JPH06181429A - 鋸歯状波発振器 - Google Patents
鋸歯状波発振器Info
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- JPH06181429A JPH06181429A JP5143762A JP14376293A JPH06181429A JP H06181429 A JPH06181429 A JP H06181429A JP 5143762 A JP5143762 A JP 5143762A JP 14376293 A JP14376293 A JP 14376293A JP H06181429 A JPH06181429 A JP H06181429A
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- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
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- H03K4/50—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor
- H03K4/501—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor the starting point of the flyback period being determined by the amplitude of the voltage across the capacitor, e.g. by a comparator
- H03K4/502—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor the starting point of the flyback period being determined by the amplitude of the voltage across the capacitor, e.g. by a comparator the capacitor being charged from a constant-current source
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 発振周波数が第１のコンデンサの放電期間の
誤差に殆ど影響されない鋸歯状波発振器を提供する。 【構成】 第１のコンデンサ14と、この第１のコンデン
サ14に結合された出力端子10を有し、第１のコンデンサ
14に充電電流I を供給する電流源12と、第１のコンデン
サ14の電圧UCに応答して、放電期間TDS 中に該第１のコ
ンデンサ14を放電する放電手段20,22 とを有する鋸歯状
波発振器において、電流源12に結合した第２のコンデン
サ30と、一部が放電期間TDS 中に生じている充電電流が
第１のコンデンサ14に供給されるのを中断期間TIS 中、
中断する中断手段26と、充電電流I によって第２のコン
デンサ30に蓄積された過電荷を中断期間TIS 後に第１の
コンデンサ14に供給する供給手段24,26,40,46,34とを具
える。
誤差に殆ど影響されない鋸歯状波発振器を提供する。 【構成】 第１のコンデンサ14と、この第１のコンデン
サ14に結合された出力端子10を有し、第１のコンデンサ
14に充電電流I を供給する電流源12と、第１のコンデン
サ14の電圧UCに応答して、放電期間TDS 中に該第１のコ
ンデンサ14を放電する放電手段20,22 とを有する鋸歯状
波発振器において、電流源12に結合した第２のコンデン
サ30と、一部が放電期間TDS 中に生じている充電電流が
第１のコンデンサ14に供給されるのを中断期間TIS 中、
中断する中断手段26と、充電電流I によって第２のコン
デンサ30に蓄積された過電荷を中断期間TIS 後に第１の
コンデンサ14に供給する供給手段24,26,40,46,34とを具
える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、第１のコンデンサ、
この第１のコンデンサに結合された出力端子を有し、第
１のコンデンサに充電電流を供給する電流源、第１のコ
ンデンサの電圧に応答して放電期間中に第１のコンデン
サを放電する放電手段を有する鋸歯状波発振器に関する
ものである。
この第１のコンデンサに結合された出力端子を有し、第
１のコンデンサに充電電流を供給する電流源、第１のコ
ンデンサの電圧に応答して放電期間中に第１のコンデン
サを放電する放電手段を有する鋸歯状波発振器に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】このような発振器は、一般に知られてお
り、タイマＩＣ５５５が用いられている。第１のコンデ
ンサは、電流源によって充電され、その電圧が第１の閾
値を越えると、通常第１のコンデンサと並列に接続され
たトランジスタからなる放電手段によって、第２の閾値
に達するまで第１のコンデンサを放電する。その後、第
１のコンデンサは、再び電流源によって充電される。そ
のときの第１のコンデンサの電圧は、鋸歯状波になる。
放電期間は、第１の閾値に達してから第２の閾値に達す
るまでの経過時間となる。充電期間は、第２の閾値に達
してから第１の閾値に達するまでの経過時間となる。充
電および放電サイクルの全体の期間は、放電および充電
期間の合計となる。この合計時間は、発振周波数を決定
する。
り、タイマＩＣ５５５が用いられている。第１のコンデ
ンサは、電流源によって充電され、その電圧が第１の閾
値を越えると、通常第１のコンデンサと並列に接続され
たトランジスタからなる放電手段によって、第２の閾値
に達するまで第１のコンデンサを放電する。その後、第
１のコンデンサは、再び電流源によって充電される。そ
のときの第１のコンデンサの電圧は、鋸歯状波になる。
放電期間は、第１の閾値に達してから第２の閾値に達す
るまでの経過時間となる。充電期間は、第２の閾値に達
してから第１の閾値に達するまでの経過時間となる。充
電および放電サイクルの全体の期間は、放電および充電
期間の合計となる。この合計時間は、発振周波数を決定
する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
鋸歯状波発振器においては、放電手段の誤差のため、放
電期間は一定でない。放電トランジスタが比較的小さい
場合には、比較的速く切り換わるが、比較的大きな内部
抵抗を持つことになる。比較的大きな放電トランジスタ
の場合には、反対となる。これらの誤差は、発振周波数
の正確さに悪影響を及ぼすことになる。
鋸歯状波発振器においては、放電手段の誤差のため、放
電期間は一定でない。放電トランジスタが比較的小さい
場合には、比較的速く切り換わるが、比較的大きな内部
抵抗を持つことになる。比較的大きな放電トランジスタ
の場合には、反対となる。これらの誤差は、発振周波数
の正確さに悪影響を及ぼすことになる。
【０００４】この発明の目的は、例えば、発振周波数が
第１のコンデンサの放電期間の誤差に殆ど影響されない
鋸歯状波発振器を提供することにある。
第１のコンデンサの放電期間の誤差に殆ど影響されない
鋸歯状波発振器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明では、前文に述べた鋸歯状波発振器におい
て、さらに、電流源の出力端子に結合した第２のコンデ
ンサと、一部が放電期間中に生じている充電電流が第１
のコンデンサに供給されるのを中断期間中、中断する中
断手段と、充電電流によって第２のコンデンサに蓄積さ
れた過電荷を中断期間後に第１のコンデンサに供給する
供給手段とを有する。
め、この発明では、前文に述べた鋸歯状波発振器におい
て、さらに、電流源の出力端子に結合した第２のコンデ
ンサと、一部が放電期間中に生じている充電電流が第１
のコンデンサに供給されるのを中断期間中、中断する中
断手段と、充電電流によって第２のコンデンサに蓄積さ
れた過電荷を中断期間後に第１のコンデンサに供給する
供給手段とを有する。
【０００６】第１のコンデンサに供給される電流は、少
なくとも放電期間の一部において、中断手段により一時
的に中断される。第２のコンデンサは、第１のコンデン
サの充電が終了した電荷を格納する補助コンデンサとし
て動作する。中断期間の後、第２のコンデンサに蓄えら
れた電荷は、電流供給手段により第１のコンデンサに供
給される。これにより、充電および放電サイクルの全体
の期間において、充電電流が僅かに失われるか、または
実質的に全く失われなくなる。後者の場合は、中断期間
中に放電期間が生じる場合である。全期間において、電
流源からの全充電電流は、結局、第１のコンデンサに流
れ、その結果、放電期間における誤差は、何らの影響を
与えないことになる。
なくとも放電期間の一部において、中断手段により一時
的に中断される。第２のコンデンサは、第１のコンデン
サの充電が終了した電荷を格納する補助コンデンサとし
て動作する。中断期間の後、第２のコンデンサに蓄えら
れた電荷は、電流供給手段により第１のコンデンサに供
給される。これにより、充電および放電サイクルの全体
の期間において、充電電流が僅かに失われるか、または
実質的に全く失われなくなる。後者の場合は、中断期間
中に放電期間が生じる場合である。全期間において、電
流源からの全充電電流は、結局、第１のコンデンサに流
れ、その結果、放電期間における誤差は、何らの影響を
与えないことになる。
【０００７】第２のコンデンサに蓄えられた過電荷を第
１のコンデンサに実際に供給するため、この発明の鋸歯
状波発振器の第１の実施例においては、供給手段は、電
流源の出力端子から離れた第２のコンデンサの端子に結
合された電圧源と、中断手段に直列に結合された主電流
通路を具えると共に、主電流通路の抵抗値を制御する制
御信号を接続する制御端子を含む電圧制御抵抗と、基準
電圧源と、反転入力端子および非反転入力端子の一方を
基準電圧源に、他方の入力端子を電流源の出力端子にそ
れぞれ結合し、出力端子を電圧制御抵抗の制御端子に結
合した増幅器とを有する。
１のコンデンサに実際に供給するため、この発明の鋸歯
状波発振器の第１の実施例においては、供給手段は、電
流源の出力端子から離れた第２のコンデンサの端子に結
合された電圧源と、中断手段に直列に結合された主電流
通路を具えると共に、主電流通路の抵抗値を制御する制
御信号を接続する制御端子を含む電圧制御抵抗と、基準
電圧源と、反転入力端子および非反転入力端子の一方を
基準電圧源に、他方の入力端子を電流源の出力端子にそ
れぞれ結合し、出力端子を電圧制御抵抗の制御端子に結
合した増幅器とを有する。
【０００８】これらの手段は、第１のコンデンサへの充
電電流の供給の中断後に、第２のコンデンサの両端の電
位差を、充電電流の供給の中断前の第２のコンデンサの
両端の電位差に再び等しくする。それによって、過電荷
は除去される。この動作中、増幅器および電圧制御抵抗
は、基準電圧レベルで電流源の出力端子の電圧を維持す
る。
電電流の供給の中断後に、第２のコンデンサの両端の電
位差を、充電電流の供給の中断前の第２のコンデンサの
両端の電位差に再び等しくする。それによって、過電荷
は除去される。この動作中、増幅器および電圧制御抵抗
は、基準電圧レベルで電流源の出力端子の電圧を維持す
る。
【０００９】この発明の鋸歯状波発振器の第２の実施例
においては、中断手段および供給手段を有効に結合す
る。この実施例では、中断手段および供給手段は、電流
源の出力端子から離れた第２のコンデンサの端子に結合
され、該端子に、中断期間中に、中断期間以外の電圧か
ら外れる電圧を印加するスイッチング電圧源と、基準電
圧源と、電流源の出力端子、第１のコンデンサおよび基
準電圧源にそれぞれ結合された第１の主電極、第２の主
電極および制御電極を有する第１のトランジスタとを有
する。
においては、中断手段および供給手段を有効に結合す
る。この実施例では、中断手段および供給手段は、電流
源の出力端子から離れた第２のコンデンサの端子に結合
され、該端子に、中断期間中に、中断期間以外の電圧か
ら外れる電圧を印加するスイッチング電圧源と、基準電
圧源と、電流源の出力端子、第１のコンデンサおよび基
準電圧源にそれぞれ結合された第１の主電極、第２の主
電極および制御電極を有する第１のトランジスタとを有
する。
【００１０】この第１のトランジスタは、第２のコンデ
ンサの上記端子がスイッチング電圧源により切り換わる
とカットオフされ、それにより中断手段として動作す
る。この端子が所期電圧に切り換わると、制御電極と第
１の主電極との間のトランジスタの特有の閾値電圧が、
電流源の出力端子と基準電圧源との間に一定の電位差を
与える間、第１のコンデンサを再び導通状態にする。
ンサの上記端子がスイッチング電圧源により切り換わる
とカットオフされ、それにより中断手段として動作す
る。この端子が所期電圧に切り換わると、制御電極と第
１の主電極との間のトランジスタの特有の閾値電圧が、
電流源の出力端子と基準電圧源との間に一定の電位差を
与える間、第１のコンデンサを再び導通状態にする。
【００１１】
【実施例】図１は、タイマＩＣ５５５を用いる鋸歯状波
発振器の回路図を示すものである。電流源１２の出力端
子１０は、第１のコンデンサ１４に結合され、この第１
のコンデンサ１４に充電電流Ｉを供給する。電流源１２
および第１のコンデンサ１４は、正電圧ＶＰを接続する
正供給端子１６と、アースに接続された負電圧ＶＮを接
続する負供給端子１８との間に直列に接続されている。
第１のコンデンサ１４を流れる充電電流Ｉによって電圧
ＵＣが増加し、この電圧ＵＣがウインドコンパレータ２
０において第１の閾値ＶＴ１と比較される。電圧ＵＣが
第１の閾値ＶＴ１に達すると、ウインドコンパレータ２
０は、第１のコンデンサ１４に並列に接続された放電ト
ランジスタ２２の制御電極に放電信号ＤＳを供給して、
これを活性化する。これにより放電トランジスタ２２を
導通させ、第１のコンデンサ１４を放電して、電圧ＵＣ
を減少させる。電圧ＵＣが第２の閾値ＶＴ２まで低下す
ると、第１のコンデンサ１４はウインドコンパレータ２
０の放電信号ＤＳによって再び非導通となる。
発振器の回路図を示すものである。電流源１２の出力端
子１０は、第１のコンデンサ１４に結合され、この第１
のコンデンサ１４に充電電流Ｉを供給する。電流源１２
および第１のコンデンサ１４は、正電圧ＶＰを接続する
正供給端子１６と、アースに接続された負電圧ＶＮを接
続する負供給端子１８との間に直列に接続されている。
第１のコンデンサ１４を流れる充電電流Ｉによって電圧
ＵＣが増加し、この電圧ＵＣがウインドコンパレータ２
０において第１の閾値ＶＴ１と比較される。電圧ＵＣが
第１の閾値ＶＴ１に達すると、ウインドコンパレータ２
０は、第１のコンデンサ１４に並列に接続された放電ト
ランジスタ２２の制御電極に放電信号ＤＳを供給して、
これを活性化する。これにより放電トランジスタ２２を
導通させ、第１のコンデンサ１４を放電して、電圧ＵＣ
を減少させる。電圧ＵＣが第２の閾値ＶＴ２まで低下す
ると、第１のコンデンサ１４はウインドコンパレータ２
０の放電信号ＤＳによって再び非導通となる。
【００１２】図２は、電圧ＵＣおよび放電信号ＤＳの時
間に対する変化をプロットしたものである。Ｓａで示す
信号は、充電および放電サイクルの全体の期間Ｔに対し
て放電期間が非常に短い場合に生じる。Ｓｂで示す信号
は、放電期間が比較的長い放電期間ＴＤＳを取る場合に
生じる。充電期間ＴＣＨは、両者の場合とも同じであ
る。すなわち、この期間は充電電流Ｉおよび第１のコン
デンサ１４の値によって決定される。その結果、放電期
間ＴＤＳおよび充電期間ＴＣＨの合計である全体の期間
Ｔは、Ｓａの場合よりもＳｂの場合のほうが長くなる。
このように、放電期間ＴＤＳに誤差があるため、全体の
期間Ｔおよび発振周波数も固定されない。このため、正
確な発振周波数を望む場合には、調整を要することにな
る。放電期間ＴＤＳの誤差は、例えば放電トランジスタ
２２の大きさの誤差によって生じる。比較的大きな放電
トランジスタ２２の場合には、小さい内部抵抗を有する
が、トランジスタの駆動においては、比較的おおきな遅
延を伴うことになる。これに対して、比較的小さな放電
トランジスタ２２の場合には、迅速にスイッチングする
が、比較的おおきな直列抵抗を有することになる。
間に対する変化をプロットしたものである。Ｓａで示す
信号は、充電および放電サイクルの全体の期間Ｔに対し
て放電期間が非常に短い場合に生じる。Ｓｂで示す信号
は、放電期間が比較的長い放電期間ＴＤＳを取る場合に
生じる。充電期間ＴＣＨは、両者の場合とも同じであ
る。すなわち、この期間は充電電流Ｉおよび第１のコン
デンサ１４の値によって決定される。その結果、放電期
間ＴＤＳおよび充電期間ＴＣＨの合計である全体の期間
Ｔは、Ｓａの場合よりもＳｂの場合のほうが長くなる。
このように、放電期間ＴＤＳに誤差があるため、全体の
期間Ｔおよび発振周波数も固定されない。このため、正
確な発振周波数を望む場合には、調整を要することにな
る。放電期間ＴＤＳの誤差は、例えば放電トランジスタ
２２の大きさの誤差によって生じる。比較的大きな放電
トランジスタ２２の場合には、小さい内部抵抗を有する
が、トランジスタの駆動においては、比較的おおきな遅
延を伴うことになる。これに対して、比較的小さな放電
トランジスタ２２の場合には、迅速にスイッチングする
が、比較的おおきな直列抵抗を有することになる。
【００１３】図３は、この発明による鋸歯状波発振器の
回路図を示すものである。出力端子１０は、直列に接続
した電圧制御抵抗２４およびインタラプタ２６を経て第
１のコンデンサ１４に結合する。この出力端子１０は、
第２のコンデンサ３０の第１の端子２８にも接続し、こ
の第２のコンデンサ３０の第２の端子３２を電圧源３４
に接続する。電圧制御抵抗２４は、増幅器４０の出力端
子３８に接続した制御端子３６を有する。増幅器４０の
反転入力端子４２は出力端子１０に接続し、非反転入力
端子４４は基準電圧ＶＲＥＦ１を供給する基準電圧源４
６に接続する。インタラプタ２４は、ウインドコンパレ
ータ２０からのインタラプト信号ＩＳにより制御する。
放電信号ＤＳとインタラプト信号ＩＳとの関係を、第１
のコンデンサ１４における電圧ＵＣとともに図４に示
す。
回路図を示すものである。出力端子１０は、直列に接続
した電圧制御抵抗２４およびインタラプタ２６を経て第
１のコンデンサ１４に結合する。この出力端子１０は、
第２のコンデンサ３０の第１の端子２８にも接続し、こ
の第２のコンデンサ３０の第２の端子３２を電圧源３４
に接続する。電圧制御抵抗２４は、増幅器４０の出力端
子３８に接続した制御端子３６を有する。増幅器４０の
反転入力端子４２は出力端子１０に接続し、非反転入力
端子４４は基準電圧ＶＲＥＦ１を供給する基準電圧源４
６に接続する。インタラプタ２４は、ウインドコンパレ
ータ２０からのインタラプト信号ＩＳにより制御する。
放電信号ＤＳとインタラプト信号ＩＳとの関係を、第１
のコンデンサ１４における電圧ＵＣとともに図４に示
す。
【００１４】インタラプタ２６は、必ずしも放電期間Ｔ
ＤＳに重複しないが、好ましくは中断期間ＴＩＳの間、
第１のコンデンサ１４への電流の供給を遮断する。中断
期間ＴＩＳでは、充電電流Ｉは第２のコンデンサ３０に
流れ、第２のコンデンサ３０を過充電する。これによ
り、第２のコンデンサ３０の第１の端子２８は、第２の
端子３２に対して正になる。また、中断期間ＴＩＳで
は、放電トランジスタ２２は第１のコンデンサ１４を放
電し、その放電期間ＴＤＳに、電圧ＵＣは曲線Ｓｃで示
すように変化する。曲線Ｓｄは、放電が誤差によってよ
り遅く起こる場合の電圧変化を示す。
ＤＳに重複しないが、好ましくは中断期間ＴＩＳの間、
第１のコンデンサ１４への電流の供給を遮断する。中断
期間ＴＩＳでは、充電電流Ｉは第２のコンデンサ３０に
流れ、第２のコンデンサ３０を過充電する。これによ
り、第２のコンデンサ３０の第１の端子２８は、第２の
端子３２に対して正になる。また、中断期間ＴＩＳで
は、放電トランジスタ２２は第１のコンデンサ１４を放
電し、その放電期間ＴＤＳに、電圧ＵＣは曲線Ｓｃで示
すように変化する。曲線Ｓｄは、放電が誤差によってよ
り遅く起こる場合の電圧変化を示す。
【００１５】第１のコンデンサ１４が放電トランジスタ
２２を経て放電すると、電圧ＵＣが増加しないある一定
の待機期間が続く。中断期間ＴＩＳが終了すると、イン
タラプタ２６は第１のコンデンサ１４への電流供給の中
断を終了し、その結果、充電電流Ｉが再び第１のコンデ
ンサ１４に流れる。同時に、第２のコンデンサ３０にお
ける過電荷は、第２のコンデンサ３０から電圧制御抵抗
２４および閉成したインタラプタ２６を経て第１のコン
デンサ１４に送出される。加算電流は、第２のコンデン
サ３０における過電荷が補償されるまで、曲線Ｓｅで示
すように、第１のコンデンサ１４に一時的に流れる。こ
の補償は、時間に亘って徐々に、すなわちパルス状に行
われる。これは、例えば、電圧源３４の内部インピーダ
ンスおよび電圧制御抵抗２４の制御動作に専ら依存す
る。曲線Ｓｆは、補償電流の結果、電圧ＵＣの可能な変
化の例を示すものである。
２２を経て放電すると、電圧ＵＣが増加しないある一定
の待機期間が続く。中断期間ＴＩＳが終了すると、イン
タラプタ２６は第１のコンデンサ１４への電流供給の中
断を終了し、その結果、充電電流Ｉが再び第１のコンデ
ンサ１４に流れる。同時に、第２のコンデンサ３０にお
ける過電荷は、第２のコンデンサ３０から電圧制御抵抗
２４および閉成したインタラプタ２６を経て第１のコン
デンサ１４に送出される。加算電流は、第２のコンデン
サ３０における過電荷が補償されるまで、曲線Ｓｅで示
すように、第１のコンデンサ１４に一時的に流れる。こ
の補償は、時間に亘って徐々に、すなわちパルス状に行
われる。これは、例えば、電圧源３４の内部インピーダ
ンスおよび電圧制御抵抗２４の制御動作に専ら依存す
る。曲線Ｓｆは、補償電流の結果、電圧ＵＣの可能な変
化の例を示すものである。
【００１６】増幅器４０は、出力端子１０の電圧を基準
電圧ＶＲＥＦ１に強制的に復帰させ、電圧制御抵抗２４
が第１のコンデンサ１４の電圧ＵＣを出力端子１０の電
圧と無関係にする。このようにして、中断期間ＴＩＳ後
における第２のコンデンサ３０の電位差を、中断期間Ｔ
ＩＳ前の電位差と再び一致させ、これにより中断期間中
に蓄積された過電荷を、第１のコンデンサ１４に完全に
送出される。ここで、放電期間ＴＤＳは、全体の期間Ｔ
の決定にはなんら作用しない。利用できる全ての充電電
流Ｉは、第１のコンデンサ１４における電圧ＵＣの変化
をＳｇで示すように、結局は理想の鋸歯状波発振器の場
合のように、第１のコンデンサ１４に流れる。
電圧ＶＲＥＦ１に強制的に復帰させ、電圧制御抵抗２４
が第１のコンデンサ１４の電圧ＵＣを出力端子１０の電
圧と無関係にする。このようにして、中断期間ＴＩＳ後
における第２のコンデンサ３０の電位差を、中断期間Ｔ
ＩＳ前の電位差と再び一致させ、これにより中断期間中
に蓄積された過電荷を、第１のコンデンサ１４に完全に
送出される。ここで、放電期間ＴＤＳは、全体の期間Ｔ
の決定にはなんら作用しない。利用できる全ての充電電
流Ｉは、第１のコンデンサ１４における電圧ＵＣの変化
をＳｇで示すように、結局は理想の鋸歯状波発振器の場
合のように、第１のコンデンサ１４に流れる。
【００１７】所期の効果を得るためには、全体の中断期
間ＴＩＳの一部または全部を、放電期間ＴＤＳ内に位置
させるとよい。その場合には、放電期間ＴＤＳの変更に
よる影響を、ある程度は除去できる。
間ＴＩＳの一部または全部を、放電期間ＴＤＳ内に位置
させるとよい。その場合には、放電期間ＴＤＳの変更に
よる影響を、ある程度は除去できる。
【００１８】図５は、この発明に係る鋸歯状波発振器の
回路図である。この鋸歯状波発振器は、本質的には図３
に示すものと同じであるが、ここでは電圧制御抵抗２
４、増幅器４０およびインタラプタ２６を一つのＰＭＯ
Ｓトランジスタ４８をもって構成し、電圧源３４をスイ
ッチング電圧源５０をもって構成している。ＰＭＯＳト
ランジスタ４８のソースおよびゲートは、出力端子１０
および基準電圧源４６にそれぞれ接続する。ＰＭＯＳト
ランジスタ４８のドレインは、第１のコンデンサ１４へ
の接続点５２に接続する。電流源１２は、ＰＭＯＳトラ
ンジスタ５４をもって構成し、そのソース、ゲートおよ
びドレインを、正供給端子１６、電圧線５６および出力
端子１０にそれぞれ接続する。接続点５２は、コンパレ
ータ６０の非反転入力端子５８に接続し、このコンパレ
ータ６０の反転入力端子６２には、抵抗６４を経てアー
スに対して基準電圧ＶＲＥＦ２を印加する基準電圧源６
６に接続する。コンパレータ６０の出力端子は、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ７０、７２および７４のそれぞれのゲー
トに接続する。
回路図である。この鋸歯状波発振器は、本質的には図３
に示すものと同じであるが、ここでは電圧制御抵抗２
４、増幅器４０およびインタラプタ２６を一つのＰＭＯ
Ｓトランジスタ４８をもって構成し、電圧源３４をスイ
ッチング電圧源５０をもって構成している。ＰＭＯＳト
ランジスタ４８のソースおよびゲートは、出力端子１０
および基準電圧源４６にそれぞれ接続する。ＰＭＯＳト
ランジスタ４８のドレインは、第１のコンデンサ１４へ
の接続点５２に接続する。電流源１２は、ＰＭＯＳトラ
ンジスタ５４をもって構成し、そのソース、ゲートおよ
びドレインを、正供給端子１６、電圧線５６および出力
端子１０にそれぞれ接続する。接続点５２は、コンパレ
ータ６０の非反転入力端子５８に接続し、このコンパレ
ータ６０の反転入力端子６２には、抵抗６４を経てアー
スに対して基準電圧ＶＲＥＦ２を印加する基準電圧源６
６に接続する。コンパレータ６０の出力端子は、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ７０、７２および７４のそれぞれのゲー
トに接続する。
【００１９】ＮＭＯＳトランジスタ７０のソースは、負
供給端子１８に直接接続する。ＮＭＯＳトランジスタ７
２および７４のソースは、それぞれダイオード７６およ
び７８を経て負供給端子１８に接続する。ＮＭＯＳトラ
ンジスタ７０のドレインは、抵抗８０を経てコンパレー
タ６０の反転入力端子６２に接続する。ＮＭＯＳトラン
ジスタ７２のドレインは、接続点８２でＰＭＯＳトラン
ジスタ８４のドレインに接続し、このＰＭＯＳトランジ
スタ８４のソースを正供給端子１６に、ゲートを電圧線
５６にそれぞれ接続する。ＮＭＯＳトランジスタ７４の
ドレインは、接続点８６で電流源配置のＰＭＯＳトラン
ジスタ８８のドレインに接続し、このＰＭＯＳトランジ
スタ８８のソースおよびゲートを、正供給端子１６およ
び電圧線５６にそれぞれ接続する。
供給端子１８に直接接続する。ＮＭＯＳトランジスタ７
２および７４のソースは、それぞれダイオード７６およ
び７８を経て負供給端子１８に接続する。ＮＭＯＳトラ
ンジスタ７０のドレインは、抵抗８０を経てコンパレー
タ６０の反転入力端子６２に接続する。ＮＭＯＳトラン
ジスタ７２のドレインは、接続点８２でＰＭＯＳトラン
ジスタ８４のドレインに接続し、このＰＭＯＳトランジ
スタ８４のソースを正供給端子１６に、ゲートを電圧線
５６にそれぞれ接続する。ＮＭＯＳトランジスタ７４の
ドレインは、接続点８６で電流源配置のＰＭＯＳトラン
ジスタ８８のドレインに接続し、このＰＭＯＳトランジ
スタ８８のソースおよびゲートを、正供給端子１６およ
び電圧線５６にそれぞれ接続する。
【００２０】第２のコンデンサ３０は、出力端子１０と
接続点８６との間に接続する。接続点８２は、さらに反
転バッファ９０を経て放電トランジスタ２２のゲートお
よびＮＭＯＳトランジスタ９２のゲートに接続し、ＮＭ
ＯＳトランジスタ９２のソースおよびドレインは、負供
給端子１８および接続点８６にそれぞれ接続する。ＮＭ
ＯＳトランジスタ９２，ＮＭＯＳトランジスタ７４，Ｐ
ＭＯＳトランジスタ８８および接続点８６は、スイッチ
ング電圧源５０を構成する。
接続点８６との間に接続する。接続点８２は、さらに反
転バッファ９０を経て放電トランジスタ２２のゲートお
よびＮＭＯＳトランジスタ９２のゲートに接続し、ＮＭ
ＯＳトランジスタ９２のソースおよびドレインは、負供
給端子１８および接続点８６にそれぞれ接続する。ＮＭ
ＯＳトランジスタ９２，ＮＭＯＳトランジスタ７４，Ｐ
ＭＯＳトランジスタ８８および接続点８６は、スイッチ
ング電圧源５０を構成する。
【００２１】電圧線５６は、ＰＭＯＳトランジスタ９４
のゲートにも接続し、このＰＭＯＳトランジスタ９４の
ソースを正供給端子１６に、ドレインをＰＭＯＳトラン
ジスタ９６のソースにそれぞれ接続する。ＰＭＯＳトラ
ンジスタ９６のゲートは、基準電圧源４６に接続し、ド
レインは電圧線５６に接続すると共に、ＮＭＯＳトラン
ジスタ９８のドレインに接続する。ＮＭＯＳトランジス
タ９８のソースは、抵抗１００を経て負供給端子１８に
接続すると共に、増幅器１０４の反転入力端子１０２に
接続し、この増幅器１０４の非反転入力端子１０６を基
準電圧ＶＲＥＦ３を発生する基準電圧源１０８に、出力
端子１１０をＮＭＯＳトランジスタ９８のゲートに接続
する。ＮＭＯＳトランジスタ９８，抵抗１００，増幅器
１０４および基準電圧源１０８は、基準電流源１１２を
構成する。
のゲートにも接続し、このＰＭＯＳトランジスタ９４の
ソースを正供給端子１６に、ドレインをＰＭＯＳトラン
ジスタ９６のソースにそれぞれ接続する。ＰＭＯＳトラ
ンジスタ９６のゲートは、基準電圧源４６に接続し、ド
レインは電圧線５６に接続すると共に、ＮＭＯＳトラン
ジスタ９８のドレインに接続する。ＮＭＯＳトランジス
タ９８のソースは、抵抗１００を経て負供給端子１８に
接続すると共に、増幅器１０４の反転入力端子１０２に
接続し、この増幅器１０４の非反転入力端子１０６を基
準電圧ＶＲＥＦ３を発生する基準電圧源１０８に、出力
端子１１０をＮＭＯＳトランジスタ９８のゲートに接続
する。ＮＭＯＳトランジスタ９８，抵抗１００，増幅器
１０４および基準電圧源１０８は、基準電流源１１２を
構成する。
【００２２】ＰＭＯＳトランジスタ９４およびＰＭＯＳ
トランジスタ９６は、電流ミラー回路の入力ブランチを
構成し、ＰＭＯＳトランジスタ５４およびＰＭＯＳトラ
ンジスタ４８はその出力ブランチを構成する。ＰＭＯＳ
トランジスタ５４を経て流れる充電電流Ｉは、基準電流
源１１２で発生される電流に等しいか、比例する。この
電流は、抵抗１００の抵抗値をＲ１とすると、ＶＲＥＦ
３／Ｒ１に等しい。充電電流Ｉは、ＰＭＯＳトランジス
タ４８を経て第１のコンデンサ１４に流れ、同時に接続
点５２の電圧ＵＣが増加する。コンパレータ６０は、電
圧ＵＣと基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較し、電圧ＵＣが基
準電圧ＶＲＥＦ２に等しい第１の閾値を越えると、出力
端子６８は正となり、ＮＭＯＳトランジスタ７０を導通
させる。これにより、抵抗８０はＮＭＯＳトランジスタ
７０を経てアースに接続され、その結果、コンパレータ
６０の反転入力端子６２の電圧は、基準電圧ＶＲＥＦ２
を分圧した第２の閾値になる。この分圧は、抵抗８０と
抵抗６４との割合によって決定される。
トランジスタ９６は、電流ミラー回路の入力ブランチを
構成し、ＰＭＯＳトランジスタ５４およびＰＭＯＳトラ
ンジスタ４８はその出力ブランチを構成する。ＰＭＯＳ
トランジスタ５４を経て流れる充電電流Ｉは、基準電流
源１１２で発生される電流に等しいか、比例する。この
電流は、抵抗１００の抵抗値をＲ１とすると、ＶＲＥＦ
３／Ｒ１に等しい。充電電流Ｉは、ＰＭＯＳトランジス
タ４８を経て第１のコンデンサ１４に流れ、同時に接続
点５２の電圧ＵＣが増加する。コンパレータ６０は、電
圧ＵＣと基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較し、電圧ＵＣが基
準電圧ＶＲＥＦ２に等しい第１の閾値を越えると、出力
端子６８は正となり、ＮＭＯＳトランジスタ７０を導通
させる。これにより、抵抗８０はＮＭＯＳトランジスタ
７０を経てアースに接続され、その結果、コンパレータ
６０の反転入力端子６２の電圧は、基準電圧ＶＲＥＦ２
を分圧した第２の閾値になる。この分圧は、抵抗８０と
抵抗６４との割合によって決定される。
【００２３】また、ＮＭＯＳトランジスタ７２も、出力
端子６８が正となることにより導通し、放電トランジス
タ２２も反転バッファ９０を経て導通する。その結果、
第１のコンデンサ１４は、電圧ＵＣが第１の閾値に達し
た時点で放電する。ダイオード７６は、ＮＭＯＳトラン
ジスタ７０をＮＭＯＳトランジスタ７２よりも早く導通
させ、これにより第１のコンデンサが放電を開始した
後、最初に閾値を減少させる。電圧ＵＣが第２の閾値に
達すると、出力端子６８はＮＭＯＳトランジスタ７０お
よびＮＭＯＳトランジスタ７２をカットオフすると共
に、反転バッファ９０を経て放電トランジスタ２２をカ
ットオフして、第１のコンデンサ１４の充電を開始させ
る。
端子６８が正となることにより導通し、放電トランジス
タ２２も反転バッファ９０を経て導通する。その結果、
第１のコンデンサ１４は、電圧ＵＣが第１の閾値に達し
た時点で放電する。ダイオード７６は、ＮＭＯＳトラン
ジスタ７０をＮＭＯＳトランジスタ７２よりも早く導通
させ、これにより第１のコンデンサが放電を開始した
後、最初に閾値を減少させる。電圧ＵＣが第２の閾値に
達すると、出力端子６８はＮＭＯＳトランジスタ７０お
よびＮＭＯＳトランジスタ７２をカットオフすると共
に、反転バッファ９０を経て放電トランジスタ２２をカ
ットオフして、第１のコンデンサ１４の充電を開始させ
る。
【００２４】第１のコンデンサ１４が充電されている
間、ＮＭＯＳトランジスタ７４およびＮＭＯＳトランジ
スタ９２は、ともに非導通状態にある。接続点８６およ
び第２のコンデンサ３０の第２の端子３２は、ＰＭＯＳ
トランジスタ８８を経て正供給端子１６の電圧ＶＰにな
る。ＰＭＯＳトランジスタ８８は、所望に応じて、第２
の端子３２を電圧ＶＰに充電するように、抵抗に変更す
ることができる。出力端子１０の電圧は、基準電圧ＶＲ
ＥＦ１とＰＭＯＳトランジスタ４８のゲート−ソース間
電圧との合計になる。ＮＭＯＳトランジスタ７２ととも
に、ＮＭＯＳトランジスタ７４も、導通状態となり、わ
ずかに遅れてＮＭＯＳトランジスタ９２が導通する。こ
れによって、第１のコンデンサ１４が放電するのに先立
って、接続点８６がスイッチング電圧源５０によって接
地される。このスイッチングの間に、第２のコンデンサ
３０を経て出力端子１０の電圧が上昇する。その結果、
ＰＭＯＳトランジスタ４８は、そのソース電圧がゲート
電圧よりも低くなって非導通状態となる。充電電流Ｉ
は、第２のコンデンサ３０に流れ、これを過充電する。
第１のコンデンサ１４の放電が終了すると、ＮＭＯＳト
ランジスタ７４およびＮＭＯＳトランジスタ９２は、と
もにカットオフされ、接続点８６は再びＰＭＯＳトラン
ジスタ８８によって電圧ＶＰになる。充電電流Ｉは、出
力端子１０がＰＭＯＳトランジスタ４８を導通させるの
に十分な正電位になるまでは、第２のコンデンサ３０に
流れる。その後、充電電流Ｉは、ＰＭＯＳトランジスタ
４８を経て第１のコンデンサ１４に再び流れる。同時
に、第２のコンデンサ３０の過電荷も第１のコンデンサ
１４に流れる。結局、第２のコンデンサ３０の電位差
は、第１のコンデンサ１４の放電動作の開始前の電位差
に再び等しくなる。
間、ＮＭＯＳトランジスタ７４およびＮＭＯＳトランジ
スタ９２は、ともに非導通状態にある。接続点８６およ
び第２のコンデンサ３０の第２の端子３２は、ＰＭＯＳ
トランジスタ８８を経て正供給端子１６の電圧ＶＰにな
る。ＰＭＯＳトランジスタ８８は、所望に応じて、第２
の端子３２を電圧ＶＰに充電するように、抵抗に変更す
ることができる。出力端子１０の電圧は、基準電圧ＶＲ
ＥＦ１とＰＭＯＳトランジスタ４８のゲート−ソース間
電圧との合計になる。ＮＭＯＳトランジスタ７２ととも
に、ＮＭＯＳトランジスタ７４も、導通状態となり、わ
ずかに遅れてＮＭＯＳトランジスタ９２が導通する。こ
れによって、第１のコンデンサ１４が放電するのに先立
って、接続点８６がスイッチング電圧源５０によって接
地される。このスイッチングの間に、第２のコンデンサ
３０を経て出力端子１０の電圧が上昇する。その結果、
ＰＭＯＳトランジスタ４８は、そのソース電圧がゲート
電圧よりも低くなって非導通状態となる。充電電流Ｉ
は、第２のコンデンサ３０に流れ、これを過充電する。
第１のコンデンサ１４の放電が終了すると、ＮＭＯＳト
ランジスタ７４およびＮＭＯＳトランジスタ９２は、と
もにカットオフされ、接続点８６は再びＰＭＯＳトラン
ジスタ８８によって電圧ＶＰになる。充電電流Ｉは、出
力端子１０がＰＭＯＳトランジスタ４８を導通させるの
に十分な正電位になるまでは、第２のコンデンサ３０に
流れる。その後、充電電流Ｉは、ＰＭＯＳトランジスタ
４８を経て第１のコンデンサ１４に再び流れる。同時
に、第２のコンデンサ３０の過電荷も第１のコンデンサ
１４に流れる。結局、第２のコンデンサ３０の電位差
は、第１のコンデンサ１４の放電動作の開始前の電位差
に再び等しくなる。
【００２５】図５に示すＰＭＯＳトランジスタ１１４
は、そのゲート、ソースおよびドレインを、基準電圧源
４６、接続点８６およびアースにそれぞれ接続する。こ
のＰＭＯＳトランジスタ１１４は、接続点８６の電圧の
変動範囲を抑制し、正供給端子１６へのスイッチングノ
イズを防止する。
は、そのゲート、ソースおよびドレインを、基準電圧源
４６、接続点８６およびアースにそれぞれ接続する。こ
のＰＭＯＳトランジスタ１１４は、接続点８６の電圧の
変動範囲を抑制し、正供給端子１６へのスイッチングノ
イズを防止する。
【００２６】なお、上述した実施例では、ユニポーラト
ランジスタを用いたが、そのゲート、ソースおよびドレ
インにそれぞれ対応するベース、エミッタおよびコレク
タを有するバイポーラトランジスタを用いることもでき
る。また、ダイオード７６および７８は、トランジスタ
７２および７４を導通させるのに必要なゲート電圧を増
加させのに用いているが、トランジスタ７２および７４
のゲート−ソース間の閾値電圧を、トランジスタ７０の
ゲート−ソース間の閾値電圧よりも高くすることによっ
て、これらのダイオード７６および７８を省略すること
もできる。
ランジスタを用いたが、そのゲート、ソースおよびドレ
インにそれぞれ対応するベース、エミッタおよびコレク
タを有するバイポーラトランジスタを用いることもでき
る。また、ダイオード７６および７８は、トランジスタ
７２および７４を導通させるのに必要なゲート電圧を増
加させのに用いているが、トランジスタ７２および７４
のゲート−ソース間の閾値電圧を、トランジスタ７０の
ゲート−ソース間の閾値電圧よりも高くすることによっ
て、これらのダイオード７６および７８を省略すること
もできる。
【図１】従来の鋸歯状波発振器を説明するための回路図
である。
である。
【図２】図１に示す鋸歯状波発振器の動作を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図３】この発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図４】図３に示す鋸歯状波発振器の動作を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図５】この発明の第２の実施例を示す回路図である。
１４ 第１のコンデンサ １０ 出力端子 １２ 電流源 ２０ ウインドコンパレータ ２２ 放電トランジスタ ３０ 第２のコンデンサ ２６ インタラプタ ２４ 電圧制御抵抗 ４０ 増幅器 ４６ 基準電圧源 ３４ 電圧源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エイス カレル デイクマンス オランダ国 5621 ベー アー アインド ーフェン フルーネヴァウツウェッハ１
Claims (8)
- 【請求項１】 第１のコンデンサ（１４）と、この第１
のコンデンサ（１４）に結合された出力端子（１０）を
有し、該第１のコンデンサ（１４）に充電電流（Ｉ）を
供給する電流源（１２）と、前記第１のコンデンサ（１
４）の電圧（ＵＣ）に応答して、放電期間（ＴＤＳ）中
に該第１のコンデンサ（１４）を放電する放電手段（２
０，２２）とを有する鋸歯状波発振器において、 前記電流源（１２）に結合した第２のコンデンサ（３
０）と、一部が前記放電期間（ＴＤＳ）中に生じている
充電電流が前記第１のコンデンサ（１４）に供給される
のを中断期間（ＴＩＳ）中、中断する中断手段（２６）
と、前記充電電流（Ｉ）によって前記第２のコンデンサ
（３０）に蓄積された過電荷を前記中断期間（ＴＩＳ）
後に前記第１のコンデンサ（１４）に供給する供給手段
（２４，２６，４０，４６，３４）とを具えることを特
徴とする鋸歯状波発振器。 - 【請求項２】 前記放電期間（ＴＤＳ）は、前記中断期
間（ＴＩＳ）内に位置することを特徴とする請求項１記
載の鋸歯状波発振器。 - 【請求項３】 前記供給手段は、前記電流源（１２）の
出力端子（１０）から離れた前記第２のコンデンサの端
子（３２）に結合された電圧源（３４）と、前記中断手
段（２６）に直列に接続された主電流通路を有すると共
に、前記主電流通路の抵抗値を制御する制御信号を受け
る制御端子（３６）を有する電圧制御抵抗（２４）と、
基準電圧源（４６）と、反転入力端子（４２）および非
反転入力端子（４４）の一方を前記基準電圧源（４６）
に、他方を前記電流源（１２）の出力端子（１０）にそ
れぞれ結合し、出力端子（３８）を前記電圧制御抵抗
（２４）の制御端子（３６）に結合した増幅器（４０）
とを具えることを特徴とする請求項１または２記載の鋸
歯状波発振器。 - 【請求項４】 前記中断手段および供給手段は、前記電
流源（１２）の出力端子（１０）から離れた前記第２の
コンデンサ（３０）の端子（３２）に結合され、該端子
（３２）に、前記中断期間（ＴＩＳ）中に、該中断期間
（ＴＩＳ）以外の電圧（ＶＰ）から外れる電圧（ＶＮ）
を印加するスイッチング電圧源（５０）と、基準電圧源
（４６）と、前記電流源（１２）の出力端子（１０）、
前記第１のコンデンサ（１４）および前記基準電圧源
（４６）にそれぞれ結合された第１の主電極、第２の主
電極および制御電極を有する第１のトランジスタ（４
８）とを具えることを特徴とする請求項１または２記載
の鋸歯状波発振器。 - 【請求項５】 前記スイッチング電圧源（５０）は、接
続点（８６）において接続した電流源としての第２のト
ランジスタ（８８）およびスイッチングトランジスタ
（７４，９２）の直列結合を有し、前記中断期間（ＴＩ
Ｓ）中、前記スイッチングトランジスタ（７４，９２）
を導通させる制御信号（ＤＳ，ＩＳ）を、それらのスイ
ッチングトランジスタ（７４，９２）の制御電極に印加
し、前記第２のコンデンサ（３０）の前記端子（３２）
を前記接続点（８６）に結合したことを特徴とする請求
項４記載の鋸歯状波発振器。 - 【請求項６】 前記電流源（１２）は、第１の主電極、
第２の主電極および制御電極を有する第３のトランジス
タ（５４）を具え、この第３のトランジスタ（５４）の
第１の主電極および制御電極を前記第２のトランジスタ
（８８）の対応する電極に接続し、前記第３のトランジ
スタ（５４）の第２の主電極を前記出力端子（１０）に
接続したことを特徴とする請求項５記載の鋸歯状波発振
器。 - 【請求項７】 前記鋸歯状波発振器は、さらに、第１の
主電極、第２の主電極および制御電極をそれぞれ有する
第４のトランジスタ（９４）および第５のトランジスタ
（９６）を具え、前記第４のトランジスタ（９４）の第
１の主電極および制御電極を前記第３のトランジスタ
（５４）の対応する電極に接続し、前記第４のトランジ
スタ（９４）の第２の主電極を前記第５のトランジスタ
（９６）の第１の主電極に接続し、前記第５のトランジ
スタ（９６）の制御電極を前記基準電圧源（４６）に接
続し、前記第５のトランジスタ（９６）の第２の主電極
を前記第４のトランジスタ（９４）の制御電極に接続す
ると共に、基準電流源（９８，１００，１０４，１０
８）に接続したことを特徴とする請求項６記載の鋸歯状
波発振器。 - 【請求項８】 前記鋸歯状波発振器は、さらに、前記接
続点（８６）、供給端子（１８）および前記基準電圧源
（４６）にそれぞれ接続した第１の主電極、第２の主電
極および制御電極を有する第６のトランジスタ（１１
４）を具えることを特徴とする請求項５，６または７記
載の鋸歯状波発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL9201052 | 1992-06-15 | ||
| NL9201052A NL9201052A (nl) | 1992-06-15 | 1992-06-15 | Zaagtandoscillator. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06181429A true JPH06181429A (ja) | 1994-06-28 |
Family
ID=19860925
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5143762A Pending JPH06181429A (ja) | 1992-06-15 | 1993-06-15 | 鋸歯状波発振器 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5418501A (ja) |
| EP (1) | EP0574979B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06181429A (ja) |
| KR (1) | KR940001552A (ja) |
| AT (1) | ATE161373T1 (ja) |
| DE (1) | DE69315746T2 (ja) |
| ES (1) | ES2112956T3 (ja) |
| FI (1) | FI932693A (ja) |
| NL (1) | NL9201052A (ja) |
| SG (1) | SG44797A1 (ja) |
| TW (1) | TW222041B (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997002540A2 (en) * | 1995-07-05 | 1997-01-23 | Philips Electronics N.V. | Current integrator |
| KR0154797B1 (ko) * | 1995-07-27 | 1998-12-15 | 김광호 | 펄스 폭 변조 제어 회로 |
| US6060957A (en) * | 1998-12-08 | 2000-05-09 | Stmicroelectronics S.A. | Relaxation oscillator with low phase noise |
| WO2001087020A1 (en) * | 2000-04-27 | 2001-11-15 | Lumion Corporation | Universal ballast control circuit |
| JP4464418B2 (ja) * | 2007-03-20 | 2010-05-19 | 株式会社日立製作所 | ランプ波形発生回路及びそれを用いた回路パターン検査装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3364441A (en) * | 1966-03-07 | 1968-01-16 | Elastic Stop Nut Corp | Low frequency transistor relaxation oscillator |
| US3995232A (en) * | 1975-05-02 | 1976-11-30 | National Semiconductor Corporation | Integrated circuit oscillator |
| NL7605373A (nl) * | 1976-05-20 | 1977-11-22 | Philips Nv | Zaagtandgenerator. |
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- 1992-06-15 NL NL9201052A patent/NL9201052A/nl not_active Application Discontinuation
-
1993
- 1993-04-13 TW TW082102776A patent/TW222041B/zh active
- 1993-04-16 US US08/048,609 patent/US5418501A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-06-08 EP EP93201629A patent/EP0574979B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-06-08 SG SG1996007727A patent/SG44797A1/en unknown
- 1993-06-08 ES ES93201629T patent/ES2112956T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1993-06-08 AT AT93201629T patent/ATE161373T1/de not_active IP Right Cessation
- 1993-06-08 DE DE69315746T patent/DE69315746T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-06-11 FI FI932693A patent/FI932693A/fi not_active Application Discontinuation
- 1993-06-15 JP JP5143762A patent/JPH06181429A/ja active Pending
- 1993-06-15 KR KR1019930010846A patent/KR940001552A/ko active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI932693A0 (fi) | 1993-06-11 |
| SG44797A1 (en) | 1997-12-19 |
| EP0574979B1 (en) | 1997-12-17 |
| ATE161373T1 (de) | 1998-01-15 |
| US5418501A (en) | 1995-05-23 |
| KR940001552A (ko) | 1994-01-11 |
| TW222041B (ja) | 1994-04-01 |
| NL9201052A (nl) | 1994-01-03 |
| DE69315746D1 (de) | 1998-01-29 |
| EP0574979A1 (en) | 1993-12-22 |
| ES2112956T3 (es) | 1998-04-16 |
| FI932693A (fi) | 1993-12-16 |
| DE69315746T2 (de) | 1998-06-04 |
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