JPH0611657Y2 - 単一電源回路用電子式大電流スイッチ - Google Patents
単一電源回路用電子式大電流スイッチInfo
- Publication number
- JPH0611657Y2 JPH0611657Y2 JP1988023699U JP2369988U JPH0611657Y2 JP H0611657 Y2 JPH0611657 Y2 JP H0611657Y2 JP 1988023699 U JP1988023699 U JP 1988023699U JP 2369988 U JP2369988 U JP 2369988U JP H0611657 Y2 JPH0611657 Y2 JP H0611657Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- power supply
- power
- voltage
- current
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本考案は、単一電源回路用電子式大電流スイッチ、特に
単一直流電源を使用する車両に利用するための電子式大
電流スイッチに関する。
単一直流電源を使用する車両に利用するための電子式大
電流スイッチに関する。
「従来の技術」 一般に車両の電気的負荷、即ち各種のランプ或はウイン
ドワイパー等に電源からの電力を供給するスイッチは、
機械的リレー・スイッチと電子式スイッチとに分類され
る。
ドワイパー等に電源からの電力を供給するスイッチは、
機械的リレー・スイッチと電子式スイッチとに分類され
る。
この内トランジスタをスイッチ素子として使用する一般
の電子式スイッチは普通２〜３Ａの電流を供給すること
ができるよう設計されている。このスイッチ・トランジ
スタは、パラメータや作動条件等の電気的特性によって
ベース電流が数１０〜数１００mAの範囲内に設定される
ため、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧がオン時に１Ｖ
〜２Ｖ程度である。
の電子式スイッチは普通２〜３Ａの電流を供給すること
ができるよう設計されている。このスイッチ・トランジ
スタは、パラメータや作動条件等の電気的特性によって
ベース電流が数１０〜数１００mAの範囲内に設定される
ため、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧がオン時に１Ｖ
〜２Ｖ程度である。
「考案が解決しようとする課題」 従来のリレー・スイッチは、外部からの振動や衝撃によ
り接点の接続状態が不安定になったり誤接が発生したり
する外、接点にほこり等の異物が付着したり、接点が湿
気等により腐食すると接点の接続が不良となる欠点があ
る。また、リレー接点によって大電流を断続する場合、
接点間に電気スパーク現象が発生し、接点の固着または
周辺の電子機器等に悪影響を及ぼす問題点がいまだに解
決されていない。
り接点の接続状態が不安定になったり誤接が発生したり
する外、接点にほこり等の異物が付着したり、接点が湿
気等により腐食すると接点の接続が不良となる欠点があ
る。また、リレー接点によって大電流を断続する場合、
接点間に電気スパーク現象が発生し、接点の固着または
周辺の電子機器等に悪影響を及ぼす問題点がいまだに解
決されていない。
一方、電子式スイッチを車両電源制御用として利用する
場合は、スイッチ用の電力トランジスタがＤＣ１２Ｖの
車両電源から負荷回路に流れる１０〜１５Ａの大電流を
断続させることになるので、この電力トランジスタは、
コレクタ・エミッタ間に消費する電力量が相対的に大き
くなって、電力トランジスタの内部に高熱が発生し、電
力トランジスタの劣化を促進することになる。従って一
般的な電子式スイッチは単一電源を使用する車両に利用
することは望ましくない。
場合は、スイッチ用の電力トランジスタがＤＣ１２Ｖの
車両電源から負荷回路に流れる１０〜１５Ａの大電流を
断続させることになるので、この電力トランジスタは、
コレクタ・エミッタ間に消費する電力量が相対的に大き
くなって、電力トランジスタの内部に高熱が発生し、電
力トランジスタの劣化を促進することになる。従って一
般的な電子式スイッチは単一電源を使用する車両に利用
することは望ましくない。
尚、前述した電子式スイッチの問題点を解消するために
は、電力トランジスタのベース電流を例えば１Ａ程度に
大きくして、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧を低くさ
せて、この電力トランジスタの消費電力をダウンさせる
方法が考えられるが、ベースとコレクタ側の電源端子と
の間に接続されたバイアス抵抗を通じて、大きなベース
電流が流れると同時にこの抵抗の両端間の電圧差が大き
いため、結局は抵抗によって消費される電力量が増加す
る。従って、バイアス抵抗は、寸法が大きい大電力用を
使用しなければならず、電子式スイッチの小型化が難し
くなり、電力損失の問題点を根本的に解決することがで
きない。
は、電力トランジスタのベース電流を例えば１Ａ程度に
大きくして、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧を低くさ
せて、この電力トランジスタの消費電力をダウンさせる
方法が考えられるが、ベースとコレクタ側の電源端子と
の間に接続されたバイアス抵抗を通じて、大きなベース
電流が流れると同時にこの抵抗の両端間の電圧差が大き
いため、結局は抵抗によって消費される電力量が増加す
る。従って、バイアス抵抗は、寸法が大きい大電力用を
使用しなければならず、電子式スイッチの小型化が難し
くなり、電力損失の問題点を根本的に解決することがで
きない。
例えば、２段ダーリントン接続させた電力トランジスタ
を使用した場合には、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧
が約１Ｖ程度である。この場合にも大電流を断続する電
力トランジスタの発熱現象の防止が不可能であり、発熱
温度によって電力トランジスタのパラメータが影響をう
ける。従って電力トランジスタから生ずる高熱を放熱す
るためにかなりの広がりを持つ放熱板の使用が必要であ
るが、放熱板だけではトランジスタから休みなく発生す
る高熱に対してはそれといった効果は期待できず、電力
トランジスタとしての本来の機能を発揮しえない場合が
発生すると同時に大きな放熱板の使用による小型化逆行
ともなる。
を使用した場合には、コレクタ・エミッタ間の飽和電圧
が約１Ｖ程度である。この場合にも大電流を断続する電
力トランジスタの発熱現象の防止が不可能であり、発熱
温度によって電力トランジスタのパラメータが影響をう
ける。従って電力トランジスタから生ずる高熱を放熱す
るためにかなりの広がりを持つ放熱板の使用が必要であ
るが、放熱板だけではトランジスタから休みなく発生す
る高熱に対してはそれといった効果は期待できず、電力
トランジスタとしての本来の機能を発揮しえない場合が
発生すると同時に大きな放熱板の使用による小型化逆行
ともなる。
上述のように単一電源を使用する車両において電気的負
荷回路に供給される駆動電源を制御するスイッチ素子と
しての電力トランジスタと一般的なバイアス回路からな
る電子式スイッチを使用する場合には、熱の損失が大き
くなるばかりでなく製品の小型化が不可能である。
荷回路に供給される駆動電源を制御するスイッチ素子と
しての電力トランジスタと一般的なバイアス回路からな
る電子式スイッチを使用する場合には、熱の損失が大き
くなるばかりでなく製品の小型化が不可能である。
「課題を解決するための手段」 本考案は前述のように電子式スイッチを車両に使用する
場合におこる問題点を解決するためのものであり、電源
電圧をより低い低電圧に変換する低電圧変換用ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを使用して、この低電圧を電力トランジス
タのベース・エミッタ間に供給して、この電力トランジ
スタが駆動電源の電力を電気的負荷回路に供給してい
る。
場合におこる問題点を解決するためのものであり、電源
電圧をより低い低電圧に変換する低電圧変換用ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを使用して、この低電圧を電力トランジス
タのベース・エミッタ間に供給して、この電力トランジ
スタが駆動電源の電力を電気的負荷回路に供給してい
る。
従って、本考案においては、電力トランジスタの電力損
失と、これに伴う熱発生を極少化させることができるよ
うに、低電圧変換用ＤＣ−ＤＣコンバータから出力され
る低電圧を電力トランジスタのベース・エミッタ間に供
給するが、そのベース電流を１Ａ程度に大きくし、この
電力トランジスタの飽和電圧を0.2Ｖ〜0.4Ｖに低く設定
されることになる。
失と、これに伴う熱発生を極少化させることができるよ
うに、低電圧変換用ＤＣ−ＤＣコンバータから出力され
る低電圧を電力トランジスタのベース・エミッタ間に供
給するが、そのベース電流を１Ａ程度に大きくし、この
電力トランジスタの飽和電圧を0.2Ｖ〜0.4Ｖに低く設定
されることになる。
「実施例」 第１図は、本考案の実施例の大電流スイッチを示したも
ので、電源ＢＴの電圧を低電圧に変換する公知のＤＣ−
ＤＣコンバータ１において、トランスＴの２次コイルＬ
2には整流ダイオードＤ2，Ｄ3及び平滑コンデンサＣ1が
連結されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力
する低電圧電源が電力トランジスタＴＲ3のベース・エ
ミッタ間に接続され、この電力トランジスタＴＲ3のエ
ミッタとコレクタとの間には電気的負荷回路２と電源Ｂ
Ｔとが直列連結されている。この電気的負荷回路２は車
両の場合ヘッドライト、方向指示灯並びに停止灯等の各
種車両ランプやウインドワイパー駆動モータなどがあり
うる。
ので、電源ＢＴの電圧を低電圧に変換する公知のＤＣ−
ＤＣコンバータ１において、トランスＴの２次コイルＬ
2には整流ダイオードＤ2，Ｄ3及び平滑コンデンサＣ1が
連結されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力
する低電圧電源が電力トランジスタＴＲ3のベース・エ
ミッタ間に接続され、この電力トランジスタＴＲ3のエ
ミッタとコレクタとの間には電気的負荷回路２と電源Ｂ
Ｔとが直列連結されている。この電気的負荷回路２は車
両の場合ヘッドライト、方向指示灯並びに停止灯等の各
種車両ランプやウインドワイパー駆動モータなどがあり
うる。
「作用」 本考案の実施例に利用されるＤＣ−ＤＣコンバータ１
は、コアの磁気飽和を利用した発振器で、トランスＴの
中のコアの磁化特性は磁界を強くすると磁束密度が高く
なり、磁束密度の飽和点では磁界を変換させても磁束密
度が変わらない特性を利用したものである。即ち、ロイ
ヤ式（Royer）ＤＣ−ＤＣコンバータ１において、トラ
ンスＴの１次コイルＬ1に連結された制御スイッチＳＷ
をオンさせると、車両バッテリ或は電源ＢＴからＤＣ１
２Ｖが供給され、駆動電流が抵抗Ｒ1及び制御コイルＬ
ａ及びＬａ′を通じて発振用トランジスタＴＲ1及びＴ
Ｒ2のベースに各々入力される。この際、各トランジス
タＴＲ1，ＴＲ2のパラメータ特性により、一方のトラン
ジスタが交互にオンされる。例えば、トランジスタＴＲ
1がターンオンされると、そのコレクタ電流が１次コイ
ルＬ1を通じて流れ、このトランジスタＴＲ1のベースに
連結された制御コイルLaには１次コイルＬ1で励起され
た電圧が増大することによってそのベース電流が漸次増
加しトランジスタＴＲ1は飽和状態となる。この時、１
次コイルＬ1に流れる電流に増加すると共にコアの磁束
密度が飽和点に達するが、飽和点では前述したように磁
界の変化がなくなり、制御コイルLaには電圧が励起され
ず、これによってトランジスタＴＲ1がターンオフされ
る。このトランジスタＴＲ1がターンオフされると、今
度はトランジスタＴＲ2がターンオン状態となり、前述
と同様の動作を繰り返して、各トランジスタＴＲ1，Ｔ
Ｒ2が交代にオン・オフ動作する発振作用をし、トラン
スＴの２次コイルＬ2にはＡＣ電圧が励起される。この
際、１次及び２次コイルＬ1，Ｌ2の巻線比を適当に設定
すれば、２次コイルＬ2に励起するＡＣ電圧を電力トラ
ンジスタＴＲ3のバイアス電圧として使用できる低電圧
になるよう設定することができる。
は、コアの磁気飽和を利用した発振器で、トランスＴの
中のコアの磁化特性は磁界を強くすると磁束密度が高く
なり、磁束密度の飽和点では磁界を変換させても磁束密
度が変わらない特性を利用したものである。即ち、ロイ
ヤ式（Royer）ＤＣ−ＤＣコンバータ１において、トラ
ンスＴの１次コイルＬ1に連結された制御スイッチＳＷ
をオンさせると、車両バッテリ或は電源ＢＴからＤＣ１
２Ｖが供給され、駆動電流が抵抗Ｒ1及び制御コイルＬ
ａ及びＬａ′を通じて発振用トランジスタＴＲ1及びＴ
Ｒ2のベースに各々入力される。この際、各トランジス
タＴＲ1，ＴＲ2のパラメータ特性により、一方のトラン
ジスタが交互にオンされる。例えば、トランジスタＴＲ
1がターンオンされると、そのコレクタ電流が１次コイ
ルＬ1を通じて流れ、このトランジスタＴＲ1のベースに
連結された制御コイルLaには１次コイルＬ1で励起され
た電圧が増大することによってそのベース電流が漸次増
加しトランジスタＴＲ1は飽和状態となる。この時、１
次コイルＬ1に流れる電流に増加すると共にコアの磁束
密度が飽和点に達するが、飽和点では前述したように磁
界の変化がなくなり、制御コイルLaには電圧が励起され
ず、これによってトランジスタＴＲ1がターンオフされ
る。このトランジスタＴＲ1がターンオフされると、今
度はトランジスタＴＲ2がターンオン状態となり、前述
と同様の動作を繰り返して、各トランジスタＴＲ1，Ｔ
Ｒ2が交代にオン・オフ動作する発振作用をし、トラン
スＴの２次コイルＬ2にはＡＣ電圧が励起される。この
際、１次及び２次コイルＬ1，Ｌ2の巻線比を適当に設定
すれば、２次コイルＬ2に励起するＡＣ電圧を電力トラ
ンジスタＴＲ3のバイアス電圧として使用できる低電圧
になるよう設定することができる。
このように励起された低電圧は、整流ダイオードＤ2及
びＤ3を通じて整流され、コンデンサＣ1によって平滑さ
れて、電力トランジスタＴＲ3のエミッタ・ベース間に
ベースバイアス電圧として入力され、これによって電力
トランジスタＴＲ3がターンオンされることによって電
源ＢＴが電気的負荷回路２に供給される。尚、整流ダイ
オードは、アノード・カソード間の電圧降下が低い例え
ばショットキ型が好ましい。
びＤ3を通じて整流され、コンデンサＣ1によって平滑さ
れて、電力トランジスタＴＲ3のエミッタ・ベース間に
ベースバイアス電圧として入力され、これによって電力
トランジスタＴＲ3がターンオンされることによって電
源ＢＴが電気的負荷回路２に供給される。尚、整流ダイ
オードは、アノード・カソード間の電圧降下が低い例え
ばショットキ型が好ましい。
本考案において、特にＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力
する低電圧電源によって電力トランジスタＴＲ3を駆動
させる時に、電力トランジスタＴＲ3は、ベース電流を
１Ａ程度に設定すると、コレクタ・エミッタ間の飽和電
圧を約0.3Ｖに低く設定することができるので、電力ト
ランジスタＴＲ3から発生する電力損失を極少化するこ
とができる。従って、電力トランジスタＴＲ3からの発
熱も極少化され、放熱板の設置が不要であるばかりでな
く消費電力容量の大きいバイアス抵抗の設置もまた不要
である。
する低電圧電源によって電力トランジスタＴＲ3を駆動
させる時に、電力トランジスタＴＲ3は、ベース電流を
１Ａ程度に設定すると、コレクタ・エミッタ間の飽和電
圧を約0.3Ｖに低く設定することができるので、電力ト
ランジスタＴＲ3から発生する電力損失を極少化するこ
とができる。従って、電力トランジスタＴＲ3からの発
熱も極少化され、放熱板の設置が不要であるばかりでな
く消費電力容量の大きいバイアス抵抗の設置もまた不要
である。
上述した状態下において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の中
の制御スイッチＳＷをオフさせると、このＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１の中のトランスＴの各１次コイルＬ1，Ｌ
ａ，Ｌａ′への電圧が遮断され、各トランジスタＴ
Ｒ1，ＴＲ2がオフされて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の発
振作用が中断され、電力トランジスタＴＲ3にはベース
バイアス電圧が供給されず、電気的負荷回路２には電源
ＢＴからの電力が供給されない。
の制御スイッチＳＷをオフさせると、このＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１の中のトランスＴの各１次コイルＬ1，Ｌ
ａ，Ｌａ′への電圧が遮断され、各トランジスタＴ
Ｒ1，ＴＲ2がオフされて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の発
振作用が中断され、電力トランジスタＴＲ3にはベース
バイアス電圧が供給されず、電気的負荷回路２には電源
ＢＴからの電力が供給されない。
一方、本考案の実施例における制御スイッチＳＷは、電
気的負荷回路２の条件によつて其の他のスイッチング回
路への代替が可能であるが、例をあげれば制御スイッチ
ＳＷの代りに回転表示灯等の自動点滅回路又はワイパー
駆動モータの制御回路等の周期的スイッチング回路を連
結し使用することができる。
気的負荷回路２の条件によつて其の他のスイッチング回
路への代替が可能であるが、例をあげれば制御スイッチ
ＳＷの代りに回転表示灯等の自動点滅回路又はワイパー
駆動モータの制御回路等の周期的スイッチング回路を連
結し使用することができる。
第２図は、本考案の別の実施例を示したもので、第１図
の実施例と同一の機能をもつ素子の番号にはアポストロ
フィーを付けている。この実施例においては、リンギン
グ・チョーク式（Ringing Chock）コンバータ１１を使
用しており、このリンギング・チョーク式コンバータ１
１もまた前述のＤＣ−ＤＣコンバータ１と同じようにコ
アの磁束密度の飽和点においては磁界を変えても磁束密
度が一定である自己飽和特性を利用したものである。即
ち、制御スイッチＳＷ′をオンさせると電源ＢＴからの
駆動電源がトランスＴ′の１次コイルＬ1′と並列連結
された抵抗Ｒ2並びにコンデンサＣ2を通じて発振用トラ
ンジスタＴＲ4のベースに入力され、このトランジスタ
ＴＲ4がターンオンされるが、これによってトランジス
タＴＲ4のコレクタ電流が前述のトランスＴ′の１次コ
イルＬ1′を通じて流れるようになる。従って、１次コ
イルＬ1′に励起される電圧が増加し、これによるトラ
ンジスタＴＲ4のベース電流増加に伴い、コアの磁束密
度が飽和点に達するが、前述したように磁束密度の飽和
点においてトランジスタＴＲ4はターンオンされる。こ
の時、コンデンサＣ2の充電電圧が抵抗Ｒ2を通じて放電
され、放電が終ると再びトランジスタＴＲ4がターンオ
ンされたあと、前述と同一の作動をすることになる。結
局は、トランジスタＴＲ4は反復的にオン・オフされる
発振作用をおこし、トランスＴ′の２次コイルＬ2′に
はＡＣ電圧が励起され、これによって電力トランジスタ
ＴＲ3′がターンオンされ、電気的負荷回路２′へ電源
ＢＴ′が供給される。
の実施例と同一の機能をもつ素子の番号にはアポストロ
フィーを付けている。この実施例においては、リンギン
グ・チョーク式（Ringing Chock）コンバータ１１を使
用しており、このリンギング・チョーク式コンバータ１
１もまた前述のＤＣ−ＤＣコンバータ１と同じようにコ
アの磁束密度の飽和点においては磁界を変えても磁束密
度が一定である自己飽和特性を利用したものである。即
ち、制御スイッチＳＷ′をオンさせると電源ＢＴからの
駆動電源がトランスＴ′の１次コイルＬ1′と並列連結
された抵抗Ｒ2並びにコンデンサＣ2を通じて発振用トラ
ンジスタＴＲ4のベースに入力され、このトランジスタ
ＴＲ4がターンオンされるが、これによってトランジス
タＴＲ4のコレクタ電流が前述のトランスＴ′の１次コ
イルＬ1′を通じて流れるようになる。従って、１次コ
イルＬ1′に励起される電圧が増加し、これによるトラ
ンジスタＴＲ4のベース電流増加に伴い、コアの磁束密
度が飽和点に達するが、前述したように磁束密度の飽和
点においてトランジスタＴＲ4はターンオンされる。こ
の時、コンデンサＣ2の充電電圧が抵抗Ｒ2を通じて放電
され、放電が終ると再びトランジスタＴＲ4がターンオ
ンされたあと、前述と同一の作動をすることになる。結
局は、トランジスタＴＲ4は反復的にオン・オフされる
発振作用をおこし、トランスＴ′の２次コイルＬ2′に
はＡＣ電圧が励起され、これによって電力トランジスタ
ＴＲ3′がターンオンされ、電気的負荷回路２′へ電源
ＢＴ′が供給される。
本考案の電子式スイッチに使用される低電圧変換用のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、各実施例におけるＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１或は１１に限らず、その種類如何に拘らず利
用できる。
Ｃ−ＤＣコンバータは、各実施例におけるＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１或は１１に限らず、その種類如何に拘らず利
用できる。
尚、本考案に利用される電力トランジスタも、設計条件
等によりＰＮＰ型トランジスタＴＲ3又はＮＰＮ型トラ
ンジスタＴＲ3′の内一つを択一して利用できると同時
にスイッチングノイズ等が問題となる場合は電界効果ト
ランジスタ等のスイッチング素子に代替することができ
る。
等によりＰＮＰ型トランジスタＴＲ3又はＮＰＮ型トラ
ンジスタＴＲ3′の内一つを択一して利用できると同時
にスイッチングノイズ等が問題となる場合は電界効果ト
ランジスタ等のスイッチング素子に代替することができ
る。
「考案の効果」 本考案は、大電流スイッチ回路の電力損失を極少化させ
ることができ、製品の小型化並びに単一体としての成型
が万全であるため特に単一電源を使用する車両に利用す
る場合各種の電気的負荷の制御に便利である。
ることができ、製品の小型化並びに単一体としての成型
が万全であるため特に単一電源を使用する車両に利用す
る場合各種の電気的負荷の制御に便利である。
第１図は本考案の１実施例を示した回路図、第２図は本
考案の別の実施例を示した回路図である。 １，１１……ＤＣ−ＤＣコンバータ、２，２′……負荷
回路、ＴＲ1，ＴＲ2，ＴＲ4……発振用トランジスタ、
ＴＲ3……電力トランジスタ、Ｄ1〜Ｄ3，Ｄ2′，Ｄ3′
……ダイオード、Ｃ1，Ｃ1′，Ｃ2……コンデンサ、
Ｒ1，Ｒ2……抵抗、ＳＷ，ＳＷ′……制御スイッチ、Ｂ
Ｔ，ＢＴ′……電源、Ｔ，Ｔ′……トランス、Ｌ1，
Ｌ1′，Ｌａ，Ｌａ′……１次コイル、Ｌ2，Ｌ2′……
２次コイル。
考案の別の実施例を示した回路図である。 １，１１……ＤＣ−ＤＣコンバータ、２，２′……負荷
回路、ＴＲ1，ＴＲ2，ＴＲ4……発振用トランジスタ、
ＴＲ3……電力トランジスタ、Ｄ1〜Ｄ3，Ｄ2′，Ｄ3′
……ダイオード、Ｃ1，Ｃ1′，Ｃ2……コンデンサ、
Ｒ1，Ｒ2……抵抗、ＳＷ，ＳＷ′……制御スイッチ、Ｂ
Ｔ，ＢＴ′……電源、Ｔ，Ｔ′……トランス、Ｌ1，
Ｌ1′，Ｌａ，Ｌａ′……１次コイル、Ｌ2，Ｌ2′……
２次コイル。
Claims (1)
- 【請求項１】車両に搭載され、該車両内の直流電源から
電気的負荷回路への給電のスイッチ制御を行う単一電源
回路用電子式大電流スイッチにおいて、 前記車両に搭載された直流電源から得られる直流電圧を
低電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、 前記直流電源および電気的負荷回路と直列接続された電
力トランジスタとを有し、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 磁気飽和特性を有するトランスと、 前記トランスの２次側コイルから得られる電圧を整流し
前記電力トランジスタを飽和状態とする電流を前記電力
トランジスタのベースへ供給する整流回路と、 前記トランスの１次側コイルを用いて構成される自走発
振回路とからなり、 該自走発振回路が、発振用トランジスタと、制御スイッ
チとを有し、 前記直流電源に対し、前記１次側コイルの一部と、前記
発振用トランジスタと、前記制御スイッチが直列に接続
されると共に、前記１次側コイルにおける他の部分に誘
起される電圧が前記発振用トランジスタのベースに印加
されるように接続されてなることを特徴とする単一電源
回路用電子式大電流スイッチ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1988023699U JPH0611657Y2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | 単一電源回路用電子式大電流スイッチ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1988023699U JPH0611657Y2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | 単一電源回路用電子式大電流スイッチ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01126633U JPH01126633U (ja) | 1989-08-30 |
| JPH0611657Y2 true JPH0611657Y2 (ja) | 1994-03-23 |
Family
ID=31242906
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1988023699U Expired - Lifetime JPH0611657Y2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | 単一電源回路用電子式大電流スイッチ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0611657Y2 (ja) |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52139745U (ja) * | 1976-04-16 | 1977-10-22 | ||
| JPS61224723A (ja) * | 1985-03-29 | 1986-10-06 | Mitsubishi Electric Corp | トランジスタ駆動回路 |
| JPS62185562A (ja) * | 1986-02-07 | 1987-08-13 | Toshiba Corp | スイツチングレギユレ−タ |
| JPS62277811A (ja) * | 1986-05-27 | 1987-12-02 | Toshiba Corp | 駆動回路 |
-
1988
- 1988-02-24 JP JP1988023699U patent/JPH0611657Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01126633U (ja) | 1989-08-30 |
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