JPH06177921A - ディジタル信号復調回路 - Google Patents
ディジタル信号復調回路Info
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- JPH06177921A JPH06177921A JP32400092A JP32400092A JPH06177921A JP H06177921 A JPH06177921 A JP H06177921A JP 32400092 A JP32400092 A JP 32400092A JP 32400092 A JP32400092 A JP 32400092A JP H06177921 A JPH06177921 A JP H06177921A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、ＭＳＫなどのデジタル変調された信
号を安定に受信するヘテロダイン受信機の復調回路を提
供することを目的とする。 【構成】基準搬送波発振用として、固定の水晶発振器を
もちいて同相分搬送波を得、この同相分搬送波を９０度
移相器で位相をずらして直交分搬送波を得る。中間周波
数に変換された入力変調信号を同相搬送波および直交搬
送波でそれぞれ同期検波し、同相成分出力と直交成分出
力を乗算し、この乗算信号の直流成分を搬送位相誤差信
号としてル−プフィルタを用いて抽出する。この搬送位
相誤差信号で、中間周波数に変換する周波数変換回路内
の局部発振器を制御して一種のＰＬＬを構成すること
で、周波数変換回路に入力する変調信号の周波数変動分
を吸収する。
号を安定に受信するヘテロダイン受信機の復調回路を提
供することを目的とする。 【構成】基準搬送波発振用として、固定の水晶発振器を
もちいて同相分搬送波を得、この同相分搬送波を９０度
移相器で位相をずらして直交分搬送波を得る。中間周波
数に変換された入力変調信号を同相搬送波および直交搬
送波でそれぞれ同期検波し、同相成分出力と直交成分出
力を乗算し、この乗算信号の直流成分を搬送位相誤差信
号としてル−プフィルタを用いて抽出する。この搬送位
相誤差信号で、中間周波数に変換する周波数変換回路内
の局部発振器を制御して一種のＰＬＬを構成すること
で、周波数変換回路に入力する変調信号の周波数変動分
を吸収する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕ
ｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調等のディジタル変
調された信号を復調する復調回路の構成に関する。
ｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調等のディジタル変
調された信号を復調する復調回路の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】受信したＭＳＫ信号を復調するための同
期検波方式を用いた従来の復調回路は基準信号である搬
送波の再生方法が重要であり、例えば特開昭５５−７３
１６４号では、搬送波再生回路として変形コスタスル−
プを用い、搬送移送誤差信号を抽出し、電圧制御発振器
を制御して搬送波を得るようになっている。しかし、搬
送波の周波数変動が大きい場合には最良の状態で復調で
きず、性能が劣化するという欠点があった。
期検波方式を用いた従来の復調回路は基準信号である搬
送波の再生方法が重要であり、例えば特開昭５５−７３
１６４号では、搬送波再生回路として変形コスタスル−
プを用い、搬送移送誤差信号を抽出し、電圧制御発振器
を制御して搬送波を得るようになっている。しかし、搬
送波の周波数変動が大きい場合には最良の状態で復調で
きず、性能が劣化するという欠点があった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、搬送
波の周波数変動の大きい伝送システムにおいても搬送波
再生回路内の電圧制御発振器（ＶＣＯ）等の設計を変動
の大きさに対応して行うことで搬送波を再生でき、変調
波を復調できる。しかし、ヘテロダイン受信機のように
局部発振器のドリフトにともなう中間周波数のドリフト
に対して、固定の中間周波数通過用バンドパスフィルタ
による側帯波の過不足や搬送波の９０度移相器の位相ず
れについて配慮されておらず、再生信号の誤り率が劣化
する問題があった。本発明は、ＭＳＫなどのデジタル変
調された信号を安定に受信するヘテロダイン受信機の復
調回路を提供することを目的とする。
波の周波数変動の大きい伝送システムにおいても搬送波
再生回路内の電圧制御発振器（ＶＣＯ）等の設計を変動
の大きさに対応して行うことで搬送波を再生でき、変調
波を復調できる。しかし、ヘテロダイン受信機のように
局部発振器のドリフトにともなう中間周波数のドリフト
に対して、固定の中間周波数通過用バンドパスフィルタ
による側帯波の過不足や搬送波の９０度移相器の位相ず
れについて配慮されておらず、再生信号の誤り率が劣化
する問題があった。本発明は、ＭＳＫなどのデジタル変
調された信号を安定に受信するヘテロダイン受信機の復
調回路を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的は、復調回路を
次のように構成することで達成される。すなわち、基準
搬送波発振用として、固定の水晶発振器をもちいて同相
分搬送波を得、この同相分搬送波を９０度移相器で位相
をずらして直交分搬送波を得る。中間周波数に変換され
た入力変調信号を同相搬送波および直交搬送波でそれぞ
れ同期検波し、同相成分出力と直交成分出力を乗算し、
この乗算信号の直流成分を搬送位相誤差信号としてル−
プフィルタを用いて抽出する。この搬送位相誤差信号
で、中間周波数に変換する周波数変換回路内の局部発振
器を制御して一種のＰＬＬを構成することで、周波数変
換回路に入力する変調信号の周波数変動分を吸収する。
次のように構成することで達成される。すなわち、基準
搬送波発振用として、固定の水晶発振器をもちいて同相
分搬送波を得、この同相分搬送波を９０度移相器で位相
をずらして直交分搬送波を得る。中間周波数に変換され
た入力変調信号を同相搬送波および直交搬送波でそれぞ
れ同期検波し、同相成分出力と直交成分出力を乗算し、
この乗算信号の直流成分を搬送位相誤差信号としてル−
プフィルタを用いて抽出する。この搬送位相誤差信号
で、中間周波数に変換する周波数変換回路内の局部発振
器を制御して一種のＰＬＬを構成することで、周波数変
換回路に入力する変調信号の周波数変動分を吸収する。
【０００５】
【作用】上記構成により、周波数変動分をもった変調波
は周波数変換回路により周波数変動のない安定した中間
周波数に変換される。それによって、固定の中間周波数
通過用バンドパスフィルタによる側帯波の過不足がな
く、また搬送波の９０度移相器の位相ずれのない状態で
復調ができるので、復調回路は最良の状態で動作し、再
生信号の誤り率は劣化することがない。
は周波数変換回路により周波数変動のない安定した中間
周波数に変換される。それによって、固定の中間周波数
通過用バンドパスフィルタによる側帯波の過不足がな
く、また搬送波の９０度移相器の位相ずれのない状態で
復調ができるので、復調回路は最良の状態で動作し、再
生信号の誤り率は劣化することがない。
【０００６】
【実施例】図１に本発明第一の実施例を示す。本発明
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図１において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、６はバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）、７は第１の乗算器、８は第２の乗算
器、９はπ／２移相器、１０は基準発振器、１１は第１
のロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）、１２は第２のＬＰＦ、
１３は第１の判定回路、１４は第２の判定回路、１５は
ディジタル信号処理回路、１８は再生信号出力端子、１
６は位相誤差検出回路、１７はクロック再生回路であ
る。同図において、入力端子１に与えられた信号（ＲＦ
信号）と局部発振回路３の出力信号とをミクサ回路２で
混合し、中間周波信号（ＩＦ信号）に変換する。次にＢ
ＰＦ６で不要な帯域外雑音、妨害等を削除するとともに
伝送路の特性を最適とするように波形等化をおこなう。
その出力を第１の乗算器７および第２の乗算器８に加
え、第１の乗算器には基準発振器１０からの発振信号を
印加し、第２の乗算器８には基準発振器１０からの発振
信号をπ／２移相器９を介して発振信号を印加し、第１
および第２の乗算器で同期検波をおこない、第１のＬＰ
Ｆ１１および第２のＬＰＦ１２により不要な高周波成分
を除去し、それぞれＩとＱのベ−スバンド信号とする。
それらの信号は第１の判定回路１３および第２の判定回
路１４で１または−１と判定され、２値のディジタル信
号として各々ディジタル信号処理回路１５に入力され
る。一方、第１のＬＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力
ベ−スバンド信号は、位相誤差検出回路１６に入力さ
れ、クロック再生回路１７からのクロック信号ととも
に、位相誤差検出回路１６で前記ＩＦ信号と前記基準発
振器１０の発振信号との位相差を検出し、この位相差を
位相誤差信号として選局回路４に帰還し、局部発振回路
３の発振周波数を制御する。位相誤差検出動作は、例え
ば前記特開昭５５−７３１６４号等に詳しく述べられて
いるため、ここでは省略する。本実施例によれば、基準
発振器１０として水晶発振器など周波数安定度のよい発
振器を用いるので、上記負帰還ル−プで前記ＩＦ信号の
周波数が安定した値となり、端子１から入力されるＲＦ
信号の周波数が変動しても上記負帰還ル−プで局部発振
回路３の発振周波数を制御するため、前記ＩＦ信号が一
定の値となり、ＢＰＦ６の中心周波数とのずれが生ぜ
ず、安定な特性を得ることができる。
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図１において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、６はバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）、７は第１の乗算器、８は第２の乗算
器、９はπ／２移相器、１０は基準発振器、１１は第１
のロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）、１２は第２のＬＰＦ、
１３は第１の判定回路、１４は第２の判定回路、１５は
ディジタル信号処理回路、１８は再生信号出力端子、１
６は位相誤差検出回路、１７はクロック再生回路であ
る。同図において、入力端子１に与えられた信号（ＲＦ
信号）と局部発振回路３の出力信号とをミクサ回路２で
混合し、中間周波信号（ＩＦ信号）に変換する。次にＢ
ＰＦ６で不要な帯域外雑音、妨害等を削除するとともに
伝送路の特性を最適とするように波形等化をおこなう。
その出力を第１の乗算器７および第２の乗算器８に加
え、第１の乗算器には基準発振器１０からの発振信号を
印加し、第２の乗算器８には基準発振器１０からの発振
信号をπ／２移相器９を介して発振信号を印加し、第１
および第２の乗算器で同期検波をおこない、第１のＬＰ
Ｆ１１および第２のＬＰＦ１２により不要な高周波成分
を除去し、それぞれＩとＱのベ−スバンド信号とする。
それらの信号は第１の判定回路１３および第２の判定回
路１４で１または−１と判定され、２値のディジタル信
号として各々ディジタル信号処理回路１５に入力され
る。一方、第１のＬＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力
ベ−スバンド信号は、位相誤差検出回路１６に入力さ
れ、クロック再生回路１７からのクロック信号ととも
に、位相誤差検出回路１６で前記ＩＦ信号と前記基準発
振器１０の発振信号との位相差を検出し、この位相差を
位相誤差信号として選局回路４に帰還し、局部発振回路
３の発振周波数を制御する。位相誤差検出動作は、例え
ば前記特開昭５５−７３１６４号等に詳しく述べられて
いるため、ここでは省略する。本実施例によれば、基準
発振器１０として水晶発振器など周波数安定度のよい発
振器を用いるので、上記負帰還ル−プで前記ＩＦ信号の
周波数が安定した値となり、端子１から入力されるＲＦ
信号の周波数が変動しても上記負帰還ル−プで局部発振
回路３の発振周波数を制御するため、前記ＩＦ信号が一
定の値となり、ＢＰＦ６の中心周波数とのずれが生ぜ
ず、安定な特性を得ることができる。
【０００７】図２に本発明第２の実施例を示す。本発明
は、図１の第１の実施例でπ／２移相器の移相特性の安
定化をはかった実施例であり、図１と同一符号のものは
同一機能を有し、新たに位相比較回路１９を付加してい
る。本実施例において、π／２移相器９の移相特性が回
路素子や寄生コンダクタンス等の影響で変動を受けたと
き、第１の乗算器７に印加される第１の基準発振信号
と、第２の乗算器８に印加される第２の基準発振信号を
位相比較器１９で位相比較し、第１の基準発振信号と第
２の基準発振信号の位相差がπ／２となるようにπ／２
移相器９に位相誤差信号を帰還する構成となっている。
本発明によれば、位相比較回路１９により、前記第１の
基準発振信号と第２の基準発振信号の位相差を正確にπ
／２とできるため、安定な同期検波特性を得ることがで
きる。
は、図１の第１の実施例でπ／２移相器の移相特性の安
定化をはかった実施例であり、図１と同一符号のものは
同一機能を有し、新たに位相比較回路１９を付加してい
る。本実施例において、π／２移相器９の移相特性が回
路素子や寄生コンダクタンス等の影響で変動を受けたと
き、第１の乗算器７に印加される第１の基準発振信号
と、第２の乗算器８に印加される第２の基準発振信号を
位相比較器１９で位相比較し、第１の基準発振信号と第
２の基準発振信号の位相差がπ／２となるようにπ／２
移相器９に位相誤差信号を帰還する構成となっている。
本発明によれば、位相比較回路１９により、前記第１の
基準発振信号と第２の基準発振信号の位相差を正確にπ
／２とできるため、安定な同期検波特性を得ることがで
きる。
【０００８】図３に本発明第３の実施例を示す。本発明
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図３において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、６はバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）、７は第１の乗算器、８は第２の乗算
器、９はπ／２移相器、２５は電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、１１は第１のロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）、１２
は第２のＬＰＦ、１３は第１の判定回路、１４は第２の
判定回路、１５はディジタル信号処理回路、１８は再生
信号出力端子、1６は位相誤差検出回路、1７はクロック
再生回路、１９は位相比較回路、２０はロック検出回
路、２１は電圧発生回路である。同図において、入力端
子１に与えられた信号（ＲＦ信号）と局部発振回路３の
出力信号とをミクサ回路２で混合し、中間周波信号（Ｉ
Ｆ信号）に変換する。次にＢＰＦ６で不要な帯域外雑
音、妨害等を削除するとともに伝送路の特性を最適とす
るように波形等化をおこなう。その出力を第１の乗算器
７および第２の乗算器８に加え、第１の乗算器にはＶＣ
Ｏ２５からの第１の発振信号を印加し、第２の乗算器８
にはＶＣＯ２５からの発振信号をπ／２移相器９を介し
て第２の発振信号を印加し、前記第１および第２の発振
信号は位相比較器１９で位相比較し、位相差がπ／２と
なるようにπ／２移相器９に帰還をかけるものとし、第
１および第２の乗算器で同期検波をおこない、第１のＬ
ＰＦ１１および第２のＬＰＦ１２により不要な高周波成
分を除去し、それぞれＩとＱのベ−スバンド信号とす
る。それらの信号は第１の判定回路１３および第２の判
定回路１４で１または−１と判定され、２値のディジタ
ル信号として各々ディジタル信号処理回路１５に入力さ
れる。次に、本実施例の乗算器７、８の同期検波におけ
る同期引込み動作について説明する。本実施例において
は、入力端子１より入力されるＲＦ信号の周波数変動
は、局部発振回路３の発振周波数を前記ＲＦ信号の周波
数変動にあわせて制御することで補正し、前記ＩＦ信号
の周波数をほぼ一定に保ち、さらに、ＶＣＯ２５の発振
周波数を微小に制御することで同期検波をおこなうもの
である。すなわち、乗算器７、８からなる同期検波回路
がロックしているかどうかをロック検出回路２０で検出
し、ロックしていないときは、電圧発生回路２１からの
出力電圧をスイ−プし、このスイ−プ電圧を選局回路２
１に印加し、局部発振回路３の発振周波数を微小範囲内
Δｆでスイ−プする。ここで、ミクサ回路２の出力のＩ
Ｆ信号周波数がＶＣＯ２５の引込み範囲内に入ったとこ
ろでほぼ同期し、ロック検出回路２０からの検出信号で
電圧発生回路２１の出力電圧をホ−ルドする。次に第１
のＬＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力信号は、位相誤
差検出回路１６に入力され、クロック再生回路１７から
のクロック信号とともに、位相誤差検出回路１６で前記
ＩＦ信号と前記ＶＣＯ２５の発振信号との位相差を検出
し、この位相差を位相誤差信号としてＶＣＯ２５に帰還
し、ＶＣＯ２５の発振周波数を制御する。本実施例によ
れば、入力端子１より入力されるＲＦ信号の周波数変動
の大部分は局部発振回路３の発振周波数で補正するた
め、ＩＦ信号がほぼ一定の値となり、ＢＰＦ６の中心周
波数とのずれが生ぜず、安定な復調特性を得ることがで
きる。
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図３において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、６はバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）、７は第１の乗算器、８は第２の乗算
器、９はπ／２移相器、２５は電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、１１は第１のロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）、１２
は第２のＬＰＦ、１３は第１の判定回路、１４は第２の
判定回路、１５はディジタル信号処理回路、１８は再生
信号出力端子、1６は位相誤差検出回路、1７はクロック
再生回路、１９は位相比較回路、２０はロック検出回
路、２１は電圧発生回路である。同図において、入力端
子１に与えられた信号（ＲＦ信号）と局部発振回路３の
出力信号とをミクサ回路２で混合し、中間周波信号（Ｉ
Ｆ信号）に変換する。次にＢＰＦ６で不要な帯域外雑
音、妨害等を削除するとともに伝送路の特性を最適とす
るように波形等化をおこなう。その出力を第１の乗算器
７および第２の乗算器８に加え、第１の乗算器にはＶＣ
Ｏ２５からの第１の発振信号を印加し、第２の乗算器８
にはＶＣＯ２５からの発振信号をπ／２移相器９を介し
て第２の発振信号を印加し、前記第１および第２の発振
信号は位相比較器１９で位相比較し、位相差がπ／２と
なるようにπ／２移相器９に帰還をかけるものとし、第
１および第２の乗算器で同期検波をおこない、第１のＬ
ＰＦ１１および第２のＬＰＦ１２により不要な高周波成
分を除去し、それぞれＩとＱのベ−スバンド信号とす
る。それらの信号は第１の判定回路１３および第２の判
定回路１４で１または−１と判定され、２値のディジタ
ル信号として各々ディジタル信号処理回路１５に入力さ
れる。次に、本実施例の乗算器７、８の同期検波におけ
る同期引込み動作について説明する。本実施例において
は、入力端子１より入力されるＲＦ信号の周波数変動
は、局部発振回路３の発振周波数を前記ＲＦ信号の周波
数変動にあわせて制御することで補正し、前記ＩＦ信号
の周波数をほぼ一定に保ち、さらに、ＶＣＯ２５の発振
周波数を微小に制御することで同期検波をおこなうもの
である。すなわち、乗算器７、８からなる同期検波回路
がロックしているかどうかをロック検出回路２０で検出
し、ロックしていないときは、電圧発生回路２１からの
出力電圧をスイ−プし、このスイ−プ電圧を選局回路２
１に印加し、局部発振回路３の発振周波数を微小範囲内
Δｆでスイ−プする。ここで、ミクサ回路２の出力のＩ
Ｆ信号周波数がＶＣＯ２５の引込み範囲内に入ったとこ
ろでほぼ同期し、ロック検出回路２０からの検出信号で
電圧発生回路２１の出力電圧をホ−ルドする。次に第１
のＬＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力信号は、位相誤
差検出回路１６に入力され、クロック再生回路１７から
のクロック信号とともに、位相誤差検出回路１６で前記
ＩＦ信号と前記ＶＣＯ２５の発振信号との位相差を検出
し、この位相差を位相誤差信号としてＶＣＯ２５に帰還
し、ＶＣＯ２５の発振周波数を制御する。本実施例によ
れば、入力端子１より入力されるＲＦ信号の周波数変動
の大部分は局部発振回路３の発振周波数で補正するた
め、ＩＦ信号がほぼ一定の値となり、ＢＰＦ６の中心周
波数とのずれが生ぜず、安定な復調特性を得ることがで
きる。
【０００９】図４に本発明第４の実施例を示す。本発明
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図３において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、６はバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）、７は第１の乗算器、８は第２の乗算
器、９はπ／２移相器、２５は電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、１１は第１のロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）、１２
は第２のＬＰＦ、１３は第１の判定回路、１４は第２の
判定回路、１５はディジタル信号処理回路、１８は再生
信号出力端子、1６は位相誤差検出回路、1７はクロック
再生回路、１９は位相比較回路、２２は周波数変動検出
回路である。同図において、入力端子１に与えられた信
号（ＲＦ信号）と局部発振回路３の出力信号とをミクサ
回路２で混合し、中間周波信号（ＩＦ信号）に変換す
る。次にＢＰＦ６で不要な帯域外雑音、妨害等を削除す
るとともに伝送路の特性を最適とするように波形等化を
おこなう。その出力を第１の乗算器７および第２の乗算
器８に加え、第１の乗算器にはＶＣＯ２５からの第１の
発振信号を印加し、第２の乗算器８にはＶＣＯ２５から
の発振信号をπ／２移相器９を介して第２の発振信号を
印加し、前記第１および第２の発振信号は位相比較器１
９で位相比較し、位相差がπ／２となるようにπ／２移
相器９に帰還をかけるものとし、第１および第２の乗算
器で同期検波をおこない、第１のＬＰＦ１１および第２
のＬＰＦ１２により不要な高周波成分を除去し、それぞ
れＩとＱのベ−スバンド信号とする。それらの信号は第
１の判定回路１３および第２の判定回路１４で１または
−１と判定され、２値のディジタル信号として各々ディ
ジタル信号処理回路１５に入力される。次に、本実施例
の乗算器７、８の同期検波における同期引込み動作につ
いて説明する。本実施例においては、入力端子１より入
力されるＲＦ信号の周波数変動は、局部発振回路３の発
振周波数を前記ＲＦ信号の周波数変動にあわせて制御す
ることで補正し、前記ＩＦ信号の周波数をほぼ一定に保
ち、さらに、ＶＣＯ２５の発振周波数を微小に制御する
ことで同期検波をおこなうものである。すなわち、第１
のＬＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力ベ−スバンド信
号は、位相誤差検出回路１６に入力され、クロック再生
回路１７からのクロック信号とともに、位相誤差検出回
路１６で前記ＩＦ信号と前記ＶＣＯ２５の発振信号との
位相差を検出し、この位相差を位相誤差信号としてＶＣ
Ｏ２５に帰還し、ＶＣＯ２５の発振周波数を制御する
が、このＶＣＯ２５の発振周波数の変動を周波数変動検
出回路２２で検出し、この検出信号を選局回路４に帰還
することで、局部発振回路３の発振周波数を制御する。
本実施例によれば、ＶＣＯ２５の周波数変動を検出し
て、局部発振回路３の発振周波数を制御することで、入
力端子１より入力されるＲＦ信号の周波数変動の大部分
は局部発振回路３の発振周波数で補正するため、ＩＦ信
号がほぼ一定の値となり、ＢＰＦ６の中心周波数とのず
れが生ぜず、安定な復調特性を得ることができる。
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図３において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、６はバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）、７は第１の乗算器、８は第２の乗算
器、９はπ／２移相器、２５は電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、１１は第１のロ−パスフィルタ（ＬＰＦ）、１２
は第２のＬＰＦ、１３は第１の判定回路、１４は第２の
判定回路、１５はディジタル信号処理回路、１８は再生
信号出力端子、1６は位相誤差検出回路、1７はクロック
再生回路、１９は位相比較回路、２２は周波数変動検出
回路である。同図において、入力端子１に与えられた信
号（ＲＦ信号）と局部発振回路３の出力信号とをミクサ
回路２で混合し、中間周波信号（ＩＦ信号）に変換す
る。次にＢＰＦ６で不要な帯域外雑音、妨害等を削除す
るとともに伝送路の特性を最適とするように波形等化を
おこなう。その出力を第１の乗算器７および第２の乗算
器８に加え、第１の乗算器にはＶＣＯ２５からの第１の
発振信号を印加し、第２の乗算器８にはＶＣＯ２５から
の発振信号をπ／２移相器９を介して第２の発振信号を
印加し、前記第１および第２の発振信号は位相比較器１
９で位相比較し、位相差がπ／２となるようにπ／２移
相器９に帰還をかけるものとし、第１および第２の乗算
器で同期検波をおこない、第１のＬＰＦ１１および第２
のＬＰＦ１２により不要な高周波成分を除去し、それぞ
れＩとＱのベ−スバンド信号とする。それらの信号は第
１の判定回路１３および第２の判定回路１４で１または
−１と判定され、２値のディジタル信号として各々ディ
ジタル信号処理回路１５に入力される。次に、本実施例
の乗算器７、８の同期検波における同期引込み動作につ
いて説明する。本実施例においては、入力端子１より入
力されるＲＦ信号の周波数変動は、局部発振回路３の発
振周波数を前記ＲＦ信号の周波数変動にあわせて制御す
ることで補正し、前記ＩＦ信号の周波数をほぼ一定に保
ち、さらに、ＶＣＯ２５の発振周波数を微小に制御する
ことで同期検波をおこなうものである。すなわち、第１
のＬＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力ベ−スバンド信
号は、位相誤差検出回路１６に入力され、クロック再生
回路１７からのクロック信号とともに、位相誤差検出回
路１６で前記ＩＦ信号と前記ＶＣＯ２５の発振信号との
位相差を検出し、この位相差を位相誤差信号としてＶＣ
Ｏ２５に帰還し、ＶＣＯ２５の発振周波数を制御する
が、このＶＣＯ２５の発振周波数の変動を周波数変動検
出回路２２で検出し、この検出信号を選局回路４に帰還
することで、局部発振回路３の発振周波数を制御する。
本実施例によれば、ＶＣＯ２５の周波数変動を検出し
て、局部発振回路３の発振周波数を制御することで、入
力端子１より入力されるＲＦ信号の周波数変動の大部分
は局部発振回路３の発振周波数で補正するため、ＩＦ信
号がほぼ一定の値となり、ＢＰＦ６の中心周波数とのず
れが生ぜず、安定な復調特性を得ることができる。
【００１０】図５に本発明第５の実施例を示す。本発明
は、図４に示した第４の実施例で、位相誤差検出回路１
６の位相誤差信号から周波数変動検出回路２２におい
て、ＩＦ信号の周波数変動分を検出し、選局回路４に帰
還して局部発振回路３の発振周波数を制御するものであ
る。本実施例によれば、位相誤差検出回路１６の位相誤
差信号からＩＦ信号の周波数変動を検出して、局部発振
回路３の発振周波数を制御することで、入力端子１より
入力されるＲＦ信号の周波数変動の大部分は局部発振回
路３の発振周波数で補正するため、ＩＦ信号がほぼ一定
の値となり、ＢＰＦ６の中心周波数とのずれが生ぜず、
安定な復調特性を得ることができる。
は、図４に示した第４の実施例で、位相誤差検出回路１
６の位相誤差信号から周波数変動検出回路２２におい
て、ＩＦ信号の周波数変動分を検出し、選局回路４に帰
還して局部発振回路３の発振周波数を制御するものであ
る。本実施例によれば、位相誤差検出回路１６の位相誤
差信号からＩＦ信号の周波数変動を検出して、局部発振
回路３の発振周波数を制御することで、入力端子１より
入力されるＲＦ信号の周波数変動の大部分は局部発振回
路３の発振周波数で補正するため、ＩＦ信号がほぼ一定
の値となり、ＢＰＦ６の中心周波数とのずれが生ぜず、
安定な復調特性を得ることができる。
【００１１】図６に本発明第６の実施例を示す。本発明
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図１において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、６はバンドパスフ
ィルタ(ＢＰＦ)、７は第１の乗算器、８は第２の乗算
器、２３はπ／２移相器、１０は基準発振器、１１は第
１のロ−パスフィルタ(ＬＰＦ)、１２は第２のＬＰＦ、
１３は第１の判定回路、１４は第２の判定回路、１５は
ディジタル信号処理回路、１８は再生信号出力端子、１
６は位相誤差検出回路、１７はクロック再生回路であ
る。同図において、入力端子１に与えられた信号（ＲＦ
信号）と局部発振回路３の出力信号とをミクサ回路２で
混合し、中間周波信号(ＩＦ信号)に変換する。次にＢＰ
Ｆ６で不要な帯域外雑音、妨害等を削除するとともに伝
送路の特性を最適とするように波形等化をおこなう。そ
の出力を２分配し、一方の出力をπ／２移相器２３を介
して第１の乗算器７に入力し、もう一方の出力を第２の
乗算器８に加え、第１および第２の乗算器には基準発振
器１０からの発振信号を印加し、第１および第２の乗算
器で同期検波をおこない、第１のＬＰＦ１１および第２
のＬＰＦ１２により不要な高周波成分を除去し、それぞ
れＩとＱのベ−スバンド信号とする。それらの信号は第
１の判定回路１３および第２の判定回路１４で１または
−１と判定され、２値のディジタル信号として各々ディ
ジタル信号処理回路１５に入力される。一方、第１のＬ
ＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力ベ−スバンド信号
は、位相誤差検出回路１６に入力され、クロック再生回
路１７からのクロック信号とともに、位相誤差検出回路
１６で前記ＩＦ信号と前記基準発振器１０の発振信号と
の位相差を検出し、この位相差を位相誤差信号として選
局回路４に帰還し、局部発振回路３の発振周波数を制御
する。本実施例によれば、基準発振器１０として水晶発
振器など周波数安定度のよい発振器を用いるので、上記
負帰還ル−プで前記ＩＦ信号の周波数が安定した値とな
り、端子１から入力されるＲＦ信号の周波数が変動して
も上記負帰還ル−プで局部発振回路３の発振周波数を制
御するため、前記ＩＦ信号が一定の値となり、ＢＰＦ６
の中心周波数とのずれが生ぜず、安定な特性を得ること
ができる。
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図１において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、６はバンドパスフ
ィルタ(ＢＰＦ)、７は第１の乗算器、８は第２の乗算
器、２３はπ／２移相器、１０は基準発振器、１１は第
１のロ−パスフィルタ(ＬＰＦ)、１２は第２のＬＰＦ、
１３は第１の判定回路、１４は第２の判定回路、１５は
ディジタル信号処理回路、１８は再生信号出力端子、１
６は位相誤差検出回路、１７はクロック再生回路であ
る。同図において、入力端子１に与えられた信号（ＲＦ
信号）と局部発振回路３の出力信号とをミクサ回路２で
混合し、中間周波信号(ＩＦ信号)に変換する。次にＢＰ
Ｆ６で不要な帯域外雑音、妨害等を削除するとともに伝
送路の特性を最適とするように波形等化をおこなう。そ
の出力を２分配し、一方の出力をπ／２移相器２３を介
して第１の乗算器７に入力し、もう一方の出力を第２の
乗算器８に加え、第１および第２の乗算器には基準発振
器１０からの発振信号を印加し、第１および第２の乗算
器で同期検波をおこない、第１のＬＰＦ１１および第２
のＬＰＦ１２により不要な高周波成分を除去し、それぞ
れＩとＱのベ−スバンド信号とする。それらの信号は第
１の判定回路１３および第２の判定回路１４で１または
−１と判定され、２値のディジタル信号として各々ディ
ジタル信号処理回路１５に入力される。一方、第１のＬ
ＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力ベ−スバンド信号
は、位相誤差検出回路１６に入力され、クロック再生回
路１７からのクロック信号とともに、位相誤差検出回路
１６で前記ＩＦ信号と前記基準発振器１０の発振信号と
の位相差を検出し、この位相差を位相誤差信号として選
局回路４に帰還し、局部発振回路３の発振周波数を制御
する。本実施例によれば、基準発振器１０として水晶発
振器など周波数安定度のよい発振器を用いるので、上記
負帰還ル−プで前記ＩＦ信号の周波数が安定した値とな
り、端子１から入力されるＲＦ信号の周波数が変動して
も上記負帰還ル−プで局部発振回路３の発振周波数を制
御するため、前記ＩＦ信号が一定の値となり、ＢＰＦ６
の中心周波数とのずれが生ぜず、安定な特性を得ること
ができる。
【００１２】図７に本発明第７の実施例を示す。本発明
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図７において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、２４はＳＡＷバン
ドパスフィルタ(ＳＡＷ)、７は第１の乗算器、８は第２
の乗算器、１０は基準発振器、１１は第１のロ−パスフ
ィルタ(ＬＰＦ)、１２は第２のＬＰＦ、１３は第１の判
定回路、１４は第２の判定回路、１５はディジタル信号
処理回路、１８は再生信号出力端子、１６は位相誤差検
出回路、１７はクロック再生回路である。同図におい
て、入力端子１に与えられた信号（ＲＦ信号）と局部発
振回路３の出力信号とをミクサ回路２で混合し、中間周
波信号（ＩＦ信号）に変換する。次にＳＡＷ２４で不要
な帯域外雑音、妨害等を削除するとともに伝送路の特性
を最適とするように波形等化をおこない、かつ、ＳＡＷ
２４の入出力の電極構造を、２つの出力端子間の位相差
がπ／２となるように設定し、第１および第２の乗算器
７、８に入力する。さらに、第１および第２の乗算器に
は基準発振器１０からの発振信号を印加し、第１および
第２の乗算器で同期検波をおこない、第１のＬＰＦ１１
および第２のＬＰＦ１２により不要な高周波成分を除去
し、それぞれＩとＱのベ−スバンド信号とする。それら
の信号は第１の判定回路１３および第２の判定回路１４
で１または−１と判定され、２値のディジタル信号とし
て各々ディジタル信号処理回路１５に入力される。一
方、第１のＬＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力ベ−ス
バンド信号は、位相誤差検出回路１６に入力され、クロ
ック再生回路１７からのクロック信号とともに、位相誤
差検出回路１６で前記ＩＦ信号と前記基準発振器１０の
発振信号との位相差を検出し、この位相差を位相誤差信
号として選局回路４に帰還し、局部発振回路３の発振周
波数を制御する。本実施例によれば、基準発振器１０と
して水晶発振器など周波数安定度のよい発振器を用いる
ので、上記負帰還ル−プで前記ＩＦ信号の周波数が安定
した値となり、端子１から入力されるＲＦ信号の周波数
が変動しても上記負帰還ル−プで局部発振回路３の発振
周波数を制御するため、前記ＩＦ信号が一定の値とな
り、ＢＰＦ６の中心周波数とのずれが生ぜず、安定な特
性を得ることができる。また、信号のπ／２移相器とし
てＳＡＷフィルタを用いることにより、安定なπ／２移
相特性が実現でき、良好な復調特性を得ることができ
る。
は、復調回路としてＭＳＫやＱＰＳＫ等のディジタル復
調回路を備えたヘテロダイン受信機のブロック図であ
る。以下、本発明を詳細に説明する。図７において、１
は入力端子、２はミクサ回路、３は局部発振回路、４は
選局回路、５は選局デ−タ入力端子、２４はＳＡＷバン
ドパスフィルタ(ＳＡＷ)、７は第１の乗算器、８は第２
の乗算器、１０は基準発振器、１１は第１のロ−パスフ
ィルタ(ＬＰＦ)、１２は第２のＬＰＦ、１３は第１の判
定回路、１４は第２の判定回路、１５はディジタル信号
処理回路、１８は再生信号出力端子、１６は位相誤差検
出回路、１７はクロック再生回路である。同図におい
て、入力端子１に与えられた信号（ＲＦ信号）と局部発
振回路３の出力信号とをミクサ回路２で混合し、中間周
波信号（ＩＦ信号）に変換する。次にＳＡＷ２４で不要
な帯域外雑音、妨害等を削除するとともに伝送路の特性
を最適とするように波形等化をおこない、かつ、ＳＡＷ
２４の入出力の電極構造を、２つの出力端子間の位相差
がπ／２となるように設定し、第１および第２の乗算器
７、８に入力する。さらに、第１および第２の乗算器に
は基準発振器１０からの発振信号を印加し、第１および
第２の乗算器で同期検波をおこない、第１のＬＰＦ１１
および第２のＬＰＦ１２により不要な高周波成分を除去
し、それぞれＩとＱのベ−スバンド信号とする。それら
の信号は第１の判定回路１３および第２の判定回路１４
で１または−１と判定され、２値のディジタル信号とし
て各々ディジタル信号処理回路１５に入力される。一
方、第１のＬＰＦ１１と第２のＬＰＦ１２の出力ベ−ス
バンド信号は、位相誤差検出回路１６に入力され、クロ
ック再生回路１７からのクロック信号とともに、位相誤
差検出回路１６で前記ＩＦ信号と前記基準発振器１０の
発振信号との位相差を検出し、この位相差を位相誤差信
号として選局回路４に帰還し、局部発振回路３の発振周
波数を制御する。本実施例によれば、基準発振器１０と
して水晶発振器など周波数安定度のよい発振器を用いる
ので、上記負帰還ル−プで前記ＩＦ信号の周波数が安定
した値となり、端子１から入力されるＲＦ信号の周波数
が変動しても上記負帰還ル−プで局部発振回路３の発振
周波数を制御するため、前記ＩＦ信号が一定の値とな
り、ＢＰＦ６の中心周波数とのずれが生ぜず、安定な特
性を得ることができる。また、信号のπ／２移相器とし
てＳＡＷフィルタを用いることにより、安定なπ／２移
相特性が実現でき、良好な復調特性を得ることができ
る。
【００１３】
【発明の効果】基準搬送波発振用として、固定の水晶発
振器をもちいて同相分搬送波を得、この同相分搬送波を
９０度移相器で位相をずらして直交分搬送波を得る。中
間周波数に変換された入力変調信号を同相搬送波および
直交搬送波でそれぞれ同期検波し、同相成分出力と直交
成分出力を乗算し、この乗算信号の直流成分を搬送位相
誤差信号としてル−プフィルタを用いて抽出する。この
搬送位相誤差信号で、中間周波数に変換する周波数変換
回路内の局部発振器を制御して一種のＰＬＬを構成する
ことで、周波数変換回路に入力する変調信号の周波数変
動分を吸収する。上記構成により、周波数変動分をもっ
た変調波は周波数変換回路により周波数変動のない安定
した中間周波数に変換される。それによって、固定の中
間周波数通過用バンドパスフィルタによる側帯波の過不
足がなく、また、搬送波の９０度移相器の位相ずれのな
い状態で復調ができるので、復調回路は最良の状態で動
作し、再生信号の誤り率は劣化することがない。
振器をもちいて同相分搬送波を得、この同相分搬送波を
９０度移相器で位相をずらして直交分搬送波を得る。中
間周波数に変換された入力変調信号を同相搬送波および
直交搬送波でそれぞれ同期検波し、同相成分出力と直交
成分出力を乗算し、この乗算信号の直流成分を搬送位相
誤差信号としてル−プフィルタを用いて抽出する。この
搬送位相誤差信号で、中間周波数に変換する周波数変換
回路内の局部発振器を制御して一種のＰＬＬを構成する
ことで、周波数変換回路に入力する変調信号の周波数変
動分を吸収する。上記構成により、周波数変動分をもっ
た変調波は周波数変換回路により周波数変動のない安定
した中間周波数に変換される。それによって、固定の中
間周波数通過用バンドパスフィルタによる側帯波の過不
足がなく、また、搬送波の９０度移相器の位相ずれのな
い状態で復調ができるので、復調回路は最良の状態で動
作し、再生信号の誤り率は劣化することがない。
【図１】本発明第一の実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明第二の実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明第三の実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明第四の実施例を示すブロック図である。
【図５】本発明第四の実施例を示すブロック図である。
【図６】本発明第四の実施例を示すブロック図である。
【図７】本発明第四の実施例を示すブロック図である。
２…ミクサ、３…局部発振回路、４…選局回路、７、８
…乗算回路、１０…基準発振回路、１６…位相誤差検出
回路、２２…周波数変動検出回路、２４…ＳＡＷフィル
タ、９…π／２移相回路、１９…位相比較回路、１５…
ディジタル信号処理回路、１７…クロック再生回路、１
３，１４…判別回路。
…乗算回路、１０…基準発振回路、１６…位相誤差検出
回路、２２…周波数変動検出回路、２４…ＳＡＷフィル
タ、９…π／２移相回路、１９…位相比較回路、１５…
ディジタル信号処理回路、１７…クロック再生回路、１
３，１４…判別回路。
Claims (7)
- 【請求項１】ミクサ回路、局部発振回路、局部発振回路
を制御する選局回路、および復調回路からなるヘテロダ
イン受信装置において、復調回路に基準発振器、π／２
移相器、第１、第２の位相検波器、位相誤差検出回路を
設け、基準発振器出力を第１の位相検波器に印加すると
ともにπ／２移相器を介して第２の位相検波器に印加
し、第１および第２の位相検波器出力を位相誤差検出回
路に加え、位相誤差検出回路からの誤差信号を選局回路
に印加することを特徴とするディジタル信号復調回路。 - 【請求項２】ミクサ回路、局部発振回路、局部発振回路
を制御する選局回路、および復調回路からなるヘテロダ
イン受信装置において、復調回路に基準発振器、π／２
移相器、位相比較器、第１、第２の位相検波器、位相誤
差検出回路を設け、基準発振器出力の第１の発振信号を
第１の位相検波器に印加するとともにπ／２移相器を介
した第２の発振信号を第２の位相検波器に印加し、第１
の発振信号と第２の発振信号を位相比較器で位相比較
し、この位相比較器からの誤差信号をπ／２移相器に印
加し、第１および第２の位相検波器出力を位相誤差検出
回路に加え、位相誤差検出回路からの誤差信号を選局回
路に印加することを特徴とするディジタル信号復調回
路。 - 【請求項３】ミクサ回路、局部発振回路、局部発振回路
を制御する選局回路、および復調回路からなるヘテロダ
イン受信装置において、復調回路に電圧制御発振器、π
／２移相器、位相比較器、第１、第２の位相検波器、位
相誤差検出回路、ロック検出器、電圧発生器、ディジタ
ル信号処理回路を設け、電圧制御発振器出力の第１の発
振信号を第１の位相検波器に印加するとともにπ／２移
相器を介した第２の発振信号を第２の位相検波器に印加
し、第１の発振信号と第２の発振信号を位相比較器で位
相比較し、この位相比較器からの誤差信号をπ／２移相
器に印加し、第１および第２の位相検波器出力を位相誤
差検出回路に加え、位相誤差検出回路からの誤差信号を
電圧制御発振器に印加し、第１および第２の位相検波器
出力をディジタル信号処理回路に入力し、ディジタル信
号処理回路から良好な復調出力が得られたかどうかを検
出するロック検出器からの出力信号電圧発生器に入力
し、電圧発生器の出力信号を選局回路に印加することを
特徴とするディジタル信号復調回路。 - 【請求項４】ミクサ回路、局部発振回路、局部発振回路
を制御する選局回路、および復調回路からなるヘテロダ
イン受信装置において、復調回路に電圧制御発振器、π
／２移相器、位相比較器、第１、第２の位相検波器、位
相誤差検出回路、ロック検出器、周波数変動検出器、デ
ィジタル信号処理回路を設け、電圧制御発振器出力の第
１の発振信号を第１の位相検波器に印加するとともにπ
／２移相器を介した第２の発振信号を第２の位相検波器
に印加し、第１の発振信号と第２の発振信号を位相比較
器で位相比較し、この位相比較器からの誤差信号をπ／
２移相器に印加し、第１および第２の位相検波器出力を
位相誤差検出回路に加え、位相誤差検出回路からの誤差
信号を電圧制御発振器に印加し、電圧制御発振器の出力
信号を周波数変動検出器に加え、周波数変動検出器の出
力信号を選局回路に印加することを特徴とするディジタ
ル信号復調回路。 - 【請求項５】ミクサ回路、局部発振回路、局部発振回路
を制御する選局回路、および復調回路からなるヘテロダ
イン受信装置において、復調回路に電圧制御発振器、π
／２移相器、位相比較器、第１、第２の位相検波器、位
相誤差検出回路、ロック検出器、周波数変動検出器、デ
ィジタル信号処理回路を設け、電圧制御発振器出力の第
１の発振信号を第１の位相検波器に印加するとともにπ
／２移相器を介した第２の発振信号を第２の位相検波器
に印加し、第１の発振信号と第２の発振信号を位相比較
器で位相比較し、この位相比較器からの誤差信号をπ／
２移相器に印加し、第１および第２の位相検波器出力を
位相誤差検出回路に加え、位相誤差検出回路からの誤差
信号を電圧制御発振器および周波数変動検出器に印加
し、周波数変動検出器の出力信号を選局回路に印加する
ことを特徴とするディジタル信号復調回路。 - 【請求項６】ミクサ回路、局部発振回路、局部発振回路
を制御する選局回路、および復調回路からなるヘテロダ
イン受信装置において、復調回路に基準発振器、π／２
移相器、第１、第２の位相検波器、位相誤差検出回路を
設け、第１、第２の位相検波器への入力信号にπ／２移
相器により、π／２の位相差を持たせ、基準発振器出力
を第１および第２の位相検波器に同相で印加し、第１お
よび第２の位相検波器出力を位相誤差検出回路に加え、
位相誤差検出回路からの誤差信号を選局回路に印加する
ことを特徴とするディジタル信号復調回路。 - 【請求項７】ミクサ回路、局部発振回路、局部発振回路
を制御する選局回路、ＳＡＷフィルタおよび復調回路か
らなるヘテロダイン受信装置において、復調回路に基準
発振器、第１、第２の位相検波器、位相誤差検出回路を
設け、第１、第２の位相検波器への入力信号にＳＡＷフ
ィルタにより、π／２の位相差を持たせ、基準発振器出
力を第１および第２の位相検波器に同相で印加し、第１
および第２の位相検波器出力を位相誤差検出回路に加
え、位相誤差検出回路からの誤差信号を選局回路に印加
することを特徴とするディジタル信号復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32400092A JPH06177921A (ja) | 1992-12-03 | 1992-12-03 | ディジタル信号復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32400092A JPH06177921A (ja) | 1992-12-03 | 1992-12-03 | ディジタル信号復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177921A true JPH06177921A (ja) | 1994-06-24 |
Family
ID=18161010
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32400092A Pending JPH06177921A (ja) | 1992-12-03 | 1992-12-03 | ディジタル信号復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06177921A (ja) |
-
1992
- 1992-12-03 JP JP32400092A patent/JPH06177921A/ja active Pending
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