JPH06133409A - 電動車両の制御装置 - Google Patents
電動車両の制御装置Info
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- JPH06133409A JPH06133409A JP4302972A JP30297292A JPH06133409A JP H06133409 A JPH06133409 A JP H06133409A JP 4302972 A JP4302972 A JP 4302972A JP 30297292 A JP30297292 A JP 30297292A JP H06133409 A JPH06133409 A JP H06133409A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 永久磁石同期モータの回転を変速装置を介し
て駆動輪に伝達する一方、前記モータを所定回転速度以
上で弱め界磁制御する場合に、車両の特に部分負荷運転
時におけるモータ能力を十分に活用して車両としての動
力性能の向上を図り、同時に効率の向上も可能にする。 【構成】 弱め界磁の強さを決める界磁電流指令のモー
タ回転速度に対する増加率を、部分負荷運転時に、モー
タ出力を一定にするための界磁電流指令の増加率よりも
小さく設定した。ここに弱め界磁特性を変える走行条件
としては、トルクを決めるｑ軸電流ｉq の大きさ、スロ
ットルグリップの開度θTH等を用いることができる。
て駆動輪に伝達する一方、前記モータを所定回転速度以
上で弱め界磁制御する場合に、車両の特に部分負荷運転
時におけるモータ能力を十分に活用して車両としての動
力性能の向上を図り、同時に効率の向上も可能にする。 【構成】 弱め界磁の強さを決める界磁電流指令のモー
タ回転速度に対する増加率を、部分負荷運転時に、モー
タ出力を一定にするための界磁電流指令の増加率よりも
小さく設定した。ここに弱め界磁特性を変える走行条件
としては、トルクを決めるｑ軸電流ｉq の大きさ、スロ
ットルグリップの開度θTH等を用いることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、永久磁石同期モータを
その所定回転速度以上で弱め界磁制御するようにした電
動車両の制御装置に関するものである。
その所定回転速度以上で弱め界磁制御するようにした電
動車両の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石同期モータをスクータなどの小
型車両の駆動に用いることが考えられている。この種の
モータは、従来一定速度を要求される分野に主として用
いられていたが、最近ではパワーエレクトロニクスの発
達と共に広く可変運転を要求する分野にも使用されるよ
うになっている。
型車両の駆動に用いることが考えられている。この種の
モータは、従来一定速度を要求される分野に主として用
いられていたが、最近ではパワーエレクトロニクスの発
達と共に広く可変運転を要求する分野にも使用されるよ
うになっている。
【０００３】 ここで用いるモータはロータ表面
に永久磁石を取付け、固定側に電機子を設けた界磁回転
形であり、ベクトル制御が行われる。このベクトル制御
によれば電機子のｄ軸電流（ｉd ）により界磁の制御が
可能になり、特に高速域における弱め界磁制御によりモ
ータの回転速度域を拡大させることが可能になる。以下
その原理を説明する。
に永久磁石を取付け、固定側に電機子を設けた界磁回転
形であり、ベクトル制御が行われる。このベクトル制御
によれば電機子のｄ軸電流（ｉd ）により界磁の制御が
可能になり、特に高速域における弱め界磁制御によりモ
ータの回転速度域を拡大させることが可能になる。以下
その原理を説明する。
【０００４】
【原理】（１）モータの電圧方程式 空隙磁束に同期して回転する同期回転座標（ｄ−ｑ座
標）で表したモータの電圧方程式およびトルクは、１
式、２式で与えられる。
標）で表したモータの電圧方程式およびトルクは、１
式、２式で与えられる。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、モータはロータ表面に磁石を取り
付けたタイプであり、円筒機と見なせるから、ｄ，ｑ軸
のインダクタンスは等しくなり、Ｌd ＝Ｌq ＝Ｌとする
と電圧方程式、トルクは次式で表される。
付けたタイプであり、円筒機と見なせるから、ｄ，ｑ軸
のインダクタンスは等しくなり、Ｌd ＝Ｌq ＝Ｌとする
と電圧方程式、トルクは次式で表される。
【０００７】
【数２】
【０００８】（２）ｄ軸電流の制御 ３、４式より、円筒機の場合にはｄ軸電流ｉd はトルク
に関与せず、ｑ軸電流ｉq のみでトルクが決まることが
解る。このため、ｉd ＝０に制御することにより、誘起
電圧（ｅ0 ＝ｎｗλ）と同相の電流を流して高力率な制
御を行うことができる。
に関与せず、ｑ軸電流ｉq のみでトルクが決まることが
解る。このため、ｉd ＝０に制御することにより、誘起
電圧（ｅ0 ＝ｎｗλ）と同相の電流を流して高力率な制
御を行うことができる。
【０００９】しかし、この方式では回転数に比例して誘
起電圧ｅ0 が上昇するため、モータの最大回転数はイン
バータ出力電圧の限界で制限される。
起電圧ｅ0 が上昇するため、モータの最大回転数はイン
バータ出力電圧の限界で制限される。
【００１０】ここで、比較的高い回転数の定常状態を考
えると、Ｒ≪ｎｗＬ，ｐ＝０であるから３式よりｖd ，
ｖq は５式で表され、端子電圧ｖ１は６式となる。
えると、Ｒ≪ｎｗＬ，ｐ＝０であるから３式よりｖd ，
ｖq は５式で表され、端子電圧ｖ１は６式となる。
【００１１】
【数３】
【００１２】以上５、６式より、ｄ軸電流（ｉd ）を制
御することで、端子電圧ｖ１をコントロールできる。す
なわち、等価的な界磁の制御が可能となり、ｉd を負と
すれば弱め界磁、正とすれば強め界磁となる。
御することで、端子電圧ｖ１をコントロールできる。す
なわち、等価的な界磁の制御が可能となり、ｉd を負と
すれば弱め界磁、正とすれば強め界磁となる。
【００１３】このとき、トルクは４式よりｉd に依存し
ないため、ｉq を一定に保てばトルクを変化せずにｖ１
のみを制御できる。
ないため、ｉq を一定に保てばトルクを変化せずにｖ１
のみを制御できる。
【００１４】電気自動車の様に低速域では大きな加速ト
ルクが必要であるが、高速域では比較的必要トルクが小
さい場合には、低速域ではｉd ＝０制御を行い、高速域
ではｉd を増加し弱め界磁を行ない、モータ端子電圧の
増加を抑えることにより運転速度範囲を高速側へ拡張す
る制御が有効である。
ルクが必要であるが、高速域では比較的必要トルクが小
さい場合には、低速域ではｉd ＝０制御を行い、高速域
ではｉd を増加し弱め界磁を行ない、モータ端子電圧の
増加を抑えることにより運転速度範囲を高速側へ拡張す
る制御が有効である。
【００１５】
【従来の技術の問題点】ここに従来は、弱め界磁制御に
用いるｉd の制御特性を、所定の回転速度Ｎ0から回転
速度Ｎの増加に対して直線的に増加する直線としていた
（図４の実線Ａ参照）。すなわちｉd の回転速度Ｎに対
する増加率を正の一定値にしていた。従ってこの場合の
トルクＴ特性および出力Ｐ特性は図５にＴ0A、Ｐ0Aで示
すようになる。なお前記の所定の回転速度Ｎ0 は、図５
に示すようにインバータの出力電圧の限界によりトルク
Ｔが減少し始める回転速度Ｎ0 に設定される。またこの
直線Ａの傾きは出力Ｐが拡大となるように設定される。
用いるｉd の制御特性を、所定の回転速度Ｎ0から回転
速度Ｎの増加に対して直線的に増加する直線としていた
（図４の実線Ａ参照）。すなわちｉd の回転速度Ｎに対
する増加率を正の一定値にしていた。従ってこの場合の
トルクＴ特性および出力Ｐ特性は図５にＴ0A、Ｐ0Aで示
すようになる。なお前記の所定の回転速度Ｎ0 は、図５
に示すようにインバータの出力電圧の限界によりトルク
Ｔが減少し始める回転速度Ｎ0 に設定される。またこの
直線Ａの傾きは出力Ｐが拡大となるように設定される。
【００１６】ここに図５の特性Ｔ0A、Ｐ0Aは全負荷運転
時を示すものである。しかし電動車両においては、急加
速時や登坂時などの特別な場合を除き、大部分の走行状
態では部分負荷で運転することになる。従ってこの部分
負荷運転時には電機子のｄ軸電流ｉd はスロットルグリ
ップの回動量等に連動させて減少される。図５のＴ1、
Ｔ2 はこの場合を示す。この時の出力ＰはＰ1A、Ｐ2Aで
示す。
時を示すものである。しかし電動車両においては、急加
速時や登坂時などの特別な場合を除き、大部分の走行状
態では部分負荷で運転することになる。従ってこの部分
負荷運転時には電機子のｄ軸電流ｉd はスロットルグリ
ップの回動量等に連動させて減少される。図５のＴ1、
Ｔ2 はこの場合を示す。この時の出力ＰはＰ1A、Ｐ2Aで
示す。
【００１７】このように従来の弱め界磁特性は、図４に
実線Ａで示すように全負荷運転時の出力Ｐ0Aが最大とな
るように設定され、部分負荷時にもこの特性が用いられ
ていた。一方、部分負荷時にはトルクＴを決めるｑ軸電
流ｉq が全負荷時に比べて小さく、端子電圧Ｖl も全負
荷時に比べて小さい（６式参照）。このため部分負荷時
にはインバータ出力電圧に余裕が残っているにもかかわ
らず全負荷運転時の最大回転速度の制約を受け、モータ
の能力を最大限に活用できないという問題があった。
実線Ａで示すように全負荷運転時の出力Ｐ0Aが最大とな
るように設定され、部分負荷時にもこの特性が用いられ
ていた。一方、部分負荷時にはトルクＴを決めるｑ軸電
流ｉq が全負荷時に比べて小さく、端子電圧Ｖl も全負
荷時に比べて小さい（６式参照）。このため部分負荷時
にはインバータ出力電圧に余裕が残っているにもかかわ
らず全負荷運転時の最大回転速度の制約を受け、モータ
の能力を最大限に活用できないという問題があった。
【００１８】
【発明の目的】本発明はこのような事情に鑑みなされた
ものであり、変速装置を有する車両において、車両の特
に部分負荷運転時に弱め界磁制御が作動する場合にモー
タ能力を十分に活用して車両としての動力性能の向上を
図り、同時に効率の向上も可能になる電動車両の制御装
置を提供することを目的とする。
ものであり、変速装置を有する車両において、車両の特
に部分負荷運転時に弱め界磁制御が作動する場合にモー
タ能力を十分に活用して車両としての動力性能の向上を
図り、同時に効率の向上も可能になる電動車両の制御装
置を提供することを目的とする。
【００１９】
【発明の構成】本発明によればこの目的は、永久磁石同
期モータの回転を変速装置を介して駆動輪に伝達する一
方、前記モータは所定回転速度以上で弱め界磁制御され
る電動車両において、前記弱め界磁の強さを決める界磁
電流指令のモータ回転速度に対する増加率を、部分負荷
運転時に、モータ出力を一定にするための前記界磁電流
指令の増加率よりも小さく設定したことを特徴とする電
動車両の制御装置により達成される。
期モータの回転を変速装置を介して駆動輪に伝達する一
方、前記モータは所定回転速度以上で弱め界磁制御され
る電動車両において、前記弱め界磁の強さを決める界磁
電流指令のモータ回転速度に対する増加率を、部分負荷
運転時に、モータ出力を一定にするための前記界磁電流
指令の増加率よりも小さく設定したことを特徴とする電
動車両の制御装置により達成される。
【００２０】ここに弱め界磁特性を変える走行条件とし
ては、トルクを決めるｑ軸電流ｉqの大きさ、スロット
ルグリップの開度θTH等を用いることができる。
ては、トルクを決めるｑ軸電流ｉqの大きさ、スロット
ルグリップの開度θTH等を用いることができる。
【００２１】
【実施例】図１は本発明の一実施例のブロック図、図２
はそのベクトル制御部分の機能ブロック図、図３はこれ
が適用される電動スクータの側面図、図４は弱め界磁制
御特性図、図５はモータのトルクおよび出力の特性図で
ある。
はそのベクトル制御部分の機能ブロック図、図３はこれ
が適用される電動スクータの側面図、図４は弱め界磁制
御特性図、図５はモータのトルクおよび出力の特性図で
ある。
【００２２】図３において符号１０は動力ユニットであ
り、永久磁石同期モータ１２と伝動ケース１４とを一体
とし、伝動ケース１４の後端に駆動後輪１６を保持した
ものである。この伝動ユニット１０はその前部が車体フ
レーム１８に上下揺動自在に軸支され、伝動ケース１４
の後部は緩衝器２０により弾性支持されている。伝動ケ
ース１４内にはＶベルト無段変速機２２が内蔵され、モ
ータ１２の回転出力は走行負荷に応じて減速比が自動変
化する変速機２２を介して後輪１６に伝えられる。
り、永久磁石同期モータ１２と伝動ケース１４とを一体
とし、伝動ケース１４の後端に駆動後輪１６を保持した
ものである。この伝動ユニット１０はその前部が車体フ
レーム１８に上下揺動自在に軸支され、伝動ケース１４
の後部は緩衝器２０により弾性支持されている。伝動ケ
ース１４内にはＶベルト無段変速機２２が内蔵され、モ
ータ１２の回転出力は走行負荷に応じて減速比が自動変
化する変速機２２を介して後輪１６に伝えられる。
【００２３】２４は運転シート、２６はこの運転シート
２４の下方に配設された制御装置、２８は足置台の下に
収容された蓄電池である。３０は前輪、３２は操向ハン
ドルである。この操向ハンドル３２の一方のグリップに
はスロットルレバーあるいはスロットルグリップが組込
まれている。
２４の下方に配設された制御装置、２８は足置台の下に
収容された蓄電池である。３０は前輪、３２は操向ハン
ドルである。この操向ハンドル３２の一方のグリップに
はスロットルレバーあるいはスロットルグリップが組込
まれている。
【００２４】モータ１２は永久磁石を固着したロータを
持ち、このロータの回転はロータリーエンコーダ５０
（図１）により検出される。このエンコーダ５０の出力
信号は、インターフェース５２により二進信号に変換さ
れ、この二進信号はＲＯＭ５４に記憶した変換表に基づ
いて回転角θに変換される。またこの二進信号はＦ／Ｖ
変換器（周波数・電圧変換器）５６により回転速度に比
例した電圧Ｖに変換される。この電圧Ｖはモータ１２の
回転速度Ｎを示すことになる。
持ち、このロータの回転はロータリーエンコーダ５０
（図１）により検出される。このエンコーダ５０の出力
信号は、インターフェース５２により二進信号に変換さ
れ、この二進信号はＲＯＭ５４に記憶した変換表に基づ
いて回転角θに変換される。またこの二進信号はＦ／Ｖ
変換器（周波数・電圧変換器）５６により回転速度に比
例した電圧Ｖに変換される。この電圧Ｖはモータ１２の
回転速度Ｎを示すことになる。
【００２５】モータ１２は固定側に３相電機子巻線を持
ち、３つの電機子巻線のうち２つの相の相電流ｉu 、ｉ
w が検出され、さらにＡ／Ｄコンバータ５８によってデ
ジタル信号にされて３相２相変換器６０に入力される。
ち、３つの電機子巻線のうち２つの相の相電流ｉu 、ｉ
w が検出され、さらにＡ／Ｄコンバータ５８によってデ
ジタル信号にされて３相２相変換器６０に入力される。
【００２６】３相電機子電流ｉu 、ｉv 、ｉw で示され
る合成電流は固定子座標系である３相交流座標（ｕ、
ｖ、ｗ）から観察しているので角速度ｗ（＝ｄθ／ｄ
ｔ）で回転するベクトルである。これを公知のテンソル
解析法に従って２軸へ変換して、静止する２相交流座標
（α−β）系のα−β軸上の値とし、さらに回転子上に
固定された直交座標系のｄ−ｑ軸上に変換して計算を行
う。このｄ−ｑ軸上では電流を直流として扱うことがで
き、計算が単純になるからである。以上の変換を前記３
相２相変換器６０は行うものであり、その変換式は図２
に示す通りである。変換の結果ｄ軸成分ｉd すなわち磁
束電流ｉd と、ｑ軸成分ｉq すなわちトルク電流ｉq と
が電流アンプ６２にフィードバックされる。
る合成電流は固定子座標系である３相交流座標（ｕ、
ｖ、ｗ）から観察しているので角速度ｗ（＝ｄθ／ｄ
ｔ）で回転するベクトルである。これを公知のテンソル
解析法に従って２軸へ変換して、静止する２相交流座標
（α−β）系のα−β軸上の値とし、さらに回転子上に
固定された直交座標系のｄ−ｑ軸上に変換して計算を行
う。このｄ−ｑ軸上では電流を直流として扱うことがで
き、計算が単純になるからである。以上の変換を前記３
相２相変換器６０は行うものであり、その変換式は図２
に示す通りである。変換の結果ｄ軸成分ｉd すなわち磁
束電流ｉd と、ｑ軸成分ｉq すなわちトルク電流ｉq と
が電流アンプ６２にフィードバックされる。
【００２７】電流アンプ６２はトルク指令ｉq *および界
磁電流指令ｉd *に基づき、ｄ軸電圧指令Ｖd *およびｑ軸
電圧指令Ｖq *を求めるものである。この演算は図２に示
す式に基づいて行われる。この図２の電流アンプ６２に
示す式でＫP 、ＫI は比例ゲインと積分ゲインを示す。
磁電流指令ｉd *に基づき、ｄ軸電圧指令Ｖd *およびｑ軸
電圧指令Ｖq *を求めるものである。この演算は図２に示
す式に基づいて行われる。この図２の電流アンプ６２に
示す式でＫP 、ＫI は比例ゲインと積分ゲインを示す。
【００２８】このようにして求めたｄ軸電圧指令Ｖd *お
よびｑ軸電圧指令Ｖq *は、２相３相変換器６４において
３相交流座標系（ｕ、ｖ、ｗ）の各成分である各電圧指
令Ｖu *、Ｖv *、Ｖw *に変換される。そしてこれら各相の
電圧指令はパルス幅制御回路（ＰＷＭ）６６に入力され
る。
よびｑ軸電圧指令Ｖq *は、２相３相変換器６４において
３相交流座標系（ｕ、ｖ、ｗ）の各成分である各電圧指
令Ｖu *、Ｖv *、Ｖw *に変換される。そしてこれら各相の
電圧指令はパルス幅制御回路（ＰＷＭ）６６に入力され
る。
【００２９】ＰＷＭ６６では三角波出力回路６８が出力
する三角波と各電圧指令Ｖu *、Ｖv *、Ｖw *とが交叉する
タイミングを検出する。ゲート回路７０はこのタイミン
グに基づきゲート信号をインバータ７２に出力する。イ
ンバータ７２は蓄電池２８からモータの電機子巻線に加
えられる電圧を、このゲート信号による所定のオン・オ
フ時間比（デューティー比）で高速でオン・オフし、電
圧指令Ｖu *、Ｖv *、Ｖw *に対応する電機子電圧を印加す
る。なお図２に示す構成部分５８、６０、６２、６４、
６６は、１つのＩＣすなわちＡＳＩＣ（特定用途向けＩ
Ｃ）で形成するのが望ましい。
する三角波と各電圧指令Ｖu *、Ｖv *、Ｖw *とが交叉する
タイミングを検出する。ゲート回路７０はこのタイミン
グに基づきゲート信号をインバータ７２に出力する。イ
ンバータ７２は蓄電池２８からモータの電機子巻線に加
えられる電圧を、このゲート信号による所定のオン・オ
フ時間比（デューティー比）で高速でオン・オフし、電
圧指令Ｖu *、Ｖv *、Ｖw *に対応する電機子電圧を印加す
る。なお図２に示す構成部分５８、６０、６２、６４、
６６は、１つのＩＣすなわちＡＳＩＣ（特定用途向けＩ
Ｃ）で形成するのが望ましい。
【００３０】ここで前記電流アンプ６２に入力されるト
ルク指令ｉq *は例えばスロットルグリップの開度（回転
角）θTHに対応して変化する。また界磁電流指令ｉd *は
界磁指令生成回路７４から入力される。この界磁指令生
成回路７４は、図４に示すような弱め界磁制御特性を記
憶するメモリを内蔵し、回転速度Ｎと走行条件すなわち
負荷条件とによって変化する界磁電流指令ｉd *を出力す
るものである。
ルク指令ｉq *は例えばスロットルグリップの開度（回転
角）θTHに対応して変化する。また界磁電流指令ｉd *は
界磁指令生成回路７４から入力される。この界磁指令生
成回路７４は、図４に示すような弱め界磁制御特性を記
憶するメモリを内蔵し、回転速度Ｎと走行条件すなわち
負荷条件とによって変化する界磁電流指令ｉd *を出力す
るものである。
【００３１】この図４において、実線Ａは全負荷時例え
ばトルク電流ｉd が最大となるスロットルグリップの全
開時の特性を示し、インバータ出力電圧の制限が始まる
回転速度Ｎ0 から回転速度Ｎの増加と共に界磁電流指令
ｉd *を直線的に増加させ、モータ出力Ｐを最大に保つ。
また破線Ｂ、一点鎖線Ｃは負荷が例えば２／３、１／３
に減少した場合の特性を示す。このように負荷の減少に
応じて、傾きを小さくしたものである。
ばトルク電流ｉd が最大となるスロットルグリップの全
開時の特性を示し、インバータ出力電圧の制限が始まる
回転速度Ｎ0 から回転速度Ｎの増加と共に界磁電流指令
ｉd *を直線的に増加させ、モータ出力Ｐを最大に保つ。
また破線Ｂ、一点鎖線Ｃは負荷が例えば２／３、１／３
に減少した場合の特性を示す。このように負荷の減少に
応じて、傾きを小さくしたものである。
【００３２】このように弱め界磁制御の強さを決めるた
めの界磁電流指令ｉd *の傾きを負荷の減少に伴い小さく
すると、この時の出力Ｐは図５に実線で示すＰ1A、Ｐ2A
からＰ1B、Ｐ2Cのように減少する。しかしこのように部
分負荷では弱め界磁も減るのでモータの高速側の回転速
度範囲を広げることができる。従って変速装置２２の組
合せにより、部分負荷時においてもモータ１２の能力を
最大限に利用した運転が可能になる。また部分負荷運転
時には弱め界磁が弱くなるから、効率の向上が可能にな
る。
めの界磁電流指令ｉd *の傾きを負荷の減少に伴い小さく
すると、この時の出力Ｐは図５に実線で示すＰ1A、Ｐ2A
からＰ1B、Ｐ2Cのように減少する。しかしこのように部
分負荷では弱め界磁も減るのでモータの高速側の回転速
度範囲を広げることができる。従って変速装置２２の組
合せにより、部分負荷時においてもモータ１２の能力を
最大限に利用した運転が可能になる。また部分負荷運転
時には弱め界磁が弱くなるから、効率の向上が可能にな
る。
【００３３】以上の実施例では図４の弱め界磁制御特性
は全負荷および２／３、１／３負荷について示している
が、その間の全ての部分負荷に対してこの制御特性を連
続的に変化させてもよいし、不連続に変化させるように
してもよい。またこの実施例では負荷が減るのに伴って
図４の特性の傾きも減らしてゆくが、負荷と変速装置２
２の変速比など他の走行条件を示す情報との組合せによ
って傾きを変えるようにしてもよい。ここに用いる変速
装置は自動変速機に限定されるものではなく、手動また
は自動の多段変速機であってもよい。
は全負荷および２／３、１／３負荷について示している
が、その間の全ての部分負荷に対してこの制御特性を連
続的に変化させてもよいし、不連続に変化させるように
してもよい。またこの実施例では負荷が減るのに伴って
図４の特性の傾きも減らしてゆくが、負荷と変速装置２
２の変速比など他の走行条件を示す情報との組合せによ
って傾きを変えるようにしてもよい。ここに用いる変速
装置は自動変速機に限定されるものではなく、手動また
は自動の多段変速機であってもよい。
【００３４】
【発明の効果】本発明は以上のように、永久磁石同期モ
ータを用いた電動車両において、ベクトル制御を行うと
共に、弱め界磁の界磁電流指令（ｉd * ）の回転速度に
対する増加率を走行負荷の減少に応じて小さくするもの
であるから、特に部分負荷時のモータの高速側速度範囲
を拡大することができる。このため変速装置との組合せ
によりモータの能力を最大限に活用することができる。
また部分負荷での運転中に弱め界磁制御が弱くなるか
ら、弱め界磁による効率低下が少なくなり、特に部分負
荷運転が多い車両における効率の向上効果が大きい。
ータを用いた電動車両において、ベクトル制御を行うと
共に、弱め界磁の界磁電流指令（ｉd * ）の回転速度に
対する増加率を走行負荷の減少に応じて小さくするもの
であるから、特に部分負荷時のモータの高速側速度範囲
を拡大することができる。このため変速装置との組合せ
によりモータの能力を最大限に活用することができる。
また部分負荷での運転中に弱め界磁制御が弱くなるか
ら、弱め界磁による効率低下が少なくなり、特に部分負
荷運転が多い車両における効率の向上効果が大きい。
【図１】本発明の一実施例のブロック図
【図２】ベクトル制御の機能ブロック図
【図３】この実施例を適用した２輪スクータの側面図
【図４】弱め界磁制御特性図
【図５】トルクおよび出力の特性図
１２ 永久磁石同期モータ １６ 駆動後輪 ２２ 変速装置 ２６ 制御装置 ７４ 界磁指令生成回路
Claims (1)
- 【請求項１】 永久磁石同期モータの回転を変速装置を
介して駆動輪に伝達する一方、前記モータは所定回転速
度以上で弱め界磁制御される電動車両において、前記弱
め界磁の強さを決める界磁電流指令のモータ回転速度に
対する増加率を、部分負荷運転時に、モータ出力を一定
にするための前記界磁電流指令の増加率よりも小さく設
定したことを特徴とする電動車両の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4302972A JPH06133409A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | 電動車両の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4302972A JPH06133409A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | 電動車両の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06133409A true JPH06133409A (ja) | 1994-05-13 |
Family
ID=17915385
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4302972A Pending JPH06133409A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | 電動車両の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06133409A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7117968B2 (en) | 2002-10-15 | 2006-10-10 | Yamaha Hatsudoki Kabushiki Kaisha | Motor driven vehicle and method of sampling map data of the motor driven vehicle |
| WO2021039054A1 (ja) * | 2019-08-30 | 2021-03-04 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電動工具 |
-
1992
- 1992-10-15 JP JP4302972A patent/JPH06133409A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7117968B2 (en) | 2002-10-15 | 2006-10-10 | Yamaha Hatsudoki Kabushiki Kaisha | Motor driven vehicle and method of sampling map data of the motor driven vehicle |
| WO2021039054A1 (ja) * | 2019-08-30 | 2021-03-04 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電動工具 |
| US11981016B2 (en) | 2019-08-30 | 2024-05-14 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Electric tool |
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