から第２トラン
ジスタ３３ａ側に移る。この時、抵抗３４ａの値を抵抗
３４の値より大きく設定しておくことにより、コンデン
サ２４の放電時定数を上昇させ、インバータ回路１５の
発振周波数を低下させるのである。

なお電圧検出部２９による電圧検出は、帰還部２１では
なくインバータ回路１５の駆動電圧を直接検知すること
も可能である。又第５図のごとく、電圧検出部２９を各
時定数変更部３０毎に設けることもできる。

更に時定数変更部３０も、固定抵抗３４ではなく、トラ
ンジスタ等を可変抵抗素子として用い、電圧検出部２９
による制御信号により抵抗値を連続的に変化させてもよ
い。

〔発明の効果〕

本発明は上記の如く、回路駆動電圧が設定値を越える
と、トランジスタ１８がオフ時におけるコンデンサ２４
の放電時定数を増加させ、インバータ回路１５の発振周
波数を低下させることにより、二次コイル２６から充電
池１６に出力される平均電流量を略一定に維持する様に
制御を行うので、比較的簡単な構成で回路調整も手易
く、しかも回路定数に多少のばらつきがあっても出力電
流の制御への影響はすくなく、安定した出力電流が得ら
れる利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る充電回路の概略を示すブロック
図、第２図(a)ないし(c)は回路の動作状況を示す説明
図、第３図は検出電圧と出力波形との関係を示す波形図
である。 第４図は本発明を実施した一例を示す電気回路図、第５
図は本発明の別実施例を示すブロック図である。 第６図は従来例を示す電気回路図である。 １５・・・・インバータ回路、 １６・・・・充電池、 １８・・・・スイッチング用トランジスタ、 １９・・・・一次コイル、 ２１・・・・帰還部、 ２４・・・・コンデンサ、 ２８・・・・出力制御部、 ２９・・・・電圧検出部、 ３０・・・・時定数変更部。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】一次コイル（１９）に流れる電流をスイッ
   チング用トランジスタ（１８）でオンオフ規制して二次
   コイル（２６）からの出力電流量を制御するインバータ
   式の充電回路であって、 前記トランジスタ（１８）のベース側に、 ベース電流を供給するための帰還コイル（２２）と、 該帰還コイル（２４）の出力により前記トランジスタ
   （１８）のオン期間中に充電されるコンデンサ（２４）
   と、 回路駆動電圧の大小に対応し、前記トランジスタ（１
   ８）のオフ期間中における前記コンデンサ（２４）の放
   電時定数を増減し、二次コイル（２６）からの平均出力
   電流量を略一定に維持する出力制御部（２８）とを備え
   た充電回路。