JPH06162691A - ディジタル信号再生回路 - Google Patents
ディジタル信号再生回路Info
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- JPH06162691A JPH06162691A JP4328620A JP32862092A JPH06162691A JP H06162691 A JPH06162691 A JP H06162691A JP 4328620 A JP4328620 A JP 4328620A JP 32862092 A JP32862092 A JP 32862092A JP H06162691 A JPH06162691 A JP H06162691A
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Abstract
で自動調整する。 【構成】等化器3には、ディジタルVTRの再生データ
が供給される。等化器3には、ビタビ復号器4が接続さ
れ、ビタビ復号器4は、ビタビアルゴリズムを用いて、
再生データから最も尤度が高いデータ系列を求める。ビ
タビ復号器4内の加算比較演算回路には、メトリックの
発散を防止するために、生き残ったメトリックのMSB
が全て`1' の時、MSBを反転するメトリックリミッタ
が設けられている。このMSBを反転する回数をカウン
タ6が計数する。カウンタ6のカウント値がメトリック
増加量と対応しており、演算,制御器7は、メトリック
増加量が最小となるように、等化器3を制御する。
Description
たディジタル信号を再生するディジタル信号再生回路に
関し、特に、ビタビ復号を利用するものである。
気記録/再生において、磁気記録の高密度化、エラーレ
ートの向上のために、再生信号を等化器を使用すること
が知られている。さらに、等化器の特性を自動的に最適
に制御する構成が知られている。また、ビタビ・アルゴ
リズムを利用して、非線形歪みを除去することが提案さ
れている。例えば非線形歪みが後続データに依存するも
のと考えて、後続データの各パターンを状態とみなし、
ビタビ・アルゴリズムを適用して、注目ビットの正しい
値を判別している。
タルVTRの再生回路の一例である。再生ヘッド41の
再生信号が再生アンプ42を介して等化器43に供給さ
れる。等化器43の出力信号がチャンネル復号器44で
チャンネル符号化の復号がされる。チャンネル復号器4
4の出力データがエラー訂正回路45に供給される。エ
ラー訂正回路45では、エラー訂正符号の復号がなされ
る。エラー訂正された再生データがディシャフリングお
よびエラー修整回路46に供給される。ディシャフリン
グは、記録側でなされるシャフリングと逆の処理であっ
て、これによってデータの順序が元に戻される。エラー
修整は、エラー訂正符号によって訂正できなかったエラ
ーデータを近傍の正しいデータで修整する処理である。
この回路46の出力データがD/A変換器47によりア
ナログ信号に変換され、出力端子48には、アナログ再
生信号が得られる。
て、エラー訂正回路45では、エラー訂正を行うため
に、再生データのエラーを検出し、エラーの有無と対応
するエラーフラグを発生する。このエラーフラグを参照
してエラー訂正がなされる。エラーフラグを取り出し
て、演算、制御回路49に供給する。演算、制御回路4
9には、端子50からのリセット信号(あるいはイネー
ブル信号)が供給され、所定期間のエラーレートが演算
される。例えばテープ上の1トラック当りのエラーレー
トが求められる。そして、このエラーレートを最小とす
るような制御信号が生成され、この制御信号によって等
化器43のゲイン特性、位相特性が制御される。
度の制御を達成するには、エラーレートの検出精度を良
くする必要がある。そのためには、多くのデータが必要
となり、制御の応答性が悪い欠点があった。一例とし
て、2×10-6のエラーレートの精度を得るために、1
0本のトラックの再生データを必要とすることが確かめ
られた。また、ドロップアウトの影響をエラーレートが
受けやすく、たとえエラーレートの検出のためのデータ
量を増やしても、等化器の制御の精度がそれ程改善され
ない欠点があった。
生データで制御信号を形成することを可能とし、また、
ドロップアウトの影響で少ないディジタル信号再生回路
を提供することにある。
に記録されたディジタル信号を再生するディジタル信号
再生回路において、再生RF信号が供給され、その利得
特性および位相特性の少なくとも一方が制御信号によっ
て可変可能な等化回路と、等化回路の出力信号が供給さ
れるビタビ復号器と、等価回路に対する制御信号を発生
する制御器とを有し、制御器は、ビタビ復号器のメトリ
ック増加量を最小とするように、等価器を制御するよう
に構成されたことを特徴とするディジタル信号再生回路
である。
性およびノイズに強く関係し、このメトリック増加量が
最小となるように、等化特性を制御することによって、
高精度の自動調整を達成できる。
照して説明する。この一実施例は、ディジタルVTRの
再生回路であって、図1において、1が再生用磁気ヘッ
ド、2が再生アンプ、3が等化器である。ディジタルV
TRでは、記録データのビットレートが比較的高いの
で、複数の回転ヘッドが使用され、1フィールド分の記
録データが磁気テープ上に複数の斜めのトラックとして
記録される。しかしながら、図1では、簡単のために、
一つの磁気ヘッド1を示す。
ルレスポンス方式例えばPR(1,0,−1)方式、デ
ュオバイナリ方式等のものを使用できる。この等化器3
は、後述の制御信号によって、そのゲイン対周波数特
性、および/または位相対周波数特性が可変されるもの
である。等化器3の出力信号がビタビ復号器4に供給さ
れる。ビタビ復号器4は、検出ビットの後続のデータパ
ターンの状態系列に対して、ビタビ・アルゴリズムを適
用し、尤度が高い状態遷移を求め、それによって最も確
からしい復号系列を選び出すものである。ビタビ復号器
4から出力端子5に再生データが取り出される。
御信号を生成し、一例としてCPUを用いたものであ
る。ビタビ復号器4と接続されたカウンタ6によってメ
トリック増加量が検出され、カウンタ6の出力が演算,
制御回路7に供給される。カウンタ6に対しては、カウ
ント動作の期間を規定するために、リセット信号が演
算,制御回路7から供給される。また、磁気ヘッド1の
回転位相と同期するスイッチングパルスが入力端子8か
ら演算,制御回路7に供給される。このスイッチングパ
ルスは、磁気ヘッドが1トラックを走査する毎にレベル
が反転するもので、メトリックの増加量の検出が1トラ
ック単位でなされる。
化器3の出力信号が入力端子11からA/D変換器12
に供給され、再生データが量子化される。A/D変換器
12の出力データがブランチメトリック計算回路13に
供給される。ブランチメトリック計算回路13の出力信
号が加算比較演算回路14に供給される。加算比較演算
回路14では、ブランチメトリックが合計され、その結
果のパスメトリックが計算される。
号およびパスメトリックが発生する。パス選択信号がパ
スメモリ15に供給される。パスメモリ15からは、最
も確からしいと考えられるパスを最尤判定回路16に出
力する。最尤判定回路16には、パスメモリ15からの
出力信号も供給される。最尤判定回路16は、生き残り
パスの中から復号出力を決定し、最尤判定回路16の出
力端子17にデータ出力が得られる。かかるビタビ復号
器に関しては、例えば「日経エレクトロニクス」(199
1.9.30,no.537, p316〜p325および1991.10.14,no.538,
p270 〜p278) に記述されている。
例を図3に示す。加算器21、22、23、24によっ
てブランチメトリックの総和が求められる。加算器21
および23の出力が比較器25およびセレクタ27に供
給される。比較器25によってよりメトリックが小さい
側を選択するためのパス選択信号が形成される。パス選
択信号が出力されるとともに、これによってセレクタ2
7が制御される。セレクタ27で選択されたより小さい
メトリックがラッチ29を介してパスメトリックとして
出力される。比較器26、セレクタ28およびラッチ3
0によって、同様にパス選択信号およびパスメトリック
が求められる。
30からのメトリックの発散を抑制するために、破線が
囲んで示すメトリックリミッタ31が設けられている。
メトリックリミッタ31は、ラッチ29および30の出
力中のMSBが供給されるNANDゲート32と、NA
NDゲート32の出力とラッチ29の出力のMSBが供
給されるANDゲート33と、NANDゲート32の出
力とラッチ30の出力のMSBが供給されるANDゲー
ト34とで構成される。ANDゲート33および34の
出力がメトリックのMSBとして出力される。メトリッ
クリミッタ31は、二つのメトリックのMSBが共に`
1' の時に、MSBを`0' に反転することによって、メ
トリックの発散を防止している。
ゲート32の出力がカウンタ6に供給される。NAND
ゲート32の出力が`0' となる回数をカウンタ6がカウ
ントすることによって、メトリックの1トラックの再生
データ当りの増加量を検出することができる。今、PR
(1,0,−1)符号に対するビタビ復号において、量
子化器が±31で制限され、アイ開口A=31、ノイズ
および等化誤差の分散をσ、データレートを30.4M
bps 、1トラックの周期を10msecとすれば、1トラッ
クでのメトリック増加量ΔMは、次式で表される。
eは、次式で表される。
τ=±2でのみ値を持つものとして、R(2)=−0.
5とした時のメトリックの増加量に対するシンボルのエ
ラーレートを計算した結果を図4に示す。
VTRを使用して、等化器における周波数特性を可変し
た時のメトリックの増加量とシンボルエラーレートの関
係を実測した結果を図5に示す。メトリックの増加量
は、1トラックの増加量であり、周波数特性を可変する
時は、等化器の位相は、最適なものに設定している。ま
た、図示を省略するが、周波数特性を最適なものに設定
して、等化器の位相を可変した時の実測した結果を得る
こともできる。
に、メトリックの増加量に対するシンボルエラーレート
は、単調増加特性である。すなわち、エラーレートが増
大すると、必ずメトリックの増加量も増加する。例えば
メトリックの1×105 の増加に対して、エラーレート
が2/3桁増加する。
討について考えてみる。今、仮に、1トラックの10ms
ecの内、10μsec がドロップアウトになったものとす
る。ドロップアウト部のノイズの分散は、最悪でもA=
31以下であるため、1トラックでのメトリックの増加
量ΔMdoは、次の式で与えられる。
適に設定した時のメトリック増加量ΔMに対しての増加
分εは、次の式で与えられる。
まる。エラーレートが5×10-6から1×10-3に増加
することを考えれば、エラーレートが比較的良い状態で
もドロップアウトの影響は、非常に小さいと言える。
較演算回路14のメトリックリミッタ31からの反転情
報を計数し、計数結果(カウント値)を演算,制御回路
7に入力する。このカウント値が最小となるように、等
化器3を制御し、RF系の自動調整がなされる。
時録再モードでは、上述の再生RF系と同様に記録RF
系の自動調整にも容易に適用できる。
路のエラーフラグを参照する自動調整と比較して、より
短時間(すなわち、より少ないデータ量)の検出によっ
て、高精度の自動調整ができる。また、ドロップアウト
の影響をより少なくできる。
ロック図である。
係の計算結果を示す略線図である。
増加量とシンボルエラーレートの関係の測定結果を示す
略線図である。
ク図である。
Claims (1)
- 【請求項1】 記録媒体上に記録されたディジタル信号
を再生するディジタル信号再生回路において、 再生RF信号が供給され、その利得特性および位相特性
の少なくとも一方が制御信号によって可変可能な等化回
路と、 上記等化回路の出力信号が供給されるビタビ復号器と、 上記等価回路に対する上記制御信号を発生する制御器と
を有し、 上記制御器は、上記ビタビ復号器のメトリック増加量を
最小とするように、上記等価器を制御するように構成さ
れたことを特徴とするディジタル信号再生回路。
Priority Applications (2)
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