JPH11120702A

JPH11120702A - データ再生装置

Info

Publication number: JPH11120702A
Application number: JP28231597A
Authority: JP
Inventors: Tetsuya Okumura; 哲也奥村; Hiroshi Fuji; 寛藤; Tsuneo Fujiwara; 恒夫藤原
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1997-10-15
Filing date: 1997-10-15
Publication date: 1999-04-30

Abstract

(57)【要約】【課題】ＰＲＭＬ検出方式によって良好なエラーレー
トの復号データを得ると同時に、ビタビ復号器の出力と
して得られる二値化データから、失われた低域成分を抽
出して再生信号に帰還して正確にデータ検出することが
できるデータ再生装置を提供する。【解決手段】ＨＰＦ回路４により低域成分がカットさ
れた再生信号に、ビタビ復号器８から出力される帰還用
データＤ１からＬＰＦ回路１０によって抽出される信号
を加算し、これをビタビ復号器８で復号して、復号デー
タＤ２および帰還用データＤ１を出力する。上記帰還用
データＤ１を出力するパス長は、上記復号データＤ２を
出力するパス長よりも短く設定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、再生信号をパーシ
ャルレスポンス波形等化した後、ビタビ復号によって最
尤復号するＰＲＭＬ方式のデータ再生装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来、光ディスク等に記録されたデジタ
ルデータを再生するデータ再生装置において、高密度記
録されたデータのデータ誤り率を小さくするために、再
生信号にパーシャルレスポンス等化を施し、ビタビ復号
により最尤復号するＰＲＭＬ（Partial Response Maxim
um Likelihood)検出方式が提案されており、雑誌『日経
エレクトロニクス』（１９９４年１月１７日Ｎｏ．５
９９Ｐ．７１〜９７）でも紹介されている。例えば、
特開平６−２４３５９８号公報に示されているように、
光ディスクからの再生信号をＰＲ（１，２，１）特性に
等化し、ビタビ復号器によって最も確からしいデータに
復号するものである。

【０００３】図１５は上記データ再生装置を説明する図
である。上記データ再生装置は、光ディスク５１に記録
されたデジタルデータを光ヘッド５２で読み取り、その
アナログ再生信号をＲＦアンプ５３に与え、ここで増幅
した後、ＲＦアンプ５３の出力のＤＣオフセット成分を
カットするＨＰＦ（High Pass Filter）回路５４に通
す。ＨＰＦ回路５４の出力信号は、光ディスクの反射率
変動等による振幅変動を除去するＡＧＣ（Auto Gain Co
ntrol)回路５５に通され、ＡＧＣ回路５５の出力信号
は、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換器５６によりアナロ
グ信号からデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器５
６の出力信号は、デジタル等化器５７でＰＲ（１，２，
１）特性に等化され、ビタビ復号器５８はその出力信号
をもとにビタビ復号して二値化データを出力する。ま
た、ＲＦアンプ５３により増幅された再生信号は、ＰＬ
Ｌ（Phase Locked Loop)回路などにより構成されたクロ
ック抽出部５９に入力され、該再生信号に位相同期した
ビット周期のクロック信号がクロック抽出部５９より出
力される。該クロック信号はＡ／Ｄ変換器５６に入力さ
れ、ＡＧＣ回路５５の出力信号は、このタイミングでア
ナログ信号からデジタル信号に変換される。

【０００４】こうしてＰＲＭＬ検出方式によって復号さ
れた２値化データは、従来の２値検出方式よりも良好な
エラーレートを示すことが分かっている。更にＰＲＭＬ
検出方式は、光ビームのフォーカスオフセットやディス
クのチルト、再生信号のアシンメトリなどの変化に対し
て緩やかなエラーレート依存性を持つ、すなわち各再生
条件の悪化に対するエラーレートの悪化率が、従来の２
値検出方式に比べて緩やかであることも分かっている。

【０００５】しかし、上記ＰＲＭＬ検出方式では、ＡＧ
Ｃ回路５５でアナログ信号の信号振幅を一定にする時
に、アナログ再生信号のオフセット信号（光学的オフセ
ット、電気的オフセット等）でＡＧＣが行われないよう
にするために、アナログ再生信号の低域成分を除去する
ＨＰＦ回路５４が必要である。そのため、予めディスク
に記録してあるデータに低域成分が含まれていると、Ｈ
ＰＦ回路５４でデータの低域成分までもが除去されてし
まい、正確な信号検出ができなくなってしまう。特に、
記録データの符号化方式として非ＤＣフリー符号である
（１，７）ＲＬＬ符号などを用いると、エラーが増加す
るという問題が発生する。

【０００６】従来の２値検出方式においては、このよう
にデータの低域成分が除去されてしまうという問題に対
する解決法の一つとして量子化帰還法と呼ばれる手法が
提案されており、この方法は例えば特開昭６０−６８７
４８号公報に開示されている。

【０００７】この量子化帰還法の原理をＰＲＭＬ検出に
適用したデータ再生装置は、ビタビ復号器５８から出力
される２値化データを帰還するために図１６に示すよう
な構成を有する。すなわち、上記データ再生装置におい
て、光ディスク５１、光ヘッド５２、ＲＦアンプ５３、
ＨＰＦ回路５４、ＡＧＣ回路５５、Ａ／Ｄ変換器５６、
デジタル等化器５７、ビタビ復号器５８、およびクロッ
ク抽出部５９は、通常のＰＲＭＬ検出方式のデータ再生
装置と同様の機能を持つ。そして、上記データ再生装置
はこれに加えて、ＨＰＦ回路５４と逆の周波数特性を持
つデジタルＬＰＦ（Low Pass Filter)回路６０と、デジ
タルＬＰＦ回路６０の出力とＡ／Ｄ変換器５６の出力と
を加算する加算器６１とを備えている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記従来の
構成では、以下に述べるような問題が生じる。

【０００９】先ず、上記データ再生装置の動作について
説明する。尚、上記データ再生装置は、図１７（ａ）に
示すような記録パターン（時刻ｔ１０までは“１１１０
００”の繰り返しパターン、時刻ｔ１０以降は“１１１
０”の繰り返しパターン）の再生信号を再生するものと
する。

【００１０】図１７（ａ）に示す再生信号をＨＰＦ回路
５４に通して高域濾波すると、図１７（ｂ）に示すよう
な、時刻ｔ１０以降で記録パターンが持つ低域成分が失
われた信号となる。この場合、時刻ｔ１０以降でビタビ
復号における期待値と実測サンプル値が合わなくなるの
で、このままでは正常にビタビ復号を行うことができな
いのは、既に説明した通りである。

【００１１】そこで、上記データ再生装置は、ビタビ復
号器５８の復号データから低域成分を取り出して再生信
号に帰還しているが、該復号データは一定サンプル遅れ
て出力されるので、再生信号に加算される帰還信号も一
定時間遅れたものになる。すなわち、加算器６１で加算
されてＰＲＭＬ検出系（デジタル等化器５７とビタビ復
号器５８）に入力される信号は、再生信号の失われた低
域成分を適切に補償した信号にはならず、正確なビタビ
復調ができなくなり、そのために帰還信号も異常にな
る。更に、その異常な帰還信号で補償された再生信号も
異常になってエラーが伝搬していく帰還異常状態に陥っ
てしまう。

【００１２】図１７（ｃ）ないし図１７（ｅ）はそれぞ
れ、帰還信号、ＰＲＭＬ検出系に入力される信号、およ
び復号パターンを示している。帰還信号はｔ１０から一
定時間遅れたｔ１１から増加し始めるため、失われた低
域成分はｔ１１まで補償されず、該帰還信号も実際に必
要なレベルより小さいものとなっている。その結果、例
えばＰＲＭＬ検出系に入力される信号もマイナス側へ誤
ってシフトし、”１１１０”の繰り返しパターンが“１
１００”の繰り返しパターンとなる復号エラーを起こし
ており、最終的に帰還信号は０になっている。

【００１３】このような問題を解決するためには、ビタ
ビ復号器５８からデータを出力するパス長を短くすれば
よいが、上記で述べたように、パス長を短くすると復号
データのエラーレートが悪くなってしまうという問題が
ある。

【００１４】又、再生信号の振幅変動などの外乱をきっ
かけとして帰還異常状態に陥ると、帰還信号が異常状態
で安定してバーストエラーを引き起こす危険性があると
いう問題も生じる。

【００１５】本発明は、上記の問題点を解決するために
なされたもので、その目的は、ＰＲＭＬ検出方式によっ
て良好なエラーレートの復号データを得ると同時に、ビ
タビ復号器の出力として得られる二値化データから、失
われた低域成分を抽出して再生信号に帰還して正確にデ
ータ検出することができるデータ再生装置を提供するこ
とにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１のデータ再生装
置は、ＰＲＭＬ方式により、再生信号をパーシャルレス
ポンス波形等化した後、ビタビ復号によって最尤復号す
るものであり、上記の課題を解決するために、再生信号
の低域成分をカットする第１のフィルタ手段と、上記第
１のフィルタ手段とは逆の周波数特性を有し、ビタビ復
号手段から出力される帰還用データから、上記第１のフ
ィルタ手段によりカットされた再生信号の低域成分を抽
出する第２のフィルタ手段と、上記第１のフィルタ手段
より出力される信号と、第２のフィルタ手段より出力さ
れる信号とを加算して得られる信号をビタビ復号すると
共に、復号データと帰還用データとを出力するビタビ復
号手段とを備え、上記ビタビ復号手段は、復号データを
出力するパス長より短いパス長で帰還用データを出力す
ることを特徴としている。

【００１７】上記の構成によれば、記録媒体（例えば、
光ディスク）より読み取られる再生信号は、アンプで増
幅された際のＤＣオフセット成分をカットするために第
１のフィルタ手段により低域成分がカットされる。この
とき、上記再生信号のデータに低域成分が含まれている
と、これも同時にカットされるため、第２のフィルタ手
段によりビタビ復号手段から出力される帰還用データか
ら、上記第１のフィルタ手段によりカットされた再生信
号の低域成分を抽出し、これを上記第１のフィルタ手段
より出力される信号に加算する。上記ビタビ復号手段
は、上記第１のフィルタ手段より出力される信号と、第
２のフィルタ手段より出力される信号とを加算して得ら
れる信号をビタビ復号し、得られた復号データと帰還用
データとを出力する。この時、上記ビタビ復号手段は、
復号データを出力するパス長より短いパス長で帰還用デ
ータを出力するため、本来のＰＲＭＬ検出の能力を損な
わずに復号データの良好なエラーレートを実現しなが
ら、同時に帰還用データの入力再生信号に対する遅延時
間を短くして正確な低減補償を行うことが可能となる。

【００１８】請求項２のデータ再生装置は、請求項１の
構成に加えて、上記ビタビ復号手段から上記帰還用デー
タを出力するパス長を上記再生信号の符号化方式に応じ
て変化させるパス長制御手段を備えていることを特徴と
している。

【００１９】上記の構成により、上記パス長制御手段
は、ビタビ復号手段から帰還用データを出力するパス長
を、再生信号の符号化方式に応じて変化させるため、各
符号化方式に合わせて遅延時間を適切な長さとすること
ができ、より正確な低域成分の補償をすることができ
る。

【００２０】請求項３のデータ再生装置は、請求項１ま
たは２の構成に加えて、上記復号データのＤＳＶ値を逐
次求め、該ＤＳＶ値が予め設定された所定値を超えた時
に、これを検出するＤＳＶ計数手段と、上記第２のフィ
ルタ手段の出力信号量を制御する信号量制御手段とを備
え、上記信号量制御手段は、上記ＤＳＶ計数手段がＤＳ
Ｖ値が所定値を超えたことを検出した時点で、第２のフ
ィルタ手段の出力信号量を変化させることを特徴として
いる。

【００２１】上記の構成により、上記ＤＳＶ計数手段に
より、ＤＳＶ値が所定値を超えたことが検出されると、
上記信号量制御手段は、第２のフィルタ手段の出力信号
量を変化させる。これにより、外乱などの原因で帰還信
号が異常状態になった場合に、復号データのＤＳＶの変
化から該異常状態を検出し、この検出に基づいて、帰還
量が歯止めなく大きくなる前に適正な量に戻して異常状
態からの復帰を実現することができる。

【００２２】請求項４のデータ再生装置は、請求項１ま
たは２の構成に加えて、上記復号データが符号化方式の
パターンに合致しているかを逐次監視し、該復号データ
が符号化方式のパターンに合致しなかった時に、これを
検出する符号パターン監視手段と、上記第２のフィルタ
手段の出力信号量を制御する信号量制御手段とを備え、
上記信号量制御手段は、上記符号パターン監視手段が復
号データが符号化方式のパターンに合致しなかったこと
を検出した時点で、第２のフィルタ手段の出力信号量を
変化させることを特徴としている。

【００２３】上記の構成により、上記符号パターン監視
手段により、復号データが符号化方式のパターンに合致
しなかったことが検出されると、上記信号量制御手段
は、第２のフィルタ手段の出力信号量を変化させる。こ
れにより、外乱などの原因で帰還信号が異常状態になっ
た場合に、復号データが符号化方式のパターンに合致し
なくなることから該異常状態を検出し、この検出に基づ
いて、帰還量が歯止めなく大きくなる前に適正な量に戻
して異常状態からの復帰を実現することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】

（実施の形態１）本発明の実施の一形態について図１な
いし図８に基づいて説明すれば、以下の通りである。

【００２５】本実施の形態に係るデータ再生装置は、本
発明を光ディスクの再生装置に適用した場合を例示した
ものであり、上記データ再生装置は、図１に示すよう
に、光ディスク１、光ヘッド２、ＲＦアンプ３、第１の
フィルタ手段としてのＨＰＦ（High Pass Filter）回路
４、ＡＧＣ（Auto Gain Control)回路５、Ａ／Ｄ（Anal
og/Digital）変換器６、デジタル等化器７、ビタビ復号
手段としてのビタビ復号器８、クロック抽出部９、第２
のフィルタ手段としてのＬＰＦ（Low Pass Filter)回路
１０、および加算器１１から構成される。

【００２６】上記構成のデータ再生装置は、光ディスク
１に記録されたデジタルデータを光ヘッド２で読み取
り、そのアナログ再生信号をＲＦアンプ３に与え、ここ
で増幅した後、ＲＦアンプ３の出力のＤＣオフセット成
分をカットするＨＰＦ回路４に通す。ＨＰＦ回路４の出
力信号は、光ディスクの反射率変動等による振幅変動を
除去するＡＧＣ回路５に通され、ＡＧＣ回路５の出力信
号は、Ａ／Ｄ変換器６によりアナログ信号からデジタル
信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器６の出力信号は、デジ
タル等化器７でＰＲ（１，２，１）特性に等化され、デ
ジタル等化器７の出力信号はビタビ復号器８でビタビ復
号され二値化データとして出力される。

【００２７】また、ＲＦアンプ３により増幅された再生
信号は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop)回路などにより構
成されたクロック抽出部９にも入力され、該再生信号に
位相同期したビット周期のクロック信号が出力される。
該クロック信号はＡ／Ｄ変換器６に入力され、該Ａ／Ｄ
変換器６はこのタイミングでアナログ信号からデジタル
信号への変換を行なう。

【００２８】また、上記ビタビ復号器８は、帰還信号を
生成するためのデータＤ１と復号データＤ２とを１クロ
ック毎に１チャネルビット出力するものであり、該ビタ
ビ復号器８は、図２に示すように、ＡＣＳ（Add Compar
e Select）回路部１２とデータ復号部１３とから構成さ
れる。

【００２９】上記ＡＣＳ回路１２は、図３に示すよう
に、ブランチメトリック演算器１２ａないし１２ｅと、
加算器１２ｆ…と、比較器１２ｇ…と、選択器１２ｈ…
と、レジスタ１２ｉ…とから構成されている。

【００３０】上記ブランチメトリック演算器１２ａない
し１２ｅは、入力値Ｘと波形レベル期待値ｌ₀ないしｌ
₄とに対する各ブランチメトリック（入力値と各期待値
間のユークリッド距離の相対値）を計算して出力する。
尚、上記ブランチメトリックの値は、それぞれ２Ｘ・ｌ
_n−ｌ_n ²（但し、ｎの値はブランチメトリック演算器
１２ａないし１２ｅのそれぞれに対し、０ないし４を適
用）の式によって与えられる。比較器１２ｇ…は、入力
Ａ＞入力Ｂのとき“１”を出力Ｙから出力し、入力Ａ≦
入力Ｂのとき“０”を出力する。選択器１２ｅ…は入力
Ｓが“１”のとき入力Ａの値を出力Ｙから出力し、入力
Ｓが“０”のとき入力Ｂの値を出力する。

【００３１】このＡＣＳ回路１２は、計算されたブラン
チメトリックとレジスタ１２ｉ…に保持されている過去
の生き残りパスのパスメトリック（生き残りパスを構成
する各状態遷移のブランチメトリックの和）を加算器１
２ｆ…により加算し、各ブランチのパスメトリックを計
算する。次に、比較器１２ｇ…によって各パスメトリッ
クの比較が行われ、比較結果に対応して選択器１２ｈ…
により生き残りパスのパスメトリックが選択される。上
記選択器１２ｈ…により選択されたパスメトリックは、
レジスタ１２ｉ…に保存され、次の演算の際に生き残り
パスのパスメトリックとして用いられる。また、比較器
１２ｇの出力は、それぞれパス選択信号Ｓ_a、Ｓ_b、Ｓ
_c、Ｓ_dとして出力され、データ復号部１３に入力され
る。

【００３２】次に、データ復号部１３の詳細について図
４を用いて説明する。

【００３３】データ復号部１３は、パス選択信号Ｓ_aな
いしＳ_dを入力Ｓとしてデータを選択する選択器１３１
ａないし１３１ｄ、１３２ａないし１３２ｄ、１３３ａ
ないし１３３ｄ、および１３４ａないし１３４ｄと、レ
ジスタ１３５ａないし１３５ｄ、１３６ａないし１３６
ｄ、１３７ａないし１３７ｄ、および１３８ａないし１
３８ｄとが接続されたシフトレジスタにより構成されて
いる。ここで、選択器１３１ａないし１３１ｄ、１３２
ａないし１３２ｄ、１３３ａないし１３３ｄ、および１
３４ａないし１３４ｄは、入力Ｓが“１”のとき入力Ａ
の値を出力Ｙから出力し、入力Ｓが“０”のとき入力Ｂ
の値を出力するものである。

【００３４】このシフトレジスタは、上述のように、パ
ス選択信号Ｓ_a、Ｓ_b、Ｓ_c、Ｓ_dによりシフトされる
方向が決められる。従って、シフトレジスタの初段では
生き残りパスがどのような状態遷移であったかによって
復号結果が選ばれ、次段以降は生き残ったパスの復号結
果がコピーされることになる。このシフトレジスタの初
段の選択器１３１ａないし１３１ｄにおいては、選択器
１３１ａおよび１３１ｃには入力Ａ・Ｂともに“０”が
入力され、選択器１３１ｂおよび１３１ｄには入力Ａ・
Ｂともに“１”が入力される。しかしながら、上記シフ
トレジスタの段数、即ちパス長をある程度長く（例えば
２０段に）すると、最終段の４つのレジスタの値は同じ
値に収束する。つまり、過去に遡ると４つの生き残りパ
スは１つのパスに収束しているのである。従って最終段
の１３８ａないし１３８ｄのレジスタの中から任意のレ
ジスタの出力が復号データＤ２として出力される。

【００３５】一方、復号データＤ２を出力するパス長よ
り短いパス長となる例えば１０段目の１３７ａないし１
３７ｄのレジスタの中から任意のレジスタの出力を帰還
用データＤ１として出力する。帰還用データＤ１はパス
長が短いので、復号データＤ２よりも短い遅延時間で出
力される。但し、帰還用データＤ１は、生き残りパスが
まだ１つのパスに収束していない場合も起こり得るた
め、復号データＤ２よりもエラーレートは悪くなるが、
帰還用信号の生成源としては十分である。

【００３６】続いて、本実施の形態にかかるデータ再生
装置の動作例を以下に説明する。

【００３７】デジタル等化器７はトランスバーサルフィ
ルタからなり、このデジタル等化器７によって１ビット
の孤立再生波形を等化すると、理想的には図５のような
波形となる。この波形の１サンプリング点毎（図５の矢
印で示す１ビット分の間隔）の振幅比は、波形中央が
２、その両側が１、その他が０のいわゆるＰＲ（１，
２，１）特性となる。従って、連続して記録されたデー
タの再生信号を等化すると、孤立再生波形の等化波形を
サンプリング点毎にずらした波形の足し合わせになり、
図６に示すようなアイパターンとなる。

【００３８】サンプリング点毎の波形レベル値は理想的
にはｌ₀、ｌ₁、ｌ₂、ｌ₃、ｌ₄（但し、ｌ₁−ｌ₀
＝ｌ₂−ｌ₁＝ｌ₃−ｌ₂＝ｌ₄−ｌ₃）の５つのレベ
ルとなることが期待される。この場合における記録デー
タと波形レベル値の期待値との関係は、図７に示すよう
なトレリス線図になる。図７において、矢印は状態の遷
移を表し、“／”を挟んだ添え字は“／”の左側の０ま
たは１がその状態遷移に対応する記録データであり、
“／”の右側が状態遷移が起きた時に理想的なＰＲ
（１，２，１）特性に等化された信号が取るべき波形レ
ベル値の期待値（ｌ₀、ｌ₁、ｌ₂、ｌ₃、ｌ₄のいず
れか）である。

【００３９】デジタル等化器７によりＰＲ（１，２，
１）特性に等化されたデータは、ビタビ復号器８に入力
されてビタビ復号される。ビタビ復号動作は、図７のト
レリス線図に従って行なわれ、サンプリング点における
それぞれのパスの期待値と実測サンプル値とのユークリ
ッド距離を算出し、それに対応する１クロック前までの
入力波形に対するユークリッド距離の総和を加算してそ
れぞれのパス毎の総和を求め、各状態への入力となる２
つのパスのうちユークリッド距離の総和が小さい方を生
き残りパスとして残す。

【００４０】この時点では、最終的に４つの状態（図７
に示すＳ₀₀、Ｓ₁₀、Ｓ₀₁、Ｓ₁₁の状態）において、それ
ぞれ１つのパスが存在している。この４つの生き残りパ
スでユークリッド距離の総和が小さいパスを最も確から
しいパスとし、その一連のパスを一定サンプル前まで遡
ってパスを決定し、そのパスから復号データを求める。
ここで算出した生き残りパスのユークリッド距離の総和
は、次のサンプリング点におけるユークリッド距離の総
和の算出に使われる。この動作をサンプル毎に繰り返す
ことによってデータ復号が行われる。従って、復号デー
タは一定サンプル遅れて出力される。このサンプル数
（パス長）はある程度までは多い（長い）方が良好なエ
ラーレートが得られる。

【００４１】図８（ａ）ないし図８（ｄ）は、低域成分
を持つパターンを記録した時の上記データ再生装置の動
作を説明するための信号波形の模式図である。尚、図８
（ｃ）と図８（ｄ）については実際はデジタル値からな
る信号であるが、説明の都合上、あえてアナログ波形に
見なした（仮想的にＤ／Ａ変換を施したような）表現を
している。

【００４２】図８（ａ）に示すような記録パターン（時
刻ｔ１までは“１１１０００”の繰り返しパターン、時
刻ｔ１以降は“１１１０”の繰り返しパターン）の再生
信号をＨＰＦ回路４に通して高域濾波すると図８（ｂ）
に示すような、時刻ｔ１以降で記録パターンが持つ低域
成分が失われた信号となる。この場合、時刻ｔ１以降で
ビタビ復号における期待値と実測サンプル値が合わなく
なるので、このままでは正常にビタビ復号を行うことが
できない。

【００４３】一方、ビタビ復号器８から出力されるデー
タＤ１は記録パターンをほぼ正確に再現しているので、
この信号を上記ＨＰＦ回路４と逆の周波数特性を持つデ
ジタルＬＰＦ回路１０に通して得られる信号（図８
（ｃ）に示す）は、図８（ｂ）の信号で失われている低
域成分に極めて近いものになる。よって加算器１１によ
って再生信号（Ａ／Ｄ変換器６の出力信号）とデジタル
ＬＰＦ回路１０の出力信号（帰還信号）とを足し合わし
た信号（図８（ｄ）に示す）は、失われた低域成分を補
償された再生信号となるので、期待値と実測サンプル値
が合っており、ビタビ復号を正常に行うことができる。
尚、帰還信号は入力再生信号に対して少しだけ遅延する
が、この遅延時間が短ければ帰還異常状態に陥ることは
ない。

【００４４】このように本実施の形態に係るデータ再生
装置は、ビタビ復号器８が帰還用データＤ１と復号デー
タＤ２を別々に出力するようにし、更にデータＤ１を出
力するパス長をデータＤ２を出力するパス長より短くし
ているので、本来のＰＲＭＬ検出の能力を損なわずに良
好なエラーレートを実現しながら、同時に帰還信号の入
力再生信号に対する遅延時間を短くして正確な低域補償
を行うことを可能としている。

【００４５】（実施の形態２）本発明の実施の他の形態
について図９および図１０に基づいて説明すれば、以下
の通りである。

【００４６】復号データの符号化方式によって再生パタ
ーンに含まれる低域成分の特徴が異なる、即ち帰還信号
の許容遅延時間が異なるので、ビタビ復号器において帰
還用データを出力するパス長を変化させるパス長制御手
段を備える構成とすることによって、復号データの符号
化方式の低域成分の特徴に合わせてパス長を変化させる
こともできる。

【００４７】復号データの符号化方式として（１，７）
ＲＬＬとＥＦＭｐｌｕｓの２種類が入力され得る場合
の、データ再生装置の一部の構成を図９に示す。光ディ
スク１からＡ／Ｄ変換器６までの構成は上記実施の形態
１と同様であるので省略している。また、図９におい
て、加算器１１、デジタル等化器７、およびＬＰＦ回路
１０も図１に示すデータ再生装置と同様の構成となって
いる。本実施の形態に係るデータ再生装置は、これに加
えて、出力されるパス長の異なる２つの帰還用データＤ
１ａ、Ｄ１ｂ（Ｄ１ａのパス長＞Ｄ１ｂのパス長）と、
復号データＤ２とを出力するビタビ復号器１４と、帰還
用データＤ１ａとＤ１ｂの一方を選択して出力するスイ
ッチ回路１５と、スイッチ回路１５に対してＤ１ａとＤ
１ｂのどちらを選択するかを指定するプロセッサ１６と
を備えている。尚、請求項に記載のパス長制御手段は上
記スイッチ回路１５およびプロセッサ１６によって構成
されている。

【００４８】ビタビ復号器１４はビタビ復号器８と同様
にＡＣＳ回路部とデータ復号部から構成されるが、ＡＣ
Ｓ回路部はビタビ復号器８のものと同一のものでよい。
上記データ復号部の構成を図１０に示す。このデータ復
号部のデータ復号動作と構成要素については、データ復
号部１３と同様なので説明は省略する。

【００４９】図１０に示す上記データ復号部と、ビタビ
復号器８に備えられるデータ復号部１３との相違は、帰
還用データとしてＤ１ａとＤ１ｂの２つが出力されてい
る点であり、これらを出力するレジスタの段数を変え、
例えば、帰還用データＤ１ｂは１０段目のレジスタか
ら、同じくデータＤ１ａは１５段目のレジスタから出力
することで、２種類のパス長を持つ帰還用データを出力
できる。

【００５０】プロセッサ１６は、復号データの符号化方
式が（１，７）ＲＬＬの場合はＤ１ｂを、ＥＦＭｐ１ｕ
ｓの場合はＤ１ａが選択されるようにスイッチ回路１５
を制御する。これは、（１，７）ＲＬＬにおいて最も多
く低域成分を含むパターンは、ＥＦＭＰ１ｕｓにおいて
最も多く低域成分を含むパターンに比べて、ＤＳＶ値の
絶対値の増加度が大きいので、許容できる帰還信号の遅
延時間が、（１，７）ＲＬＬの方が短いからである。

【００５１】尚、上記ＤＳＶ値は、所定期間内の再生デ
ータについて、“１”を＋１、“０”を−１として、該
期間内の各ビットにおける上記値を加算することで求め
られる。上記ＤＳＶ値は、正常な再生時にはほぼ０の値
を示すが、帰還異常状態に陥って再生データのレベルが
低下するとその絶対値が増加する。

【００５２】以上のように、本実施の形態に係るデータ
再生装置は、復号データの符号化方式によって帰還用デ
ータを出力するパス長を変化させることによって、各符
号化方式に合わせて遅延時間を適切な長さとすることが
できるため、より正確に低域成分の補償をすることがで
きる。

【００５３】（実施の形態３）本発明の他の実施の一形
態を図１１ないし図１３を用いて説明する。

【００５４】図１１は本実施の形態に係るデータ再生装
置の一部を示す構成図であるが、光ディスク１からＡ／
Ｄ変換器６までの構成は上記実施の形態１と同様である
ので省略している。また、図１１において、加算器１
１、デジタル等化器７、ビタビ復号器８、およびＬＰＦ
回路１０も上記実施の形態１と同様の構成を有してい
る。本実施の形態に係るデータ再生装置は、これに加え
て、ＬＰＦ１０の出力量を制御する信号量制御手段とし
ての帰還量制御回路１７、復号データＤ２のＤＳＶ値を
計数するアップダウンカウンタ１８、アップダウンカウ
ンタ１８からの入力（ＤＳＶ値）が所定の範囲にあるか
否かを判定するデジタルコンパレータ１９とを備えてい
る。尚、請求項記載のＤＳＶ計数手段は、上記アップダ
ウンカウンタ１８およびデジタルコンパレータ１９によ
り構成されている。

【００５５】上記データ再生装置の動作について説明す
る。アップダウンカウンタ１８は復号データＤ２を入力
して、Ｄ２の指定チャネルビット数前からのＤＳＶ値を
計数して、計数したＤＳＶ値をデジタルコンパレータ１
９に出力する。デジタルコンパレータ１９は、入力され
たＤＳＶ値と所定の基準値とを比較し、該ＤＳＶ値が所
定の範囲を逸脱した時にＤＳＶ異常信号を帰還量制御回
路１７に出力する。帰還量制御回路１７は、デジタルコ
ンパレータ１９からＤＳＶ異常信号を受信した時点で上
記所定チャネルビット数だけ前の時点、すなわち所定ク
ロック時間だけ前の値に帰還信号量を設定し直し、その
値を上記所定クロック時間だけ保持するように制御す
る。

【００５６】本実施の形態では、復号データの符号化方
式として（１，７）ＲＬＬ符号を仮定する。この場合、
ＤＳＶ値を計数する上記所定チャネルビット数を９、上
記所定の範囲を±７とすることによって、最長ラン長の
制約を超えている、即ち異常な帰還信号が帰還され始め
ているということが容易に判断できる。

【００５７】図１２に帰還量制御回路１７の詳細な構成
図を示す。ＬＰＦ１０から入力される帰還信号が８ビッ
トのデジタルデータであるとすると、図１２に示すよう
に、上記帰還量制御回路１７は、９個の８ビットシフト
レジスタ１７ａないし１７ｉと、出力切換器１７ｊとか
ら構成される。ＬＰＦ１０からの帰還信号は、ビット毎
にシフトレジスタ１７ａないし１７ｉに振り分けて記憶
される。帰還信号が１クロック分記憶される度に、シフ
トレジスタのデータは次のシフトレジスタにシフトされ
るので、これにより８クロック前までのデータが記憶さ
れることになる（シフトレジスタ１７ａに最も新しいデ
ータが、シフトレジスタ１７ｉに最も古い８ビット前の
データが記憶される）。

【００５８】出力切換器１７ｊは、通常はシフトレジス
タ１７ａに記憶される最も新しいデータを、スイッチ１
７ｋを介して加算器１１に出力する（スイッチ１７ｋは
図１２のａ側）が、デジタルコンパレータ１９からＤＳ
Ｖ異常信号が入力されると、その時点よりシフトレジス
タ１７ｉに記憶された最も古いデータを加算器１１へ出
力するようにスイッチ１７ｋをｂ側に切り換える。更に
後者の場合、ＤＳＶ異常信号が入力されてから９クロッ
ク時間の期間、シフトレジスタ１７ｈからシフトレジス
タ１７ｉにデータがシフトされないようにスイッチ１７
ｌ…を制御することで、最も古いデータが９クロック時
間の期間だけ保持されて加算器１１に出力される。９ク
ロック時間保持した後は、再びシフトレジスタ１７ａの
データが加算器１１に出力され、かつシフトレジスタ１
７ｈからシフトレジスタ１７ｉにデータがシフトされる
ように、スイッチ１７ｋおよびスイッチ１７ｌの切り換
えを行う。

【００５９】次に具体例を示す。図１３は本実施の形態
において低域成分を補償されてデジタル等化器７へ入力
される信号を示す。ｔ２の時点でノイズなどの原因によ
り帰還信号が異常になり、適正値よりも大きな信号が帰
還されている。やがて実測サンプル値が期待値からずれ
ていき、ビタビ復号器の出力が１に偏るようになると、
アップダウンカウンタ１８で計数される９チャネルビッ
ト分のＤＳＶ値はしだいに大きくなる。そして、ｔ３の
時点で上記ＤＳＶ値が所定の範囲７を超えると、信号量
制御回路１７はＬＰＦ１０の出力信号量を９クロック前
の値に戻すので、帰還量が歯止めなく大きくなる前に適
正な量に戻ることになる。

【００６０】以上のように、本実施の形態に係るデータ
再生装置は、外乱などの原因で帰還信号が異常状態にな
った場合においても、復号データのＤＳＶ値の変化から
該異常状態を検出することができ、該検出に基づいて、
帰還量が歯止めなく大きくなる前に適正な量に戻して異
常状態からの復帰を実現することができる。

【００６１】尚、本実施の形態に係るデータ再生装置が
出力する帰還用データは、１種類のパス長に対応してい
るが、実施の形態２に示すように、帰還用データとして
２種類以上のパス長に対応して帰還用データを出力する
構成としてもよい。

【００６２】（実施の形態４）本発明の他の実施の一形
態を図１４を用いて説明する。

【００６３】上記実施の形態３に係るデータ再生装置
は、復号データＤ２のＤＳＶ値の変化から帰還信号が異
常状態にあることを検出して、帰還量制御回路１７によ
ってＬＰＦ１０の出力信号量を制御しているが、本実施
の形態に係るデータ再生装置は、アップダウンカウンタ
１８とデジタルコンパレータ１９の代わりに、復号デー
タＤ２が符号化方式のパターンに合致しているか否かを
逐次監視する符号パターン監視手段を備え、復号データ
Ｄ２が符号パターンに合致しなくなった時点で帰還信号
が異常状態にあると判断して、ＬＰＦ１０の出力信号量
を異常状態前の値に戻すようにしている。

【００６４】この場合のデータ再生装置の一部の構成を
図１４に示す。光ディスク１からＡ／Ｄ変換器６までの
構成は実施の形態１に係るデータ再生装置と同様である
ので省略している。図１４において、加算器１１、デジ
タル等化器７、ビタビ復号器８、ＬＰＦ回路１０、およ
び帰還量制御回路１７も実施の形態１に係るデータ再生
装置と同様の構成である。本実施の形態に係るデータ再
生装置は、これに加えて、（１，７）ＲＬＬで符号化さ
れたデータを復号する符号パターン監視手段としての
（１，７）ＲＬＬ復号器２０を有している。

【００６５】上記（１，７）ＲＬＬ復号器２０は、ビタ
ビ復号器８から出力される復号データＤ２を入力して、
これを（１，７）ＲＬＬ復号し、復号できない、即ち符
号パターンに合致しないパターンが入力された時点で再
生信号が異常状態にあると判断して、符号化則逸脱信号
を出力する。符号化則逸脱信号を受信した時の帰還量制
御回路１７の動作は、上記実施の形態３に係るデータ再
生装置の帰還量制御回路１７において、ＤＳＶ異常信号
を受信した時の動作と同様である。

【００６６】以上のように、本実施の形態に係るデータ
再生装置は、外乱などの原因で帰還信号が異常状態にな
った場合においても、復号データが符号化方式のパター
ンに合致しなくなることから該異常状態を検出すること
ができ、この検出に基づいて、帰還量が歯止めなく大き
くなる前に適正な量に戻して異常状態からの復帰を実現
することができる。

【００６７】尚、本実施の形態に係るデータ再生装置が
出力する帰還用データは、１種類のパス長に対応してい
るが、実施の形態２に示すように、帰還用データとして
２種類以上のパス長に対応して帰還用データを出力する
構成としてもよい。

【００６８】また、上記各実施の形態においては、帰還
信号の生成、加算にそれぞれデジタルＬＰＦ、デジタル
加算器を使用したが、ビタビ復号器の出力をＤ／Ａ変換
した上で、それぞれアナログＬＰＦ、アナログ加算器を
使用してもよい。

【００６９】更に、上記各実施の形態においては、ＰＲ
ＭＬ検出方式としてＰＲ（１，２，１）ＭＬを用いて実
施した例で説明したが、これに限定されるものではな
く、他のＰＲＭＬ検出方式を用いても本発明の効果が得
られることは明白である。

【００７０】更に、上記各実施の形態においては、光デ
ィスク再生装置に適用した場合について説明したが、直
流成分の伝送が不可能な通信系や磁気記録再生系に適用
しても本発明の効果が得られることは明白である。

【００７１】

【発明の効果】請求項１の発明のデータ再生装置は、以
上のように、再生信号の低域成分をカットする第１のフ
ィルタ手段と、上記第１のフィルタ手段とは逆の周波数
特性を有し、ビタビ復号手段から出力される帰還用デー
タから、上記第１のフィルタ手段によりカットされた再
生信号の低域成分を抽出する第２のフィルタ手段と、上
記第１のフィルタ手段より出力される信号と、第２のフ
ィルタ手段より出力される信号とを加算して得られる信
号をビタビ復号すると共に、復号データと帰還用データ
とを出力するビタビ復号手段とを備え、上記ビタビ復号
手段は、復号データを出力するパス長より短いパス長で
帰還用データを出力する構成である。

【００７２】それゆえ、上記ビタビ復号手段は、復号デ
ータとは別に、第１のフィルタ手段によってカットされ
たデータの低域成分を補償するための帰還用データを出
力し、帰還用データを出力するパス長が復号データを出
力するパス長よりも短い構成とすることによって、本来
のＰＲＭＬ検出の能力を損なわずに復号データの良好な
エラーレートを実現しながら、同時に帰還信号の入力再
生信号に対する遅延時間を短くして正確な低減補償を行
うことができるという効果を奏する。

【００７３】請求項２の発明のデータ再生装置は、以上
のように、請求項１の構成に加えて、上記ビタビ復号手
段から上記帰還用データを出力するパス長を上記再生信
号の符号化方式に応じて変化させるパス長制御手段を備
えている構成である。

【００７４】それゆえ、請求項１の構成による効果に加
えて、復号データの符号化方式によって帰還用データを
出力するパス長を変化させることによって、各符号化方
式に合わせて遅延時間を適切な長さとすることができる
ため、より正確に低域成分の補償をすることができると
いう効果を奏する。

【００７５】請求項３の発明のデータ再生装置は、以上
のように、請求項１または２の構成に加えて、上記復号
データのＤＳＶ値を逐次求め、該ＤＳＶ値が予め設定さ
れた所定値を超えた時に、これを検出するＤＳＶ計数手
段と、上記第２のフィルタ手段の出力信号量を制御する
信号量制御手段とを備え、上記信号量制御手段は、上記
ＤＳＶ計数手段がＤＳＶ値が所定値を超えたことを検出
した時点で、第２のフィルタ手段の出力信号量を変化さ
せる構成である。

【００７６】それゆえ、請求項１または２の構成による
効果に加えて、外乱などの原因で帰還信号が異常状態に
なった場合に、復号データのＤＳＶの変化から該異常状
態を検出することによって、帰還量が歯止めなく大きく
なる前に適正な量に戻して異常状態からの復帰を実現す
ることができるという効果を奏する。

【００７７】請求項４の発明のデータ再生装置は、以上
のように、請求項１または２の構成に加えて、上記復号
データが符号化方式のパターンに合致しているかを逐次
監視し、該復号データが符号化方式のパターンに合致し
なかった時に、これを検出する符号パターン監視手段
と、上記第２のフィルタ手段の出力信号量を制御する信
号量制御手段とを備え、上記信号量制御手段は、上記符
号パターン監視手段が復号データが符号化方式のパター
ンに合致しなかったことを検出した時点で、第２のフィ
ルタ手段の出力信号量を変化させる構成である。

【００７８】それゆえ、請求項１または２の構成による
効果に加えて、外乱などの原因で帰還信号が異常状態に
なった場合に、復号データが符号化方式のパターンに合
致しなくなることから該異常状態を検出することによっ
て、帰還量が歯止めなく大きくなる前に適正な量に戻し
て異常状態からの復帰を実現することができるという効
果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、データ
再生装置の構成を示すブロック図である。

【図２】上記データ再生装置のビタビ復号器の構成を示
すブロック図である。

【図３】上記ビタビ復号器のＡＣＳ回路部の構成を示す
回路図である。

【図４】上記ビタビ復号器のデータ復号部の構成を示す
回路図である。

【図５】１ビットの孤立再生波形をＰＲ（１，２，１）
特性に等化した波形を示す説明図である。

【図６】ＰＲ（１，２，１）特性に等化した各マークの
再生波形のアイパターンを示す説明図である。

【図７】ＰＲ（１，２，１）ＭＬ検出方式におけるビタ
ビ復号器の動作を表すトレリス線図である。

【図８】図１に示すデータ再生装置の動作における各信
号波形を示すタイミングチャートである。

【図９】本発明の他の実施形態を示すデータ再生装置の
構成の一部を示すブロック図である。

【図１０】上記データ再生装置のデータ復号部の構成を
示す回路図である。

【図１１】本発明のさらに他の実施形態を示すデータ再
生装置の構成の一部を示すブロック図である。

【図１２】上記データ再生装置の帰還量制御回路の構成
を示す回路図である。

【図１３】上記データ再生装置の動作における加算器の
出力信号波形を示す説明図である。

【図１４】本発明のさらに他の実施形態を示すデータ再
生装置の構成の一部を示すブロック図である。

【図１５】従来のデータ再生装置の構成を示すブロック
図である。

【図１６】量子化帰還法を適用した従来のデータ再生装
置の構成を示すブロック図である。

【図１７】量子化帰還法を適用した従来のデータ再生装
置の動作における各信号波形を示すタイミングチャート
である。

【符号の説明】

４ＨＰＦ回路（第１のフィルタ手段）７デジタル等化器８ビタビ復号器（ビタビ復号手段）１０ＬＰＦ回路（第２のフィルタ手段）１５スイッチ回路（パス長制御手段）１６プロセッサ（パス長制御手段）１７帰還量制御回路（信号量制御手段）１８アップダウンカウンタ（ＤＳＶ計数手段）１９デジタルコンパレータ（ＤＳＶ計数手段）２０（１，７）ＲＬＬ復号器（符号パターン監視手
段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０３Ｍ 13/12 Ｈ０３Ｍ 13/12 Ｈ０４Ｌ 25/497 Ｈ０４Ｌ 25/497

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＰＲＭＬ方式により、再生信号をパーシャ
ルレスポンス波形等化した後、ビタビ復号によって最尤
復号するデータ再生装置において、再生信号の低域成分をカットする第１のフィルタ手段
と、上記第１のフィルタ手段とは逆の周波数特性を有し、ビ
タビ復号手段から出力される帰還用データから、上記第
１のフィルタ手段によりカットされた再生信号の低域成
分を抽出する第２のフィルタ手段と、上記第１のフィルタ手段より出力される信号と、第２の
フィルタ手段より出力される信号とを加算して得られる
信号をビタビ復号すると共に、復号データと帰還用デー
タとを出力するビタビ復号手段とを備え、上記ビタビ復号手段は、復号データを出力するパス長よ
り短いパス長で帰還用データを出力することを特徴とす
るデータ再生装置。
【請求項２】上記ビタビ復号手段から上記帰還用データ
を出力するパス長を上記再生信号の符号化方式に応じて
変化させるパス長制御手段を備えていることを特徴とす
る請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項３】上記復号データのＤＳＶ（Digital Sum Va
riation)値を逐次求め、該ＤＳＶ値が予め設定された所
定値を超えた時に、これを検出するＤＳＶ計数手段と、上記第２のフィルタ手段の出力信号量を制御する信号量
制御手段とを備え、上記信号量制御手段は、上記ＤＳＶ計数手段がＤＳＶ値
が所定値を超えたことを検出した時点で、第２のフィル
タ手段の出力信号量を変化させることを特徴とする請求
項１または２記載のデータ再生装置。
【請求項４】上記復号データが符号化方式のパターンに
合致しているかを逐次監視し、該復号データが符号化方
式のパターンに合致しなかった時に、これを検出する符
号パターン監視手段と、上記第２のフィルタ手段の出力信号量を制御する信号量
制御手段とを備え、上記信号量制御手段は、上記符号パターン監視手段が復
号データが符号化方式のパターンに合致しなかったこと
を検出した時点で、第２のフィルタ手段の出力信号量を
変化させることを特徴とする請求項１または２記載のデ
ータ再生装置。